WO2004051833A1

WO2004051833A1 - スイッチング電源回路

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Publication number: WO2004051833A1
Application number: PCT/JP2003/015236
Authority: WO
Inventors: Masayuki Yasumura
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2002-11-29
Filing date: 2003-11-28
Publication date: 2004-06-17
Also published as: US7158389B2; KR20050085047A; US20060239039A1; JP2004242491A

Abstract

　電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化を図ることができる力率改善機能を備えるスイッチング電源回路である。複合共振形コンバータとして、少なくとも、一次側にハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成とする。力率改善は、力率改善用トランス（疎結合トランスＶＦＴ）によって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイオードにより整流電流を断続させ、これにより交流入力電流の導通角を拡大させることで行う。これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としては、商用交流電源ラインに対してチョークコイルを挿入する構成を採る必要はなくなる。

Description

明細 = スィツチング電源回路技術分野

本発明は、力率改善のための回路を備えたスィツチング電源回路に関するものである。背景技術

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスィツチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスィツチング方式の電源回路になっている。

スィツチング電源回路はスィツチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力の D C— D Cコンバー夕として各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。

また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

そこで、力率改善のための構成を付加したスィツチング電源回路が各種提案されている。このようなスイッチング電源回路の 1つとして、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチヨ一クインプット方式のものが知られている（特開平 7 — 2 6 3 2 6 2号公報（第 1 9図）参照）。

第 2 7図は、上記したようなチョークインプット方式により力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路の一例が示されている。この図に示す電源回路は、先に本出願人が提案している複合共振形コンバー夕としての構成に対して、チヨ一クインプット方式としてのカ率改善の構成を付加している。

なお、この図に示す電源回路は、 [負荷電力 P ο = 1 5 0 W以上、交流入力電圧 V AC = 1 0 0 V系] の条件に対応した構成とされている。

この図に示す電源回路において、先ず、商用交流電源 A Cに対して、コモンモードチヨ一クコイル C M Cと 2本のァクロスコンデンサ C L を接続して形成される、コモンモードノイズフィル夕が設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスィツチングコンバータ側から商用交流電源 A Cに伝わるノィズを抑制する。

また、商用交流電源 A Cのラインに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路 D i及び平滑コンデンサ C iから成る整流平滑回路が備えられる。この整流平滑回路が商用交流電源 A Cを入力して整流平滑動作を行うことで、平滑コンデンサ C iの両端に、交流入力電圧 V ACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧 E iが得られる。この整流平滑電圧 E iは、後段のスイッチングコンバ一夕に対して直流入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成として、商用交流電源 A Cのラインに対してパワーチヨ一クコイル P C Hを直列に挿入する。この場合には、パワーチョークコイル P C Hは、商用交流電源 A Cの負極ラインに対して挿入されている。このようにして、商用交流電源 A Cのラインに対してパワーチョークコイル P C Hを揷入することで、周知のようにして、パワーチヨ一クコィル P C Hのインダクタンス L p chの作用によって、商用交流電源 A C からプリッジ整流回路 D iを形成する整流ダイォードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流 I ACの導通角が拡大されて力率改善が図られる。

この図に示す電源回路においては、上記した整流平滑電圧 E iを入力して動作するスィツチングコンバータとして、複合共振形コンバータが備えられる。ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンパ —夕の動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を 1スイッチングコンバ一夕内において複合的に動作させる構成のスィッチングコンバータをいう。

この第 2 7図に示す電源回路において、上記複合共振形コンバータとして備えられる共振形コンバータは電流共振形とされる。そして、この場合の電流共振形コンパ一夕としては、図示するようにして、 M〇 S— F E Tによる 2本のスィツチング素子 Q l， Q 2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子 Q l , Q 2の各ドレイン—ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオード D D l , D D2 を並列に接続している。

また、スイッチング素子 Q 2のドレイン—ソース間に対しては、部分共振コンデンサ C pが並列に接続される。この部分共振コンデンサ C p のキャパシタンスと一次巻線 N 1 のリーケージィンダクタンス L 1によつては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイツチング素子 Q l， Q 2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになつている。この電源回路においては、スイッチング素子 Ql, Q2 をスィッチング駆動するのにあたり、コントロール I C 2が設けられる。このコント口一ル I C 2は、電流共振形コンバー夕を他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログ I C (Integrated Circuit)とされる。

このコントロール I C 2は、電源入力端子 Vccに入力される直流電圧により動作する。また、電源入力端子 Vccには、起動抵抗 R sを介した整流平滑電圧 E iが起動電圧として入力されている。コントロール I C 2は、電源起動時において、この電源入力端子 Vcc に入力される起動電圧によって起動される。

そして、コントロール I C 2においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、 2つのドライブ信号出力端子 VGH， VGLが備えられる。

ドライブ信号出力端子 VGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスィツチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子 VGLからは、ローサイドのスィツチング素子をスィツチング駆動するためのドライブ信号が出力される。

そして、この場合には、ドライブ信号出力端子 VGHは、ハイサイドのスイッチング素子 Q1 のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子 VGLは、口一サイドのスィツチング素子 Q2のゲートと接続される。

これにより、ドライブ信号出力端子 VGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子 Q1 のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子 VGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スィツチング素子 Q2のゲートに対して印加されることになる。また、この図では図示を省略しているが、コントロール I C 2に対しては、外付けの回路として、 1組のブートストラップ回路が接続される _t このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子 VGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スィツチング素子 Q 1を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。

コントロール I C 2では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロール I C 2では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、八ィサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、八ィサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに 1 8 0 ° の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子 VGHから出力し、口一サイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子 VGLから出力するようにされる。

このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子 Ql， Q 2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号が Hレベルとなる期間に応じては、スィッチング素子 Ql, Q2 のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号が Lレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子 Q1, Q2は、交互にオン/オフとなるタイミングによって所要のスィッチング周波数によりスィツチング駆動されることになる。

絶縁コンパ一夕トランス P I Tは、上記スイッチング素子 Ql， Q2 のスィツチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。絶緣コンバ一夕トランス P I Tの一次巻線 N1 の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサ C1 を介してスイッチング素子 Ql， Q2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側ァースに接続される。ここで、直列共振コンデンサ C1 は、自身のキャパシタンスと一次巻線 N1 のリーケージインダク夕ンス（L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子 Ql, Q2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによつて、スイッチング素子 Ql, Q2から成るスィッチング回路の動作を電流共振形とする。

このようにして、第 2 7図に示す回路における一次側スィツチングコンバ一夕としては、一次側直列共振回路（LI— C1) による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（C p//Ll) とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。

つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。

絶縁コンバ一夕トランス P I Tの二次側には二次巻線 N2が巻装される。

この場合の二次巻線 N2に対しては、図示するようにしてセンタ一夕ップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオード D01， D 02、及び平滑コンデンサ COから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサ COの両端電圧として二次側直流出力電圧 E 0が得られる。この二次側直流出力電圧 E0は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路 1のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路 1では、入力される二次側直流出力電圧 E0のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロール I C 2の制御入力端子 V cに供給する。コントロール I C 2では、制御入力端子 V cに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子 VGH， VGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子 Q1, Q2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスィツチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧 E01 のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイツチング周波数制御方式による安定化が行われる。

第 28図は、上記第 2 7図に示した電源回路についての、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V時、負荷電力 P o= 1 5 0 W〜 0 Wの負荷変動範囲における力率 P F、電力変換効率 77AC—D 及び整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）のレベルの各特性を実線により示している。

また、ここでは、比較として、第 2 7図に示した電源回路において力率改善を行わない場合の構成を採った場合の特性を破線により示している。つまり、パワーチヨ一クコイル P CHのインダク夕ンス Lpchの成分を、商用交流電源 ACのラインから省略した塲合の特性である。

また、第 2 9図には、第 2 7図に示した電源回路について、負荷電力 P o = 1 50 W時で、交流入力電圧 VAC = 8 0 V〜 1 2 0 Vの電圧レベル変動範囲における力率 P F、整流平滑電圧 E i、電力変換効率 77 AC—DCの各特性を示している。

なお、上記第 2 8図及び第 29図に示した実験結果を得るのにあたり, 第 2 7図に示す電源回路においては、各部を次のように選定している。パワーチョークコイル P CH Lpch= 1 0 mH

絶縁コンバータ卜ランス P I T ： EER 3 5フェライトコア、ギヤッフ長 1蘭、

一次巻線 Nl= 2 5 T

二次巻線 N 2：センタータップを分割位置として 2 3 T+ 23 T 一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 082 F 部分共振コンデンサ C p = 6 8 0 p F

また、第 2 8図において破線で示される特性を示す、第 2 7図の回路からパワーチョークコイル P CH (インダクタンス Lpch) を省略した構成の電源回路では、各部は次のように変更される。

絶緣コンバ一夕トランス P I T ： E E R 3 5フェライトコア、ギヤッフ長 1 mm、

一次卷線 Nl= 3 1 T

二次巻線 N2 ：センタ一タップを分割位置として 2 3 T+ 2 3 T 一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 0 6 8 F

部分共振コンデンサ C p = 6 8 0 p F

第 2 8図に示すようにして、実線及び破線により示す電力変換効率 77 AC→DC としては、共に、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなつていく傾向を有している。そして、実線によるインダク夕ンス L pchが揷入された第 2 7図に示す回路については、負荷電力 P o = 1 5 0W時において、 7?AC→DC= 8 7. 5 %で最大となる特性が示されている。

また、実線及び破線により示す整流平滑電圧 E iについては、重負荷の条件となるのに従って緩やかに低下する特性が得られている。実線によるインダク夕ンス Lpchが挿入された場合の特性は、負荷電力 P 0 = 0 W→ 1 5 0 Wの変動に対して、 E i = 1 3 4 V→ 1 1 5 Vという変化を示す。

また、力率 P Fの特性は、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなるが、負荷電力 P o = 7 5W以上からはほぼフラットな特性となつている。そして、負荷電力 P o = 1 5 0W時においては力率 P F = 0. 7 5が得られている。また、第 2 9図によると、交流入力電圧 V ACの変化に対して力率 P Fは、ほぼ 0 . 7 5で一定となる。また、電力変換効率？7 AC—D Cは、交流入力電圧 V ACが上昇するのに応じて緩やかに高くなる傾向となつている。また、整流平滑電圧 E iは、交流入力電圧 V ACにほぼ比例するようにして上昇している。

また、チヨ一クインプット方式により力率改善を図る構成の複合共振形コンバータとしての他の例を、第 3 0図に示す。この図に示す電源回路は、 [負荷電力 P o = 2 5 0 W以上、交流入力電圧 V AC = 1 0 0 V 系] の条件に対応可能な構成となっている。なお、この図において、第 2 7図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す電源回路は、第 2 7図の電源回路よりも重負荷の条件に対応することとなる。このため、整流平滑電圧 E iを生成する整流平滑回路としては、倍電圧整流回路が備えられる。この場合の倍電圧整流回路は、図示するようにして、商用交流電源 A Cに対して、 2本の整流ダィオード D i a， D i b、及び直列接続された 2本の平滑コンデンサ C i l， C i 2 を接続して形成される。

この倍電圧整流回路が交流入力電圧 V ACを入力して整流平滑動作を行うことで、平滑コンデンサ C i 1一 C i 2 の直列接続回路の両端には、交流入力電圧 V ACの 2倍のレベルに対応する整流平滑電圧 E iが生成される。

後段の一次側スィツチングコンバータは、このようにして生成される整流平滑電圧 E iを直流電圧として入力してスィツチング動作を行うことになる。

第 3 1図は、上記第 3 0図に示した電源回路についての、負荷電力 P o = 3 0 0 W〜 0 Wの負荷変動範囲における力率 P F、電力変換効率 77 AC→DC、及び整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）のレベルの各特性を実線により示している。

また、この図においても、比較として、第 3 0図に示した電源回路において力率改善を行わない場合（パワーチョークコイル P CH (インダクタンス Lpch) 無しの場合）の構成を採った場合の特性を破線により示している。

また、第 3 2図には、負荷電力 P o = 3 0 0 W、交流入力電圧 VAC = 8 0 V〜 1 2 0 Vの変動範囲における力率 P F、整流平滑電圧 E i、電力変換効率？7AC→DCの各特性を示している。

そして、上記第 3 1図及び第 3 2図に示した実験結果を得るのにあたり、第 3 0図に示す電源回路においては、各部を次のように選定している。

パワーチョークコイル P CH Lpch= 5 mH

絶縁コンバータトランス P I T ： E E R 3 5フェライトコア、ギヤッフ長 1 mm、

一次巻線 Nl= 2 8 T

二次巻線 N2：センタータップを分割位置として 2 5 T+ 2 5 T 一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 0 3 9 F

部分共振コンデンサ C p = 6 8 0 p F また、第 3 0図の回路からパワーチョークコイル P CH (インダク夕ンス Lpch) を省略した構成の電源回路では、次のように変更される。この構成による電源回路が、第 3 1図において破線で示される特性を示す。

絶縁コンパ一夕トランス P I T ： E E R 4 2フェライトコア、ギヤッフ S 1 mm 一次巻線 Nl= 3 2 T

二次卷線 Ν 2= 2 5 Τ

一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 0 3 3 F

部分共振コンデンサ C p = 6 8 0 p F 第 3 1図に示すようにして、実線及び破線により示す電力変換効率 7? AC→DC としては、共に、負荷電力 P o = 1 0 0 W程度以上の範囲で、ほぼ一定となる特性を有している。実線によるィンダクタンス Lpchが揷入された第 3 0図に示す回路については、負荷電力 P o = 3 0 0 W時において、 7?AC→DC= 9 1. 1 %となる特性が示されている。

また、実線及び破線により示す整流平滑電圧 E iについては、重負荷の条件となるのに従って緩やかに低下する特性が得られている。実線によるインダクタンス Lpchが揷入された場合の特性は、負荷電力 P o = 0 W→ 3 0 0Wの変動に対して、 E i = 2 6 4 V→ 2 4 4 Vという変化を示す。

また、力率 P Fの特性は、負荷電力が重負荷の条件となるのに従って高くなる傾向となっている。そして、負荷電力 P o = 3 0 0W時においては力率 P F = 0. 7 5が得られている。

また、第 3 2図によると、力率 P Fは、交流入力電圧 VACが高くなるのに応じて緩やかに低下してはいるが、この程度の傾きであれば、交流入力電圧 VACの変化に対してほぼ 0. 7 5で一定であるといえる。また、電力変換効率 7? AC— DCは、交流入力電圧 VACが上昇するのに応じて緩やかに高くなる傾向となっている。また、整流平滑電圧 E iは、交流入力電圧 VACにほぼ比例するようにして上昇している。

これまでの説明のようにして、第 2 7図及び第 3 0図に示した電源回路では、チョークインプット方式によって力率改善を図っている。これにより、例えばカラ一テレビジョン受像機についての電源高調波歪規制値をクリァするのには充分な程度の力率 P Fの値が得られるようにしている。

しかしながら、上記第 2 7図及び第 3 0図に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。

第 2 7図及び第 30図の電源回路において力率改善のために備えられるパワーチョークコイル P CHは、例えば珪素鋼板のコアと、銅線による巻線とによって構成される。このため、コアの鉄損と、銅線の抵抗による銅損が生じ、その分、このパヮ一チョークコイル P CHの部分での電力損失が増加することになる。

また、チョークコイルのインダクタンスと抵抗成分によって、交流入力電圧 VACの電圧降下も生じることになるが、これにより、交流入力電圧 VACを整流して得られる直流入力電圧（整流平滑電圧 E i ) も低下することになる。

このようなことから、直流入力電圧を入力して動作する複合共振形コンバ一夕としての電力変換効率は低下して、交流入力電力も増加することとなる。

例えば第 2 7図に示す電源回路の場合、パワーチョークコイル P CH の挿入によって、力率 P Fは 0. 5 5から 0. 7 5に改善されるが、総合的な電力変換効率 7? AC→DCは、 9 0. 6 %から 8 7. 5 %となって 3. 1 %俾下する。また、交流入力電力 P inは、 1 6 5. 5 Wから 1 7 1. 4 Wとなって 5. 9 W増加する。ちなみに、整流平滑電圧 E iは， 1 34Vから 1 1 5 Vとなって 1 9 V低下する。

また、第 3 0図に示す電源回路の場合では、パワーチョークコイル P CHの挿入により、力率 P Fは 0. 6 0から 0. 7 5に改善される。しかし、電力変換効率 7 AC→DCは、 9 2. 8 %から 9 1. 1 %となって 1. 7 %低下する。また、交流入力電力 P in は、 3 2 0 Wから 3 2 6. 0Wとなって 6. 0 W増加する。整流平滑電圧 E iは、 2 6 4 Vから 2 44Vとなって 2 0 V低下する。

また、パワーチョークコイル P CHは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。

パワーチヨ一クコイル P CHについて、できるだけ漏洩磁束を少ないものとする場合、コアを目字形（EE型若しくは E I型）とすることが行われる。そして、例として、このような目字形コアの場合のパヮ一チヨークコイル P CHの重量及び基板占有面積は、第 2 7図に示す電源回路では、 1 5 3 g、 1 1平方 cm であり、第 3 0図に示す電源回路では、 24 0 g、 1 9平方 cmとなる。

さらに、上記もしているように、パワーチョークコイル P CHは、漏洩磁束の発生も比較的大きい部品となるが、部品の配置や、漏洩磁束量などの条件によっては、パワーチョークコイル P CHの漏洩磁束が負荷側に影響を与える場合がある。このような場合には、パワーチヨ一クコィル P CHから輻射する漏洩磁束を抑える対策として、磁気シールドなどの部品を追加することになり、基板の大型化、重量化が助長されてしまうことがある。

つまり、チョークインプット方式により力率改善を図る構成の電源回路では、パワーチョークコイルの揷入に起因する電力変換効率の低下、及び電源回路の大型重量化、さらには高コスト化が避けられないという問題を有している。発明の開示そこで本発明は上記した課題を考慮してスィツチング電源回路として次のようにして構成する。

つまり、交流入力電圧を整流する整流素子、及びこの整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを備えて整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された 2 つのスィツチング素子を備えて形成されるスィツチング手段と、上記 2 つのスィツチング素子を交互オン/オフするようにしてスィツチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。

また、スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィツチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスィッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギヤップを形成して形成される絶縁コンバ一夕トランスと、少なくとも、一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スィツチング手段からのスィツチング出力の供給を受けてスィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。

また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスィツチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。

そして、このようにして構成されるスイッチング電源回路において、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備えることとした。そして、整流平滑手段の整流素子は、力率改善用一次巻線によってカ率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスィツチング動作を行うように構成することとした。

また、スィツチング電源回路として次のようにも構成することとした _t つまり、交流入力電圧が正/負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の低周波整流素子、及びこの低周波整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハ一フブリッジ結合された 2つのスィツチング素子を備えて形成されるスィツチング手段と、上記 2つのスィツチング素子を交互オン/オフするようにしてスィツチング駆動するスィツチング駆動手段とを備える。また、スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィツチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスィッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように, 所定長のギヤップを形成して形成される絶縁コンバ一夕トランスを備える。

また、少なくとも、一次巻線の漏洩インダク夕ンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スィツチング手段からのスィッチング出力の供給を受けてスィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える < また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スィツチング駆動手段を制御して、スィツチング手段のスィツチング周波数を可変することで，二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。

そして、このようにして構成されるスィツチング電源回路において、 —次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスと、カ率改善用二次巻線に対して直列に接続されるもので、交流入力電圧の周波数と比較しては高周波である、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧が正 Z負の各期間において、それぞれスィツチング動作を行う複数の高周波整流素子とを、さらに備えて構成することとした。

また、スィツチング電源回路として次のようにも構成することとした _c つまり、交流入力電圧が正/負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の整流素子、及びこの整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、この整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された 2つのスィツチング素子を備えて形成されるスィッチング手段と、上記 2つのスィツチング素子を交互オン Zオフするようにしてスィツチング駆動するスィツチング駆動手段とを備える。

また、スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィツチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスィッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギヤップを形成して形成される絶縁コンバータトランスを備える。また、少なくとも、一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次卷線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スィツチング手段からのスィツチング出力の供給を受けてスィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える < また、二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスィツチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。

そして、上記構成によるスイッチング電源回路において、一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備えて、整流平滑手段の整流素子は、力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスィツチング動作を行うように構成することとした。

上記各構成による本発明のスィツチング電源回路は、複合共振形コンバー夕として、一次側にハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバ一タを備えた構成を採っていることになる。また、力率改善は、力率改善用トランスによって、複合共振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に電圧帰還して、整流ダイォ一ドにより整流電流を断続し, これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。

このことから本発明は、力率改善機能を有するスイッチング電源回路として、いわゆるチョークインプット方式といわれる、商用交流電源ラインに対してパワーチヨ一クコイルを揷入する構成を採る必要は無いということになる。これによつて、チョークインプット方式によりカ率改善を図る場合よりも電力変換効率が大幅に向上されるという効果を有している。図面の簡単な説明

第 1図は、本発明の第 1の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 2図は、疎結合トランスの構造例を示す断面図である。

第 3図は、第 1の実施の形態の電源回路の要部の動作を商用交流電源 '周期により示す波形図である。

第 4図は、第 1の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。第 5図は、第 1の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

第 6図は、第 2の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 7図は、第 3の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 8図は、第 3の実施の形態の電源回路の要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。

第 9図は、第 3の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。第 1 0図は、第 3の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

第 1 1図は、第 4の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 1 2図は、第 5の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 1 3図は、実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。

第 1 4図は、第 1 2図に示す回路の等価回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数 0 . 8以下の場合）である。

第 1 5図は、第 1 2図に示す回路の等価回路図（絶縁コンパ一夕トランスの結合係数 0 . 9 0以上の場合）である。

第 1 6図は、第 5の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。第 1 7図は、第 6の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 1 8図は、第 6の実施の形態としての電源回路の変形例を示す回路図である。

第 1 9図は、第 6の実施の形態としての電源回路の変形例を示す回路図である。

第 2 0図は、第 1 7図に示す回路の等価回路図（絶縁コンバータトランスの結合係数 0 . 8以下の場合）である。

第 2 1図は、第 1 Ί図に示す回路の等価回路図（絶縁コンバー夕トランスの結合係数 0 . 9 0以上の場合）である。第 2 2図は、第 6の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。第 2 3図は、第 7の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。

第 2 4図は、第 7の実施の形態の電源回路の変形例を示す回路図である。

第 2 5図は、第 7の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性（V AC = 1 0 0 V時）を示す図である。

第 2 6図は、第 7の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性（V AC = 2 3 0 V時）を示す図である。

第 2 7図は、先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である ₍ 第 2 8図は、第 2 7図に示す電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

第 2 9図は、第 2 7図に示す電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

第 3 0図は、先行技術としての電源回路の他の構成例を示す回路図である。

第 3 1図は、第 3 0図に示す電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。

第 3 2図は、第 3 0図に示す電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。発明を実施するための最良の形態

第 1図は、本発明の第 1の実施の形態としてのスィツチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧 VAC = 1 0 0 V系のいわゆる単レンジで、負荷電力 P o = 1 5 0W以上の条件に対応する。つまり、対応する負荷条件としては、先に第 2 7図に示した電源回路と同様となる。

この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源 ACに対して、コモンモ一ドチヨ一クコイル CMCと 1本のァクロスコンデンサ CLを接続して形成される、コモンモードノイズフィル夕が設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源 A Cに伝わるノィズを抑制する。

そして、本実施の形態の電源回路では、商用交流電源 ACに対して、整流回路系を含んで形成される力率改善回路 3が接続される構成を採る _t この力率改善回路 3は、図示するようにして、ブリッジ整流回路 D i 、平滑コンデンサ C i、フィルタコンデンサ CN、及び疎結合トランス V F T (力率改善用トランス）を備えて形成される。

プリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N 12の直列接続を介して、商用交流電源 ACの正極ラインと接続される。また、ブリッジ整流回路 D iの負極入力端子は、商用交流電源 ACの負極ラインと接続される。

プリッジ整流回路 D iの正極出力端子は、平滑コンデンサ C iの正極端子に接続される。平滑コンデンサ C iの負極端子は、一次側アースに接続される。また、ブリッジ整流回路 D iの正極出力端子は、一次側ァースと接続される。

このようにして形成される力率改善回路 3の整流回路系の動作としては、商用交流電源 ACから供給される交流入力電圧 VACが正 Z負の各期間において、プリッジ整流回路 D iにより整流された整流出力によつて平滑コンデンサ C iに対して充電が行われる、いわゆる全波整流動作が得られることになる。つまり、整流回路系の基本構成としては、各 1 組のプリッジ整流回路及び平滑コンデンサから成る全波整流回路とされる。そして、この全波整流回路の整流動作により、平滑コンデンサ C i の両端に、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧 E iを生成する。

そのうえで、力率改善回路 3においては、ブリッジ整流回路 D iを形成する各整流ダイオード（整流素子） Da〜Ddについて、高速リカバリ型（高周波整流素子）が選定される。これは、後述するようにして、力率改善のための動作として、整流ダイォ一ド Da〜Ddが整流電流をスイッチングすることに対応している。

また、商用交流電源 A Cの正極ラインに対して疎結合トランス V F T の二次巻線 ΝΠ を挿入した回路構成を採っている。これは、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12が整流回路系に直列に挿入されていることを意味する。そして、これによつて、結果的には、整流回路系に流れる整流電流の導通角を拡大させる動作が得られて、力率改善が図られる ( なお、力率改善回路 3による力率改善動作については後述する。

ここで、疎結合トランス VF Tの構造例を第 2図に示しておく。

この図に示すように、疎結合トランス VFTは、フェライト材による E型コア CR 1、 C R 2を互いの磁脚が対向するように組み合わせた E E型コアを備える。

そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ポビン Bが備えられる。このポビン Bの一方の巻装部に対して一次巻線 Nilが巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線 N12が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたポビン Bを上記 E E 型コア（C R 1， C R 2 ) に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、 E E型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。これにより疎結合トランス V F T全体としての構造が得られる。

また、中央磁脚の接合部分に対して所要のギャップ長のギャップ Gを形成するようにしており、これにより、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにしている。この第 1の実施の形態、及び後述する第 2、第 3、第 4の実施の形態では、例えばギャップ Gのギャップ長を 1.5mm程度として、結合係数について 0. 7 5以下となるようにしている。

第 1図において、上記整流平滑電圧 E iを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバ一夕としての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。

そして、ここでは、図示するようにして、 MO S— F E Tによる 2本のスイッチング素子 Q1 (ハイサイド）， Q2 (ローサイド）をハ一フブリッジ結合により接続している。スイッチング素子 Ql， Q2の各ドレイン一ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンバ一ダイオード DDI, DD2を並列に接続している。

また、スイッチング素子 Q2のドレイン一ソース間に対しては、部分共振コンデンサ C pが並列に接続される。この部分共振コンデンサ C p のキャパシタンスと一次巻線 N1 のリーケージィンダクタンス L 1によつては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイツチング素子 Ql， Q2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになつている。なお、この場合には、実際においては、部分電圧共振回路としては、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と直列接続された疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil のインダクタンス成分 L 11 も含まれることになる。

コントロール I C 2は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログ I C (Integrated Ci rcui t)とされる。

このコントロール I C 2は、電源入力端子 Vccに入力される直流電圧（ 1 8 V) により動作する。また、電源入力端子 Vccは、起動抵抗 R sを介して整流平滑電圧 E iのラインとも接続されている。コント口ール I C 2は、電源起動時においては、この起動抵抗 R sを介して入力される整流平滑電圧 E iにより起動する。また、このコントロール I C 2は、アース端子 Eにより一次側アースに接地させるようにしている。そして、コントロール I C 2においては、スィツチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、 2つのドライブ信号出力端子 VGH, VGLが備えられる。

ドライブ信号出力端子 VGHからは、ハイサイドのスィツチング素子をスィツチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子 VGLからは、口一サイドのスィツチング素子をスィツチング駆動するためのドライブ信号が出力される。

そして、ドライブ信号出力端子 VGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子 Q1 のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子 VGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スィツチング素子 Q2のゲートに対して印加されるようになっている。なお、ここでは図示していないが、実際には、コントロール I C 2には、周辺の外付け部品により形成されるブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路は、ハイサイドのスイッチング素子 Q 1に対して印加されるドライブ信号について、スィツチング素子 Q 1を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトするためのものである。

また、実際には、スイッチング素子 Q l， Q 2には、ゲ一ト抵抗や、ゲ—トーソース間抵抗などの部品素子も接続されるが、ここでも、これらの図示は省略している。

コントロール I C 2では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路

1から端子 V cに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。

そして、コントロール I C 2では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、八ィサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子 V GHから出力し、口一サイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子 V GLから出力する。

上記ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は, 1スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生するオン期間と、 0 Vとなるオフ期間が得られる波形を有する。そして、上記した波形を共に有するものとされた上で、互いに 1 8 0 ° の位相差を有する出力タイミングを有する。

このような波形がスィツチング素子 Q l , Q 2に印加されることで、スィツチング素子 Q l , Q 2は、交互にオン Zオフするようにしてスィツチング動作を行うことになる。なお、実際のスイッチング動作としては、スイッチング素子 Q1が夕ーンオフしてスィツチング素子 Q 2がタ一ンオンするまでの間と、スィツチング素子 Q 2がターンオフして、スィツチング素子 Q1がターンォンするまでの間に、スイッチング素子 Ql, Q2が共にオフとなる、短時間のデッドタイムが形成されるようになっている。

このデッドタイムは、スイッチング素子 Ql， Q2が共にオフとなる期間である。このデッドタイムは、部分電圧共振動作として、スィッチング素子 Ql， Q 2がターンオン/夕一ンオフする夕イミングでの短時間において、部分共振コンデンサ Cpにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このようなデッドタイムとしての時間長は、例えばコントロール I C 2側で設定することができるようになつており、コントロール I C 2では、設定された時間長による期間 t dが形成されるように、ドライブ信号出力端子 V GH, VGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。

絶縁コンバー夕トランス P I Tはスィツチング素子 Ql， Q2のスィツチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線 N1 と二次巻線 N2が巻装される。

この場合、絶縁トランス P I Tの一次卷線 N 1の一端は、スィッチング素子 Q1 のソースとスイッチング素子 Q2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil 一直列共振コンデンサ C1 の直列接続を介して接続される。また、一次巻線 N1 の他端は、一次側アースに接続される。

上記した接続態様によると、スイッチング素子 Ql, Q2のスィッチング出力点に対して、直列共振コンデンサ C1一疎結合トランス VF T の一次巻線 Nil—絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 の直列回路が接続されていることになる。

従って、この場合には、上記直列共振コンデンサ C1 のキャパシタンスと、次巻線 N1 を含む絶縁コンバータトランス P I Tのリ一ケージインダク夕ンス Ll、及び疎結合トランス VFTの一次巻線 Nil のインダクタンス成分 L11 とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子 Ql, Q2のスィツチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスィツチング出力に応じて共振動作するが、これによつて、一次側スィツチングコンバー夕の動作を電流共振形とする。

従って、この図に示す一次側スィツチングコンバー夕としては、一次側直列共振回路（C1— L11— L1) による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（C p//Ll (- L11) ) とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。

つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。

ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランス P I Tの構造としては、例えばフェライト材による E型コアを組み合わせた E E型コアを備える。そして、一次側と二次側とで卷装部位を分割したうえで、一次巻線 N1 と、次に説明する二次巻線 N2 を、 E E型コアの中央磁脚に対して巻装している。そして、この第 1の実施の形態、及び後述する第 2、第 3、第 4の実施の形態としては、 E E型コアの中央磁脚に対しては 1. Omn！〜 1.5 mmのギャップを形成するようにしている。これによつて、 0. 7〜0. 8程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。

絶縁コンバータトランス P I Tの二次側には、二次巻線 N2が巻装されている。この二次巻線 N2 には、一次巻線 N1 に伝達されたスィッチング出力に応じた交番電圧が励起される。

二次巻線 N 2に対しては、図示するようにしてセンタ一タップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオード D01, D02、及び平滑コンデンサ COから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサ COの両端電圧として二次側直流出力電圧 E0が得られる。この二次側直流出力電圧 E0は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路 1のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路 1は、例えば二次側の直流出力電圧 E0のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロール I C 2の制御端子 V cに対して出力される。コントロール I C 2では、制御端子 V cに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子 VGH, VGLから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、口一サイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン Zオフさせる夕イミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。

これにより、スイッチング素子 Ql, Q2のスイッチング周波数は、制御端子 V cに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。スィツチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線 N1 に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧 E0のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。

続いて、先に説明した構成による力率改善回路 3の動作を第 3図の波形図を参照して説明する。

例えば第 3図（a) 示す周期により交流入力電圧 VACが得られているとすると、商用交流電源 ACから整流電流経路に流れようとする交流入力電流 IACは、第 3図（b) に示すようにして、交流入力電圧 VAC が正/負の期間において、それぞれ正極性 Z負極性となるようにして流れる。

また、商用交流電源 ACのラインにおけるフィルタコンデンサ CNと疎結合トランス VFTの二次巻線 N12の端部との接続点と、一次側ァースとの間の電位 VI は、第 3図（c) により示す波形が得られる。

ブリッジ整流回路 D iの正極入力端子と一次側アース間の電位 V2 は, 第 3図（e) に示す波形が得られる。

ここで、疎結合トランス VFTにおいては、一次巻線 Nil に対して一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が伝達される。これに応じて、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12 には、交番電圧が励起されることになる。疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12は、前述もしたように、整流電流経路に揷入されているから、疎結合トランス V F Tによっては、一次側スィツチングコンバ一夕のスィツチング出力を整流電流経路に電圧帰還する動作が得られることになる。上記第 3図（c ) (e) に示す電位 VI, V2は、図示するようにして、交流入力電圧 I ACの導通期間以外の期間において、交番波形成分が重畳されている。これは、上記のようにして、一次側スィツチングコンバ一夕のスィツチング出力が電圧帰還されることで得られる。

そして、これに応じて、商用交流電源 ACのラインから疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12 に流れようとする電流 I 2は、第 3図（ f ) に示すようにして、定常的な交番波形として流れる。この電流 12は、 0レベルを中心に一定の振幅とされたうえで、交流入力電流 I ACの導通期間に対応して、正極性の整流電流 I I の成分が重畳された波形として得られる。

そして、交流入力電圧 VACが正極性 Z負極性となる期間の各々において、第 3図（c) に示した電位 VIが、それぞれ最大 Z最小となる近傍のタイミングでは、電位 VI のレベルが整流平滑電圧 E iよりも高くなる期間が生じ、この期間において、ブリッジ整流回路 D iから平滑コンデンサ C iに対して、第 3図（d) に示す整流電流 I 1が流れる。

プリッジ整流回路 D iを形成する高速リカバリ型の整流ダイォ一ド (Da〜Dd) に整流電流が流れるとき、これらの整流ダイオードでは. 疎結合トランス V FTの二次巻線 N 12 に励起された交番電圧に応じて, スイッチング動作を行う。これにより、整流ダイオードに流れる整流電流は断続されることになり、整流電流 I I としては、第 3図（d) に示すようにして交番波形となる。

整流電流 I I は、交流入力電圧 VACが正の期間内では、フィルタコンデンサ CNから商用交流電源 ACの正極ラインを介して、二次巻線 N 12—ブリッジ整流回路 D iの整流ダイオード Da—平滑コンデンサ C i —一次側アース—整流ダイォ一ド Dd→商用交流電源 ACの負極ラインによる整流電流経路で流れる。また、交流入力電圧 VACが負の期間内では、フィル夕コンデンサ CN から商用交流電源 ACの負極ラインを介して、整流ダイォード Dc—平滑コンデンサ C i—一次側アース→整流ダイォード Db→二次巻線 N12 による整流電流経路で流れる。

このようにして、高速リカバリ型の整流ダイオード（Da〜Dd) によって、整流電流がスィツチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧 E iのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサ C iへの充電電流が流れるようにされる。

この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、第 3図（b) に示すようにして、交流入力電流

1 ACの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流 I ACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。

第 4図には、第 1図に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧 VAC = 1 0 0 V時における、負荷電力 Ρ ο = 0〜 1 5 0 Wの変動に対する電力変換効率（77 AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。

また、第 5図には、第 1図に示した構成による電源回路の特性として. 負荷電力 P 0 = 1 5 0W時における、交流入力電圧 VAC= 8 5 V〜 1

2 0 Vの変動に対する電力変換効率（7? AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。

また、参考として、上記第 4図及び第 5図に示した実験結果を得るにあたっての、第 1図に示した回路の各部の定数を示しておく。

フィルタコンデンサ CN= 1 F

絶縁コンバー夕卜ランス P I Tの一次巻線 Nl= 3 2 T

絶縁コンバータトランス P I Tの二次巻線 N2 ：センタータップを分割位置として 2 3 T+ 2 3 T (ターン）一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 0 6 8 F

一次側部分共振コンデンサ C p = 6 8 0 p F

疎結合トランス VFT ： EE— 2 8のフェライトコア、ギャップ長 = 1.5mm

一次巻線 Nil のインダクタンス Lll= 7 5 H

二次巻線 ΝΠのインダクタンス L12= 5 0 ιιΗ これら第 4図及び第 5図に基づいて、負荷電力 P o= 1 50W時における、第 1図に示す電源回路と、先に第 2 7図に示した先行技術としての電源回路とを比較してみると次のようになっている。なお、先行技術としては、第 2 7図及び第 3 0図の 2つの電源回路を示しているが、ここでは第 1図の電源回路と同等の負荷条件に対応すべき構成を採る第 2 7図の回路を比較対象としている。

先ず、力率に関しては、第 1図に示す回路では力率 P F= 0. 7 8となっており、先に第 2 7図に示した電源回路の力率 P F= 0. 7 5よりも向上していることが分かる。

また、第 1図に示す回路の電力変換効率は（7?AC→DC) 、 AC—DC = 9 0. 6 %であるのに対して、第 2 7図に示す回路では、 7?AC→DC = 8 7. 5 %であったから、 3. 1 %向上していることになる。従って- 交流入力電力 P inについては、第 2 7図に示した回路が 1 7 1. 4W であるのに対して、第 1図に示す回路では 1 6 5. 5Wとなっており、 5. 9 W低下していることになる。これは、第 2 7図に示す回路構成において、パワーチヨ一クコイル P CHを挿入しない（力率改善無し）の構成と同等の電力変換効率となっている。

整流平滑電圧 E iのレベルについては、第 1図に示す回路では、 E i = 1 43 Vとなっている。第 27図に示す回路において、パワーチヨ一クコイル P CHを揷入しない（力率改善無し）の構成の場合には E i = 1 3 4 Vであり、本実施の形態では、これよりも高いレベルの整流平滑電圧 E iが得られていることになる。このような整流平滑電圧 E iの上昇は、整流平滑電圧 E i として、スイッチング出力の電圧帰還分が重畳されることで得られるものである。

また、第 1図に示す回路では、パワーチョークコイル P CHが省略され、代わりに、疎結合トランス V F Tが設けられている。

第 2 7図に示す回路のパワーチョークコイル P CHは、その重量が 1 5 3 gであり、基板占有面積は 1 1平方 cmであった。これに対して、第 1図に示す回路では、疎結合トランス VF Tとフィルタコンデンサ C Nを総合しても、重量が 4 8 gであり、第 2 7図に示す回路のパワーチヨークコイル P CHの約 3 1 %にまで軽減されている。また、基板占有面積は 9平方 cmであるから、約 8 2 %程度にまで縮小が図られていることになる。

このようにして、第 1図に示す電源回路は、力率改善機能を有する負荷電力 P o = 1 5 0W以上に対応可能な電源回路として、第 2 7図に示す電源回路よりも、小型、軽量化が図られることになる。

また、パワーチョークコイル P CHが省略されることで、このパワーチョークコイル P CHにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響も考慮する必要がない。このため、例えばパヮ一チヨ一クコイル P CHに磁気シールド板を施すような対策も不要となるから、この点でも、回路の小型軽量化に寄与することになる。

第 6図は、本発明の第 2の実施の形態としてのスィツチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路も、交流入力電圧 VAC = 1 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 1 5 0W以上の条件に対応する。なお、この図において、第 1図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す電源回路においては、先ず、絶縁コンバータトランス P I Tの二次巻線 N2に対して、並列共振コンデンサ C2を並列に接続している。

この並列共振コンデンサ C2は、自身のキャパシタンスと二次巻線 N 2のリーケージインダクタンス L 2によって、二次側並列共振回路を形成するものとされる。そして、並列共振コンデンサ C2のキャパシタンスとしては、 1 0 0 0 p F〜3 3 0 0 p Fが選定される。そして、実際に選定されるキャパシタンスの値により、この二次側並列共振回路は、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路として形成されることになる。

つまり、第 2の実施の形態の電源回路は、複合共振形コンバータとして、二次側にも共振回路を備える構成を採っている。このようにして、二次側に共振回路を備えることによっては、より安定したスイッチング動作を得たり、また、より重負荷の条件に対応することが可能となる。また、この第 6図に示す電源回路の力率改善回路 3は、第 1図に示した力率改善回路 3と比較すると、構成部品として、高速リカバリ型の整流ダイオード（高周波整流素子） Dl， D2, D3が追加されている。つまり、この場合には、ブリッジ整流回路 D iの整流ダイオードによっては、整流電流をスイッチングにより断続することは行わない。そして、整流電流経路内において、整流電流をスィツチングするためのダイォードとして、上記整流ダイオード Dl， D2, D3を備えるものである。また、この場合のブリッジ整流回路 D iの整流ダイオード Da〜Ddは、整流電流をスイッチングしないことに対応して、低速リカバリ型（低周波整流素子）とされることになる。

そして、この場合のブリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、商用交流電源 ACと直接接続される。また、ブリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12の直列接続から、整流ダイオード D1 のアノード—力ソードを介して平滑コンデンサ C iの正極端子と接続される。また、整流ダイオード D2は、力ソードが整流ダィオード D1 のアノードと接続され、アノードが一次側アースと接続される。

また、ブリッジ整流回路 D iの正極出力端子は、整流ダイオード D3 のアノード_→カゾードを介して、平滑コンデンサ c iの正極端子と接続される。

また、この場合のフィルタコンデンサ CNは、ブリッジ整流回路 D i の正極入力端子と、平滑コンデンサ C iの正極端子（整流ダイオード D 1， D3の各アノードの接続点）との間に揷入される。フィルタコンデンサ CNは、次に説明するようにして流れる整流電流がスィツチングされることで得られる高周波成分の電流経路となる。

上記のようにして形成される力率改善回路 3の動作は次のようになる力率改善回路 3において、交流入力電流 I ACは、商用交流電源 AC の正極ラインから、ブリッジ整流回路 D iを形成するダイオード Daを介して流れる第 1整流電流 I 1 と、商用交流電源 ACの正極ラインから- 疎結合トランス V FTの二次巻線 N 12 を流れる第 2整流電流 I 2 とに分岐して流れることになる。

先ず、交流入力電圧 VAC が正の期間において、第 1整流電流 I I は，商用交流電源 ACの正極ライン→整流ダイオード Da (ブリッジ整流回路 D i ) —整流ダイオード D 3—平滑コンデンサ C i→整流ダイオード Dd (ブリッジ整流回路 D i ) →商用交流電源 ACの負極ラインの経路で流れる。

また、第 2整流電流 12は、商用交流電源 ACの正極ラインから分岐して、二次卷線 ΝΠ (疎結合トランス VFT) →整流ダイオード D1 の経路で流れ、平滑コンデンサ C iに流入する。

また、交流入力電圧 VACが負の期間では、第 1整流電流 I I は、商用交流電源 ACの負極ライン→整流ダイオード Dc (プリッジ整流回路 D i ) →整流ダイォード D3→平滑コンデンサ C i→整流ダイォ一ド D b (ブリッジ整流回路 D i ) —商用交流電源 ACの正極ラインの経路で流れる。

また、第 2整流電流 12は、商用交流電源 ACの負極ライン—整流ダィオード Dc (ブリッジ整流回路 D i ) →整流ダイオード Dl→平滑コンデンサ C iに流れた後に分岐して、整流ダイォード D2→二次巻線 N 12 (疎結合トランス VFT) →商用交流電源 ACの正極ラインの経路で流れる。

そして、力率改善回路 3内には、疎結合トランス VFTの二次巻線 N 12に励起された交番電圧によって、スィツチング出力が電圧帰還されている。このため、上記のようにして整流電流が流れる過程において、第 1整流電流 I I は、高速リカバリ型の整流ダイオード D3により、第 2整流電流 12は、高速リカバリ型の整流ダイオード DI, D2 (及び D 3) により、それぞれスイッチングされることで交番波形となる。

なお、このようにしてスィツチング周期により交番波形として得られる高周波の電流成分は、フィルタコンデンサ CNにて充放電されるようにして吸収され、ノーマルモードノイズが抑制される。このようにして、高速リカバリ型の整流ダイオード Dl， D2, D3によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続される結果、交流入力電流 I ACの導通角が拡大され、力率改善が図られる。

そして、このような構成による第 6図に示す電源回路においても、第 1図に示した電源回路と同様に、第 2 7図の電源回路と比較した場合には、電力変換効率の向上、回路基板の小型軽量化が図られることになるまた、プリッジ整流回路 D iの正極出力端子と平滑コンデンサ C iの正極との間に挿入される整流ダイォード D3は、例えば交流入力電圧 V ACがほぼピークレベルとなる近辺においてのみ整流電流をスィッチングして流すように動作する。これにより、整流ダイオード Dl, D2側に流れる整流電流についての、交流入力電圧 VACのピークに応じて生じるピークレベルが抑制されることになり、整流ダイオード Dl, D2 におけるスィツチング損失と、これに伴う発熱を低減することができる _c 第 7図は、本発明の第 3の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。先に第 1図及び第 6図に示した、第 1及び第 2の実施の形態の電源回路が、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 1 5 0W以上の条件に対応するのに対し、この第 3の実施の形態としての電源回路は、同じ交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V系の単レンジであっても、負荷電力 P o = 2 5 0W以上の条件に対応する。従って，対応可能な負荷条件としては、第 3 0図に示した電源回路と同様となる ₍ なお、この図において、第 1図又は第 6図と同一部分には同一符号を付し、同様となる構成部位についての説明は省略する。

この図に示す電源回路においては、力率改善回路 3内に備えられる整流回路系の基本的な構成として、倍電圧整流回路が形成される。つまり、 2本の直列接続した平滑コンデンサ C i 1, C i 2 を備え、この平滑コンデンサ C i 1-C i 2の直列回路を、プリッジ整流回路 D iの正極出力端子と一次側アース間に対して並列に挿入する。

そして、商用交流電源 ACの負極ラインを、平滑コンデンサ C i l— C i 2の接続点に対して接続する。代わりに、プリッジ整流回路 D iの負極入力端子は、同じブリッジ整流回路 D iの正極入力端子に接続して，整流電流経路内において、ブリッジ整流回路 D iを形成する整流ダイォード Da, Dcが並列に接続されるようにする。

また、この場合のブリッジ整流回路 D iの各整流ダイオード Da〜D dは、整流電流をスイッチングすることに対応して、高速リカバリ型とされている。

このようにして形成される倍電圧整流回路は、後述するような整流動作によって、交流入力電圧 VACの 2倍のレベルに対応する整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）を生成する。倍電圧整流回路によって、整流平滑電圧 E iのレベルを上昇させることで、例えば第 1図及び第 6図に示した回路よりも重負荷の条件に対応可能な構成としているものである。上記した力率改善回路 3の力率改善動作について、第 8図の波形図を参照して説明する。また、ここでは力率改善回路 3の力率改善動作と共に、この力率改善回路 3に含まれるとされる、倍電圧整流回路の整流動作についても説明する。

ここで、第 8図（a) 示す周期により交流入力電圧 VACが入力されているとすると、第 8図（c) に示す電位 VI は、図示するようにして，交流入力電圧 VACが正となる期間で最大値となり、交流入力電圧 VAC が負となる期間で 0 Vの最小値となる正弦波となる。この電位 VI は、図示するようにして、第 2整流電流 I 2が流れる経路である、商用交流電源 ACの正極ラインにおけるフィルタコンデンサ CNと疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12の接続点と、一次側ァ一スとの間の電位である。

そして、この第 2整流電流 1 2は、交流入力電圧 VACの絶対値が、上記第 8図（c ) に示す電位 VI の絶対値よりも高いとされる正 Z負の各期間において、交流入力電流 I ACを基として流れることになる。第 2整流電流 1 2は、第 8図（e) に示すようにして、交流入力電圧 VAC が正極性/負極性の各期間において、それぞれ正極性 Z負極性により、図示する交番波形により流れる。

先ず、商用交流電源 VACが正極性となる期間においては、第 2整流電流 I 2は、フィルタコンデンサ CNから商用交流電源 ACの正極ラインを介して、疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12 を流れ、さらに、プリッジ整流回路 D i の整流ダイォ一ド Da//Dc の並列回路を流れる ₍ そして、整流ダイオード Da〃Dcの並列回路を経由した電流は、第 1 整流電流 I 1 として、平滑コンデンサ C i 1 の正極端子—負極端子に流入して、さらに、商用交流電源 ACの負極ラインからフィルタコンデンサ CNに流入する。

また、交流入力電圧 VACが負となる期間においては、第 2整流電流は、フィルタコンデンサ CNから商用交流電源 ACの負極ラインを経由して、平滑コンデンサ C i 2の正極端子—負極端子に流入し、さらに一次側アースを介するようにして、ブリッジ整流回路 D iの整流ダイォード Dbに流れる。そして、整流ダイオード Dbを経由した整流電流 I 2 は、疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12 を介して、商用交流電源 A Cの正極ラインからフィル夕コンデンサ CNに流入する。

上記したような整流電流の流れによると、先ず、整流動作としては、交流入力電圧 VACが正極性の期間において平滑コンデンサ C i 1 に対する充電が行われることになつて、この平滑コンデンサ C i 1 には、交流入力電圧 V AC に対して等倍となるレベルの整流平滑電圧が得られる。同様にして、交流入力電圧 V ACが負極性の期間においては、平滑コンデンサ C i 2に対する充電が行われるので、この平滑コンデンサ C i 2 にも、交流入力電圧 V ACに対して等倍レベルの整流平滑電圧が得られる。

この結果、平滑コンデンサ C i 1 - C i 2の直列接続回路の両端電圧としては、交流入力電圧 V ACの 2倍のレベルに対応する整流平滑電圧 E iが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られることになる。

なお、上記第 2整流電流 1 2は、交流入力電圧 VACが正極性となる期間のみではあるが、整流ダイオードの並列回路（D a//D c) に流すようにしている。これは、第 7図に示す電源回路が、第 1図又は第 6図に示す実施の形態の電源回路よりも重負荷の条件であることに対応している。つまり、重負荷の条件となるのに従って整流電流量は増加するのであるが、上記のように整流電流を整流ダイオードに並列に流すようにすれば、整流ダイォ一ドに流れる電流量が低減されることになるので、それだけ、整流ダイォ一ドにかかる負担を軽減することができるものである。

また、このような回路構成による力率改善回路 3においても、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N 1 2に交番電圧が励起され、整流電流経路にスィツチング周期の交番電圧成分が重畳されることになる。つまり、整流電流経路に対してスイッチング出力が電圧帰還される。そして、スィツチング周期の交番電圧成分が重畳されることによって、プリッジ整流回路 D iの整流ダイォ一ドは、整流電流をスィツチングする動作が得られる。つまり、上記した整流電流経路からも分かるように、交流入力電圧 V ACが正極性の期間では、整流ダイオード Da， Dc において整流電流をスイッチングして断続する動作が得られ、結果的に、第 8図（d) ( e ) に示すようにして、第 1整流電流 I I、第 2整流電流 1 2は、スィツチング周期による交番波形となって整流電流経路を流れる。

また、交流入力電圧 VACが負極性の期間では、整流ダイオード Db において整流電流をスィツチングして断続する動作が得られることになり、第 8図（e ) に示すようにして、負極性方向により流れる交番波形となるものである。

そして、このようにして、ブリッジ整流回路 D iの整流ダイオードによって整流電流がスィツチングされることによっては、これまで説明してきたように、第 8図（b) に示すように交流入力電流 I ACの導通角が拡大され、力率改善が図られることとなる。

第 9図に、第 7図に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 Vにおける、負荷電力 P o = 0〜 3 0 0 Wの変動に対する電力変換効率（77AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E i の変化を示す。

また、第 1 0図に、第 7図に示した構成による電源回路の特性として- 負荷電力 P o = 3 0 0Wにおける、交流入力電圧 VAC= 8 5 V〜 1 2 0 Vの変動に対する電力変換効率（77AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。

また、参考として、上記第 9図及び第 1 0図に示した実験結果を得るにあたっての、第 7図に示した回路の各部の定数を示しておく。

フィル夕コンデンサ CN= 1 a F

絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 Nl= 3 5 T 絶縁コンパ一夕トランス P I Tの二次巻線 N2：センタ一タップを分割位置として 2 5 T+ 2 5 T (夕一ン）

一次側直列共振コンデンサ Cl= 0. 0 3 9 F

一次側部分共振コンデンサ C p= 6 8 0 p F

疎結合トランス VFT ： E E— 2 8のフェライトコア、ギャップ長 = 1.5mm

一次巻線 Nil のインダク夕ンス Lll= l 3 0 U

二次卷線 N 12のインダクタンス L12= l 0 0

これら第 9図及び第 1 0図に示す実験結果から、第 7図に示す電源回路と、先行技術として示した第 3 0図に示す回路とについて、負荷電力 P 0 = 3 0 0Wの負荷条件での比較を行うと、次のようになる。

先ず、力率に関しては、第 7図に示す回路では力率 P F= 0. 8 0となっており、第 3 0図に示す電源回路の力率 P F= 0. 7 5よりも向上していることが分かる。

また、第 7図に示す回路の電力変換効率（TJ AC—DC) は、？7 AC→DC = 9 3. 5 %であるのに対して、第 3 0図に示す回路では、 ?AC→DC = 9 1. 1 %であったから、 2. 4 %向上していることになる。従って、交流入力電力 P inについては、第 3 0図に示した回路が 3 2 6. 0 W であるのに対して、第 7図に示す回路では 3 1 7. 5Wとなっており、 8. 5 W低下していることになる。これは、第 3 0図に示す回路構成において、パワーチョークコイル P CHを挿入しない（力率改善無し）の構成と比較しても、さらに電力変換効率が向上されているという結果が得られている。

整流平滑電圧 E iのレベルについては、第 7図に示す回路では、 E i = 2 6 9 Vとなっている。第 3 0図に示す回路において、パワーチョークコイル P CHを挿入しない（力率改善無し）の構成の場合には E i = 2 6 4 Vであり、本実施の形態では、これよりも高いレベルの整流平滑電圧 E iが得られていることになる。

そして、この第 7図に示す回路についても、実装部品の観点から第 3 0図の回路と比較を行った場合には、パワーチョークコイル P C Hが省略される代わりに、疎結合トランス V F Tが設けられていることになる _c 第 3 0図に示す回路の場合には、より重負荷の条件に対応するために、パヮ一チョークコイル P C Hの重量は 2 4 0 gであり、基板占有面積は 1 9平方 cmであった。これに対して、第 7図に示す回路においては、疎結合トランス V F T及びフィル夕コンデンサ C Nの総重量は 4 8 gであり、また、疎結合トランス V F Tの占有面積は 9平方 c m であるから、重量は 2 0 %程度にまで軽減され、占有面積は、 4 7 %程度と大幅に縮小されている。

このように、第 7図に示す電源回路としても、力率改善機能を有する負荷電力 P o = 2 5 0 W以上に対応可能な電源回路として、第 3 0図に示す電源回路と比較して大幅に小型、軽量化が図られることになる。また、第 7図の電源回路についても、パワーチョークコイル P C Hにて発生する漏洩磁束による負荷側への影響を考慮した、磁気シールド板等の対策が不要となる。

第 1 1図は、本発明の第 4の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この第 4の実施の形態としての電源回路も、第 7図に示した第 3の実施の形態の電源回路と同様にして、交流入力電圧 V AC = 1 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上の条件に対応した構成を採る。なお、第 1図、第 6図、及び第 7図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

先ず、この図に示す電源回路においても、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上の条件に対応するために、力率改善回路 3内に備えられる整流回路系としては、倍電圧整流回路が形成され、直列接続された平滑コンデンサ C i 1 - C i 2の両端に得られる整流平滑電圧 E i としては、交流入力電圧 VACの 2倍に対応したレベルを有する。

但し、この第 1 1図に示すプリッジ整流回路 D iを形成する整流ダイオード Da〜Ddには、低速リカバリ型が選定される。つまり、この場合には、ブリッジ整流回路 D iの整流ダイオードによっては、整流電流をスイッチングにより断続することは行わない。そして、整流電流経路内において、整流電流をスイッチングするためのダイオードとして、高速リカバリ型の整流ダイォード Dl, D2が備えられる。

この場合のブリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、商用交流電源 A Cの正極ラインとフィルタコンデンサ CN の接続点に対して接続される _t また、ブリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、疎結合卜ランス VF T の二次巻線 N12—整流ダイオード D1 (アノード→力ソード）を介して平滑コンデンサ C i l の正極端子に接続される。整流ダイオード D2 は, アノードを一次側アースに接続し、力ソードを整流ダイオード D2の力ソードに接続するようにされる。

また、この場合のブリッジ整流回路 D iの負極入力端子も、同じプリッジ整流回路 D iの正極入力端子と接続することで、後述するようにして形成される整流電流経路内において、整流ダイォード Da//Dcの並列回路が形成されるようにしている。

上記のようにして形成される力率改善回路 3において、交流入力電圧 VACが正極性となる期間の整流電流は、商用交流電源 ACのラインから、整流ダイォード Da→平滑コンデンサ C i 1→商用交流電源 ACの負極ラインの経路により流れる第 1整流電流 I 1 の成分と、疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12→整流ダイオード Dl→平滑コンデンサ C i 1→商用交流電源 ACの負極ライン→フィルタコンデンサ CNの経路により流れる第 2整流電流 I 2の成分とに分岐することになる。

ここで、整流ダイオード Daはスイッチングを行わないので、第 1整流電流 I 1 は交番波形とは成らないが、疎結合トランス V FTの二次巻線 ΝΠに励起された交番波形によって、整流ダイオード D1がスイツチングを行うことで、第 2整流電流 I 2は交番波形となる。

一方、交流入力電圧 VACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源 ACの負極ライン側から、先ず、平滑コンデンサ C i 2 に流れる。そして、この後において、整流ダイオード Db→商用交流電源 A Cの正極ラインの経路と、整流ダイオード D2→疎結合トランス VFT の二次巻線 N12→商用交流電源 ACの正極ライン—フィルタコンデンサ CN の経路とに分岐して流れる。後者の経路により流れる整流電流が，この場合には、第 2整流電流 12 となる。

なお、この場合にも、整流ダイオード Dbはスイッチングを行わないので、前者の経路で流れる整流電流は交番波形とは成らない。これに対して、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12に励起された交番波形によって、整流ダイオード D2がスイッチングを行うことで、後者の経路で流れる第 2整流電流 I 1は交番波形となる。

このようにして、第 1 1図に示す力率改善回路では、交流入力電圧 V ACが正極性/負極性となる各期間において、整流電流は、ブリッジ整流回路 D iの所要の整流ダイォードを流れる経路と、高速リカバリ型の整流ダイオード D1又は D2を流れる経路とにより、並列的に分岐して流れる経路部分が形成される。

そして、高速リカバリ型の整流ダイオード D1又は D2側の経路で流れる整流電流が、これら整流ダイオード D1又は D 2によりスィッチングされることになるが、これによつて、これまでの説明と同様に、交流入力電流 I ACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。また、上記した整流電流経路によると、整流動作としては、この第 1 1図に示す電源回路においても、交流入力電圧 V ACが正極性の期間において平滑コンデンサ C i 1 に対する充電が行われ、交流入力電圧 VAC が負極性の期間においては、平滑コンデンサ C i 2に対する充電が行われる。従って、この場合にも、平滑コンデンサ C i 1一 C i 2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧 VACの 2倍のレベルに対応する整流平滑電圧 E iを生成する倍電圧整流動作となっていることが分かる。

また、第 1 1図に示す電源回路においては、第 6図に示した第 2の実施の形態の場合と同様に、絶縁コンバータ卜ランス P I Tの二次巻線 N 2に対して、並列共振コンデンサ C 2を並列に接続している。

この場合の並列共振コンデンサ C 2 も、自身のキャパシタンスと二次巻線 N 2のリ一ケージインダクタンス L 2によって、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路を形成する。

なお、このような二次側並列共振回路は、第 1図及び第 7図に示した第 1及び第 3の実施の形態の電源回路に備えても構わない。また、例えば二次巻線 N 2に対して共振コンデンサを直列的に接続して形成される二次側直列共振回路（電流共振回路）を備えることも考えられる。

第 1 2図は、本発明の第 5の実施の形態としての電源回路の構成を示している。

この第 5の実施の形態としての電源回路は、例えば商用交流電源 A C = 2 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上の条件に対応した構成を採る。なお、第 1図、第 6図、第 7図、及び第 1 1図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

先ず、この図に示す電源回路においては、ドライブ制御回路 4が示されているが、これは、例えば先に説明した各実施の形態の電源回路の回路図において備えられていた制御回路 1とコントロール I C 2とを一括し、 1つの回路部として示しているものである。

また、この図に示す力率改善回路 3としては、ブリッジ整流回路 Di と 1本の平滑コンデンサ C iから成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路に対して、高速リカバリ型の整流ダイオード Dl， D 2 と疎結合トランス VFTを備えた力率改善のための回路構成が付加される。

この場合、プリッジ整流回路 D iを形成する各整流ダイォ一ド Da〜 Ddには低速リカバリ型が選定される。そして、この場合には、ブリツジ整流回路 D iの正極入力端子（Da- Dbの接続点）を商用交流電源 A Cの正極ライン側におけるコモンモードチョークコイル CMCとフィルタコンデンサ CNの接続点に対して接続している。

このプリッジ整流回路 D iの正極入力端子は、力率改善用の疎結合トランス V FTの二次巻線 N12—整流ダイォ一ド D1 (アノード—カソード）の直列接続を介して、平滑コンデンサ C iの正極端子（整流平滑電圧 E iの正極ライン）とも接続される。これは、疎結合トランス VFT の二次巻線 N12—整流ダイォード D1 の直列接続が、プリッジ整流回路 D iの整流ダイォ一ド Daに対して並列に接続されているものとみることができる。

また、ブリッジ整流回路 D iの正極出力端子（Da- Dcの接続点）は、平滑コンデンサ C iの正極端子と接続される。また、ブリッジ整流回路 D iの負極入力端子（Dc- Dd の接続点）は、商用交流電源 ACの負極ライン側におけるコモンモ一ドチョークコイル CMCとフィル夕コンデンサ CNの接続点に対して接続される。プリッジ整流回路 D iの負極出力端子は一次側アースに接続される。

また、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N 12 と整流ダイオード D1 のアノードとの接続点に対しては、整流ダイオード D2の力ソードが接続される。整流ダイオード D2のアノードは、一次側アースに対して接続される。

上記のようにして形成される力率改善回路 3において、交流入力電圧 VACが正極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源 ACの正極ライン—整流ダイォード Da→平滑コンデンサ C i—整流ダイォード D d→商用交流電源 ACの負極ラインの整流電流経路により流れる第 1整流電流の成分と、商用交流電源 ACの正極ライン→疎結合トランス VF Tの二次巻線 ΝΠ→整流ダイォ一ド Dl→平滑コンデンサ C i→整流ダィォード Dd→商用交流電源 ACの負極ライン→フィルタコンデンサ C Nの整流電流経路により流れる第 2整流電流の成分とに分岐する。

ここで、第 1整流電流が流れる整流電流経路において整流を行う整流ダイオード Da， Ddは低速リカバリ型であり、スイッチング周期によるスイッチング動作は行わない。従って、第 1整流電流は交番波形とはならない。

一方、第 2整流電流が流れる経路においては、疎結合トランス VF T の二次巻線 N 12 に励起される交番電圧によって、整流ダイォード D1 において整流電流をスィツチングする動作が得られることになる。これにより、第 2整流電流は、交番波形となって平滑コンデンサ C iに流入する。また、交流入力電圧 VACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源 ACの負極ライン→整流ダイォ一ド Dc→平滑コンデンサ C i—整流ダイォード Db—商用交流電源 ACの正極ラインによる整流電流経路により流れる第 1整流電流と、商用交流電源 ACの負極ライン→ 整流ダイオード Dc→平滑コンデンサ C i→整流ダイオード D2→疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12→商用交流電源 ACの負極ライン→ フィルタコンデンサの CNの経路で流れる第 2整流電流とに分岐する。ここで、交流入力電圧 VACが負極性となる期間における第 1整流電流を整流する整流ダイオード Dc， Dbは低速リカバリ型であり、スィツチング動作は行わないので、第 1整流電流は交番波形とはならない。これに対して、第 2整流電流は、疎結合トランス VF Tの二次巻線 N 1 に励起される交番電圧によってスィツチング動作を行う高速リカバリ型の整流ダイォード D 2によってスイッチングされることになり、交番波形となるものである。

このようにして、第 1 2図に示す電源回路の力率改善回路 3としても，交流入力電圧 VACが正極性/負極性となる各期間において、疎結合トランス V F Tにより電圧帰還されたスイッチング出力に応じて整流電流がスイッチングされて交番波形となる。これによつて、これまでの説明と同様に、交流入力電流 I ACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

ここで、第 1 2図に示す第 5の実施の形態の電源回路において備えられる疎結合トランス VF Tとしても、先に第 2図に示した構造をとればよいものとされる。ただし、この第 1 2図に示す電源回路の場合には、疎結合トランス V F Tの E E型コアの中央磁脚に形成するギャップ長としては lmm程度として、一次巻線 N 11 と二次巻線 N 12の結合係数を 0. 8程度となるように設定することとしている。例えば先の各第 1〜第 4 の各実施の形態においては、その結合係数は、 0. 7 5以下となるように、ギャップ長は 1.5mm程度に設定されていた。

このような本実施の形態における疎結合トランス VF Tの結合係数の変更は、絶縁コンバータトランス P I Tにおいて設定する結合係数と関連している。この点について説明する。

ここで、第 1 2図に示す電源回路として、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と二次巻線 N2側との結合係数について、先の各実施の形態の場合と同様に、 0. 7〜0. 8程度の結合係数による疎結合の状態を設定しているとした場合の、等価回路を第 1 4図に示す。

第 1 2図に示した回路の場合、疎結合トランス VF Tの一次巻線 N 11 のインダクタンス（LN11) は、一次巻線 Nil における励磁インダクタンス Lei 1 と、リーケージインダクタンス Lkll の直列接続として示すことができる。

また、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 のインダクタンス (LN1) は、この一次巻線 N1 における励磁インダク夕ンス Lei と, リーケージィンダクタンス Lkl の直列接続として示すことができる。そして、第 1 2図からも分かるように、絶緣コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と、疎結合トランス VF Tの一次巻線 Nil とは、一次側直列共振回路内において直列接続されている関係にある。

従って、第 1 4図に示す等価回路によると、絶縁コンパ一夕トランス P I Tを一次側からみた、インダクタンスは、一次巻線 Nil における励磁インダクタンス Lell と、一次巻線 Nil におけるリーケ一ジインダクタンス Lkll と、一次巻線 N1 におけるリーケージインダクタンス Lkl の直列接続として表されることになる。したがって第 1 5図に示すように、絶縁コンパ一夕トランス P I Tを一次側からみた等価的なリ —ケージィンダクタンスは、 Lkll + Lkl

として表されることになる。これは、絶縁コンバータトランス P I丁の一次巻線 N1 に対して疎結合トランス V FTの一次巻線 Nilが直列接続されていることで、実際には、絶縁コンバータトランス P I T単体で得られるリーケージインダクタンスよりも大きな値のリ一ケージインダクタンスが、絶縁コンバータトランス P I Tの一次側で生じることを意味する。

これにより、電源回路全体として見た場合の一次側と二次側の結合係数は、 0. 8以下となることが分かっている。

例えば電源回路における結合係数が 0. 8以下となるような状態では，負荷電力が大幅に変動する場合において、軽負荷の条件となるのに従つて直流入力電圧が上昇して電圧変動特性が大きくなる。

そこで、例えば交流入力電圧の定格電圧の士 2 0 %から負荷オープンまでの定電圧制御範囲を保証するのにあたり、整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）を生成するための平滑コンデンサ（C i ) 、スイッチング素子（Ql， Q2) 、及び一次側直列共振コンデンサ C1等について相応の高耐圧品を選定する必要が生じる。これは、例えば部品素子の大型化に伴う回路基板の大型重量化ゃコストアップを招くことになる。

また、軽負荷となるのに応じて直流入力電圧が上昇することによっては、特に軽負荷の条件となっていくのに従って、 MOS— F ETとしてのスィツチング素子におけるオン抵抗が増加して、スィツチング損失も増加する。これにより、 AC/DC電力変換効率が低下していくということにもなる。

また、軽負荷となるのに応じて直流入力電圧が上昇するということは、直流入力電圧の変動幅が大きいということになるが、これにより、定電圧化のためのスィツチング周波数制御範囲が拡大し制御範囲が縮小するまた、これと同時に安定化制御される二次側直流出力電圧については、最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性が低下する場合がある。

そこで本実施の形態としては、絶縁コンバータトランス P I T単体で, 0. 9 0以上の結合係数が得られるように構成することとする。

絶縁コンバータトランス P I Tの構造としては、例えば第 1 3図に示すように、フェライト材による E型コア C R 1 1、 C R 1 2を互いの磁脚が対向するように組み合わせた E E型コアを備える。

そして、一次側と二次側の卷装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ポビン Bを備える。このポビン Bの一方の巻装部に対して一次巻線 N1 を巻装し、他方の巻装部に対して二次巻線 N2を巻装する。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたポビン Bを上記 E E型コア（C R 1 1， C R 1 2 ) に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、 E E型コアの中央磁脚に巻装される状態となる < これにより、絶縁コンパ一タトランス P I T全体としての構造が得られる。

そして、この場合においては、中央磁脚の接合部分に形成されるギヤップ Gのギャップ長を設定することにより、 0. 9 0以上の結合係数を得るようにされる。ここで、結合係数を 0. 9 0以上とするためには、例えばギャップ長を約 0.5mm以下（ギャップ長 = 0mmの場合も含む）の範囲で適宜設定すればよい。

このようにして、絶縁コンバータトランス P I Tの結合係数を 0. 9 0以上に設定した場合における、第 1 2図の電源回路の等価回路を第 1 5図に示す。

この図に示すようにして、絶縁コンパ一タトランス P I Tの一次巻線 N1 と疎結合トランス VF Tの一次巻線 Nil との直列接続回路の部位については、絶縁コンパ一夕トランス P I Tの一次巻線 N1 の励磁インダクタンス Lei と、疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil の励磁ィンダク夕ンス Lell との間に、 1つのリ一ケージインダク夕ンス成分（L kll + LKl) が直列に接続されるものとしてみることができる。

そして、上記第 1 5図に示す等価回路により示されることを前提として、絶縁コンバータトランス P I Tについては、

EER— 40コア

干ャッフ長 = 0.4mm

一次巻線 Nl= 2 2 T

二次巻線 N2：セン夕一タップを分割位置として 14T+ 1 4T とすることで、 0. 9 3の結合係数とした。これにより、

絶縁コンバ一夕トランス P I Tの一次巻線 N1 のィンダク夕ンス LN1 = 3 1 9 H

絶縁コンパ一夕トランス P I Tの一次巻線 N1 のリーケージインダクタンス LK1 = 49 H

絶縁コンパ一夕トランス P I Tの二次巻線 N 2のインダクタンス LN2 = 1 1 1 H

絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 のリ一ケージインダク夕ンス LK2= 1 7 ιιΗ

という各インダクタンス値が得られた。また、疎結合トランス VFT としては前述もしたように 0. 8程度の結合係数とするのであるが、実際には、 E E— 28のフェライトコアとしたうえで、ギャップ長を lmm に設定して結合係数は 0. 7 9としたところ、

疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil のインダクタンス LN11= 7 0 H H 疎結合トランス V F Tの二次巻線 ΝΠのインダクタンス LN12= 1 7

PL H

という各ィンダク夕ンス値が得られた。

そしてこの結果、第 1 2図に示す構成の電源回路として、第 1 5図の等価回路として示される回路全体の結合係数は、 0. 8 4となり、 0.

8 0よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

第 1 6図は、上記のようにして、第 1 5図の等価回路として 0. 8 4 の結合係数を有する、第 1 2図の電源回路についての実験結果として、交流入力電圧 VAC= 2 3 0 V時で、負荷電力 P o = 0 W〜 2 5 0 Wの変動に対する、 AC/DC電力変換効率（？7 AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。なお、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサ C 1 については、 0. 0 3

9 Fを選定した。

第 1 6図によると、整流平滑電圧 E iのレベルは、負荷電力 P o = 0 W〜 2 5 0Wの変動に対して 3 3 6 V〜 3 2 7 Vで 9 Vの変動範囲となつており、その変動幅が充分に抑制されている。つまり、回路全体としての結合係数について所要以上（例えば 0. 8以上）を維持していることで、軽負荷の条件となるのに従って整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）が大幅に上昇する現象が生じなくなっているものである。

そして、 AC/DC電力変換効率は、負荷電力 P o = 0 Wから重負荷の条件となるのに従って高くなつていく傾向となっている。ここで、負荷変動範囲は異なるが、例えば先の第 1の実施の形態の電源回路の特性として示した第 4図と比較してみると、軽負荷とされる負荷変動範囲（例えば第 1 6図では、負荷電力 P oが約 1 0 0 W以下の範囲）における曲線の変化が、より緩やかなものとなっていることが確認できる。つまり、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下が抑制されている。また、力率としては、負荷電力 P o = 1 0 0 W〜 2 5 0 Wの範囲で P F > 0 . 7 5を維持しており、電源高調波歪み規制をクリアする。

上記第 1 6図に示した実験結果に示すようにして、整流平滑電圧 E i のレベル変動幅が抑制されることで、第 1 2図に示す電源回路としては、例えば交流入力電圧の定格電圧の土 2 0 %から負荷オープンまでの定電圧制御範囲を保証するのにあたり、平滑コンデンサ C i、スイッチング素子（Q l， Q 2 ) 、及び一次側直列共振コンデンサ C 1等についての耐圧を高いものとする必要がないこととなる。これにより、回路基板の小型軽量化及び低コスト化を図ることが可能となる。

また、上記第 1 6図に示しているように、軽負荷の条件における

AC/D C電力変換効率の低下も抑制されている。また、軽負荷の条件での直流入力電圧の変動幅が抑制されることで、相対的に、スイッチング周波数制御範囲に対する定電圧制御レベル幅が小さなものとなる。つまり, スイッチング周波数制御範囲は、相対的に拡大することとなって、これにより、レギュレーション範囲も拡大するようにして改善される。また、これに伴って、二次側直流出力電圧を安定化する際における、最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性も改善されることになる。

また、先に記述したように、絶縁コンバータトランス P I Tの実際の構成としては、一次巻線 N l = 2 2 Tと設定されているが、これは、ギヤップ長を短くして結合係数を高めたことによって、例えば結合係数が 0 . 8以下の場合と比較して、そのターン数が少なくなつていることを示している。

例えば、結合係数を 0 . 8以下として構成する場合には、一次巻線 N 1 の夕一ン数については 3 3 T程度が必要となる。

このようにして夕一ン数が削減されることで、 1つあたりの絶緣コンバー夕トランス P I Tについての、巻線としての線材のコス卜が削減されることになる。線材としては例えば 6 0 φ / 1 5 0束のリッッ線が選定される。また、ターン数が少なくなる分、巻線工程の時間も短縮され、製造能率の向上にもつながることになる。

第 1 2図に示した第 5の実施の形態の電源回路についての変形例について説明しておく。

先ず第 1例としては、第 1 2図の回路の二次側において破線で括って示すようにして、この第 5の実施の形態の電源回路としても、先に第 6 図に示した第 2の実施の形態のようにして、絶縁コンバータトランス P I Tの二次巻線 N 2 に対して、並列共振コンデンサ C 2を並列に接続して構成する。

この場合の並列共振コンデンサ C 2 も、自身のキャパシタンスと二次巻線 N 2のリーケージィンダクタンス L 2によって、二次側並列共振回路を形成するものとされる。そして、実際に選定される並列共振コンデンサ C 2のキャパシタンスの値により、この二次側並列共振回路は、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路として形成される。

また、変形例の第 2例としては、力率改善回路 3として、第 1 2図に示す構成に代えて、第 1図に示した回路構成とするものである。この場合、回路構成的には、第 1図と同様となるが、絶縁コンバータトランス P I T及び疎結合トランス V F Tの結合係数について、先に説明したようにして設定することで、第 5の実施の形態としての構成の電源回路が得られることになる。

何れの例を採用するにせよ、第 5の実施の形態としては、回路全体として所要の結合係数が得られるようにして、力率改善用トランスと絶縁コンバータトランスの結合係数を設定することとし、特に絶縁コンパ一夕トランスについては、疎結合ではないとされる所要の結合係数となるように設定することで、負荷変動に応じた直流入力電圧（整流平滑電圧）の変化幅を抑制することとしている。これにより、スイッチング素子、及び直流入力電圧生成用の平滑コンデンサなどについて高耐圧品を選定する必要が無くなり、それだけ、コストダウンや回路基板の小型軽量化を図ることを可能としている。また、これによつても電力変換効率についての低下の抑制、若しくは向上が促進され、さらには、定電圧制御範囲の拡大も図られる。

続いては、第 6の実施の形態としての電源回路について説明する。この第 6の実施の形態の電源回路は、上記第 5の実施の形態としての電源回路の構成を基本としている。

ただし、第 5の実施の形態の電源回路が電源回路が、例えば商用交流電源 A C = 2 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上の条件に対応しているのに対して、第 6の実施の形態としての電源回路は、商用交流電源 A C 二 1 0 0 V系の単レンジで、負荷電力 P o = 2 5 0 W 以上の条件に対応する。

第 6の実施の形態の電源回路は、商用交流電源 A C = 1 0 0 V系が入力されるのに対応して、整流回路系を含む力率改善回路 3としての構成が変更されている。

第 1 7図は、第 6の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、第 1〜第 5の実施の形態の電源回路としての構成を示した各図（第 1図、第 6図、第 7図、第 1 1図、第 1 2図等）と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す電源回路の力率改善回路 3においては、商用交流電源 A Cが 1 0 0 V系であることに対応して、倍電圧整流回路が備えられる。先ず、整流回路 D i としては低速リカバリ型の整流ダイオード D a， D bから成る。整流ダイオード D aのアノードは商用交流電源 A Cの正極ライン側のコモンモードチョークコイル CMCとフィル夕コンデンサ CNの接続点に対して接続され、力ソードは、平滑コンデンサ C i l の正極端子（整流平滑電圧 E iの正極ライン）に対して接続される。

また、整流ダイオード Dbのアノードは一次側アースに接続され、力ソードは、整流ダイオード Daのアノードと接続される。

また、平滑コンデンサは、 2本の直列接続した平滑コンデンサ C i 1 一 C i 2 を備える。平滑コンデンサ C i 1 の正極端子は、上記したように、整流ダイオード Daの力ソードと接続される。平滑コンデンサ C i 2の負極端子は一次側アースに接続される。また、平滑コンデンサ C i 1 の負極端子と平滑コンデンサ C i の正極端子の接続点は、商用交流電源 ACの負極ライン側のコモンモ一ドチョークコイル CMCとフィル夕コンデンサ CNの接続点に対して接続される。

また、力率改善回路 3において、商用交流電源 ACの正極ライン側のコモンモ一ドチョークコイル CMCとフィルタコンデンサ CNの接続点と、平滑コンデンサ C i 1 の正極端子（整流平滑電圧 E iの正極ライン）との間には、疎結合トランス V F Tの二次巻線 ΝΠ と高速リカバリ型の整流ダイオード D1 の直列回路が接続される。この場合、整流ダィオード D1 は、アノードが二次巻線 N12 と接続され、力ソードが平滑コンデンサ C i 1 の正極端子と接続される。

また、整流ダイオード D1 のアノードと、疎結合トランス V F Tの二次卷線 N12の接続点に対しては、高速リカバリ型の整流ダイォ一ド D2 の力ソードが接続され、アノードは一次側アースと接続される。

このようにして構成される力率改善回路 3において、交流入力電圧 V ACが正極性となる期間の整流電流としては、先ず、商用交流電源 AC の正極ラインから、整流ダイオード Da→平滑コンデンサ C i 1→商用交流電源 ACの負極ラインの経路により流れる第 1整流電流が得られる ₍ また、商用交流電源 ACの正極ラインから、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12→整流ダイォード Dl→平滑コンデンサ C i 1→商用交流電源 ACの負極ライン→フィルタコンデンサ CNの経路により流れる第 2 整流電流が得られる。

この場合においても、低速リカバリ型の整流ダイオード Daはスイツチング動作を行わないので、上記第 1整流電流は交番波形とは成らないこれに対して、第 2整流電流は、疎結合卜ランス V F Tの二次巻線 N 12 に得られる交番電圧によってスィツチング動作する高速リカバリ型の整流ダイオード D1 によって断続され、交番波形となって平滑コンデンサ C i 1 に流入する。

また、交流入力電圧 VACが負極性となる期間では、整流電流は、商用交流電源 ACの負極ラインから、平滑コンデンサ C i 2→整流ダイォ一ド Db→商用交流電源 ACの正極ラインの経路により流れる第 1整流電流と、商用交流電源 ACの負極ライン側から平滑コンデンサ C i 2→ 整流ダイォ一ド D 2→疎結合トランス V F Tの二次巻線 N 12→商用交流電源 ACの正極ライン—フィル夕コンデンサ CNの経路で流れる第 2整流電流とに分岐する。

そして、この場合においても、低速リカバリ型の整流ダイオード Db はスイッチング動作を行わないことで、第 1整流電流は交番波形とは成らないのに対して、第 2整流電流は、疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12に得られる交番電圧の印加によりスィツチング動作する整流ダイォ一ド D2 によって断続され、交番波形となって平滑コンデンサ C i 2 に流入することになる。

従って、この場合においても、交流入力電圧 VACが正極性 Z負極性となる各期間において、整流電流は、整流回路 D iの所要の整流ダイォ一ドを流れる経路と、高速リカバリ型の整流ダイォ一ド D1又は D2を流れる経路とにより、並列的に分岐して流れる経路部分が形成される。そして、整流ダイォード D1又は D2側の経路で流れる整流電流が、これら整流ダイォ一ド D1又は D2によりスィツチングされることになる。これにより、これまでの説明と同様に、交流入力電流 I ACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

また、上記した整流電流経路によると、整流動作としては、交流入力電圧 VACが正極性の期間において平滑コンデンサ C i 1 に対する充電が行われ、交流入力電圧 VACが負極性の期間においては、平滑コンデンサ C i 2 に対する充電が行われる。従って、この場合にも、平滑コンデンサ C i 1-C i 2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧 VACの 2倍のレベルに対応する整流平滑電圧 E iを生成する倍電圧整流動作が得られている。

ここで、第 1 7図に示す第 6の実施の形態の電源回路として、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と二次巻線 N2側との結合係数について、 0. 7〜 0. 8程度の結合係数による疎結合の状態を設定した場合の等価回路としては、第 2 0図に示すものとなる。

この第 2 0図に示す回路においても、疎結合トランス VFTの一次巻線 Nil のインダク夕ンス（LN11) は、一次巻線 Nil における励磁ィンダクタンス Lell と、リーケージインダクタンス Lkll の直列接続として示される。

また、絶縁コンバ一タトランス P I Tの一次巻線 N1 のィンダク夕ンス (L 1) は、この一次巻線 N1 における励磁ィンダクタンス Lei と，リーケージィンダクタンス Lkl の直列接続として示される。

そして、この場合においても、第 1 7図に示すようにして、絶緣コンバ一タトランス P I Tの一次巻線 N1 と、疎結合トランス V FTの一次巻線 Nil とは、一次側直列共振回路内において直列接続されている関係にある。

従って、第 2 1図に示す等価回路のように、絶縁コンパ一夕トランス P I T側からみた、一次巻線 N1 のリーケージインダクタンスは、一次巻線 Nil におけるリ一ケージインダクタンス Lkll と、一次巻線 N1 におけるリーケージィンダク夕ンス Lkl の直列接続として表されることになる。つまり、この場合の絶縁コンパ一夕トランス P I Tの一次巻線 N1 のリーケージインダクタンスの実際としても、第 1 5図の場合と同様に、

Lkll + Lkl

として表され、結果として、電源回路全体として見た場合の一次側と二次側の結合係数も、 0. 8以下となる。

そこで、この第 6の実施の形態の電源回路としても、絶縁コンバータトランス P I T単体で、 0. 9 0以上の結合係数が得られるように構成することとする。このための絶縁コンバータトランス P I Tの構造は、例えば第 1 3図に示したものとなることから、ここでの説明は省略する' このようにして、絶縁コンバータトランス P I Tの結合係数を 0. 9 0以上に設定した場合における、第 1 7図の電源回路の等価回路は、第 2 1図に示すものとなる。

この図に示すようにして、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil との直列接続回路の部位については、絶緣コンバー夕トランス P I Tの一次巻線 N1 の励磁ィンダク夕ンス Lei と、疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil の励磁ィンダクタンス Lell との間に、 1つのリ一ケージィンダク夕ンス成分 (L kll + LK1) が直列に接続されるものとしてみることができる。そして、上記第 2 1図に示す等価回路により示されることを前提として、絶縁コンバータトランス P I Tの実際としては、例えば

EER— 40コア

キヤッフ長 L 4mm

一次巻線 Nl= 22 T

二次巻線 N 2 ：センタ一夕ップを分割位置として 14 T + 1 4 T とすることで、 0. 9 3の結合係数とした。これにより、

絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 のインダクタンス LN1 = 3 1 9 H

絶縁コンバータトランス P I Tの一次卷線 N1 のリーケ一ジィンダクタンス LK1= 49

絶縁コンバータトランス P I Tの二次巻線 N 2のインダク夕ンス LN2 = 1 1 1 H

絶縁コンバ一夕トランス P I Tの二次巻線 N2のリ一ケージィンダク夕ンス LK2= 1 7 H

という各インダクタンス値が得られた。また、疎結合トランス VFT は、結合係として約 0. 8とするのにあたり、実際には、 EE— 2 8フエライトコア、 1.5mmのギャップ長として、結合係数は 0. 7 5を得た, これにより、

疎結合トランス V FTの一次巻線 Nil のインダクタンス LN11= 9 5 H

疎結合トランス V F Tの二次巻線 ΝΠのインダクタンス LN12=43 という各ィンダクタンス値が得られた。そしてこの結果、第 1 7図に示す構成の電源回路として、第 2 1図の等価回路として示される回路全体の結合係数は、 0. 8 4となり、 0. 8 0よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

第 2 2図は、上記のようにして、第 2 1図の等価回路として 0. 8 4 の結合係数を有する、第 1 7図の電源回路についての実験結果として、交流入力電圧 VAC二 1 0 0 V時で、負荷電力 P o = 0 W〜 2 5 0Wの変動に対する、 AC/DC電力変換効率（ AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。なお、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサ C 1 については、 0. 0 2 を選定している。

第 2 2図によると、この場合にも、整流平滑電圧 E iのレベルは、負荷電力 P o = 0W〜 2 5 0 Wの変動に対して 2 7 0 V〜 3 1 2 Vで 4 2 Vの変動範囲となっている。この実験結果は、商用交流電源 AC= 1 0 0 V系で、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上に対応する倍電圧整流回路を備える複合共振形コンバータとして、直流入力電圧レベルの変動幅が充分に抑制されていることを示している。

また、この図に示される AC/DC電力変換効率の特性としても、軽負荷とされる負荷変動範囲における曲線の変化は緩やかなものとなっており、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下が抑制されていることを示す。

また、力率としては、負荷電力 P 0 = 1 5 W〜 2 5 0 Wの範囲で P F > 0. 7 5を維持しており、電源高調波歪み規制をクリアする。

このような特性からも分かるように、第 6の実施の形態の電源回路としても、平滑コンデンサ C i、スイッチング素子（Ql, Q2) 、及び一次側直列共振コンデンサ C1等についての耐圧を高いものとする必要がなくなり、回路基板の小型軽量化及び低コスト化が図られる。また、軽負荷の条件における AC/DC電力変換効率の低下も抑制されている。また、軽負荷の条件での直流入力電圧の上昇が抑制されることで、スィツチング周波数制御による定電圧化のための制御範囲が拡大して、二次側直流出力電圧の安定化制御に際しての最大負荷と軽負荷の間での過渡応答特性も改善される。

続いては、第 6の実施の形態としての電源回路についての変形例として 2例を挙げておくこととする。

第 1 8図に第 1例としての変形例の構成を示す。

この第 1例の変形例としては、先ず、絶縁コンバータトランス P I T の二次巻線 N 2 に対して、並列共振コンデンサ C 2を並列に接続することで、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路としての二次側並列共振回路を形成することとしている。

また、力率改善回路 3内においては、先の第 1 7図において、低速リ力バリ型の整流ダイオード D a, D bを備えて形成されていた整流回路 D iを省略している。この回路構成の場合、交流入力電圧 VACが正の期間の整流電流の全ての成分は、高速リカパリ型の整流ダイォード D 1 によりスイッチングされ、交流入力電圧 VACが負の期間の整流電流の全ての成分は、高速リカバリ型の整流ダイオード D 2によりスィッチングされて交番波形となる。

また、第 1 9図に、第 2例としての変形例の構成を示す。

この図に示す力率改善回路 3としても、第 1 8図と同様にして、 2本の高速リカバリ型の整流ダイオード D l , D 2 と、 2本の平滑コンデンサ C i 1 , C i 2 を備えるが、その接続形態が異なっている。

この場合には、商用交流電源 A Cの正極ライン側のコモンモードチヨ —クコイル C M Cとフィルタコンデンサ C Nの接続点に対して、平滑コンデンサ C i 2の負極端子が接続される。平滑コンデンサ C i 2の正極端子は、疎結合トランス V FTの二次巻線 N12の直列接続を介して、整流ダイォード D1 のアノードと、整流ダイォード D2の力ソードとの接続点に対して接続される。

整流ダイオード D1 の力ソードは平滑コンデンサ C i 1 の正極端子と接続され、整流ダイオード D2のアノードは、商用交流電源 ACの負極ライン側のコモンモードチョークコイル CMCとフィルタコンデンサ C Nの接続点に対して接続される。

また、この場合には、商用交流電源 ACの負極ライン側のコモンモードチョークコイル CMCとフィルタコンデンサ CNの接続点は、一次側アースと接続されることでアース電位となっており、平滑コンデンサ C i 2の負極端子は一次側アースと接続されるようになっている。

そして、後段のスイッチング素子 Ql, Q2の直列接続回路は、平滑コンデンサ C i 1 に対して並列に接続される。つまり、この場合の直流入力電圧（整流平滑電圧 E i ) は、平滑コンデンサ C i 1 の両端電圧として得られる。

このような構成における力率改善回路 3の動作は次のようになる。先ず、交流入力電圧 VACが負極性となる期間においては、整流電流は、商用交流電源 ACの負極ラインから、整流ダイオード D2→疎結合トランス V FTの二次巻線 N 12—平滑コンデンサ C i 2→商用交流電源 ACの負極ラインの経路で流れる。

上記した整流電流経路によって整流電流が流れることによっては、平滑コンデンサ C i 2 に対して充電が行われることになるが、これにより. 平滑コンデンサ C i 2の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの電位が得られることになる。また、この際、整流ダイオード D2では、疎結合トランス VF Tの二次巻線 ΝΠに励起された交番電圧が印加されることで、整流電流をスイッチングして断続する動作を行い、これにより、整流電流はスィッチング周期の交番波形となる。なお、このスイッチング周期の高周波成分は、上記した整流電流経路内において、フィル夕コンデンサ CNを流れるようにして吸収される。

そして、次の交流入力電圧 VACが負極性となる期間においては、整流電流は、商用交流電源 ACの正極ラインから、平滑コンデンサ C i 2 —疎結合トランス V F Tの二次巻線 N 12→整流ダイオード D 1→平滑コンデンサ C i 1→商用交流電源 ACの負極ライン（一次側アース）の経路で流れることになる。

上記した整流電流経路によって整流電流が流れることによっては、交流入力電圧 VACのレベルに対して、平滑コンデンサ C i 2の両端に得られている電位が重畳されるようにして、平滑コンデンサ C i 1への充電が行われることになる。これによつて、平滑コンデンサ C i 1 の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの 2倍に対応するレベルの整流平滑電圧 E iが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られているものである。

また、上記した整流電流経路においては、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12に励起された交番電圧が整流ダイオード D1 に印加されることになり、整流ダイオード D1では、整流電流をスイッチングする動作が得られることになる。

従って、この場合にも、交流入力電圧 VACが正 Z負の各期間において、疎結合トランス V F Tにより電圧帰還されるスィツチング出力によつて、整流電流がスイッチングされることになる。つまり、力率改善動作が得られているものである。なお、変形例として第 1 8図に示した二次側並列共振回路は、例えば、第 1 7図又は第 1 9図に示した力率改善回路 3としての構成を採る、第 6の実施の形態としての各電源回路に対して設けられてよいものである _t つまり、二次側並列共振回路は、力率改善回路 3の構成に限定されることなく付加することができる。

続いては、第 7の実施の形態としての電源回路について説明する。この第 7の実施の形態の電源回路は、商用交流電源 A C = 1 0 0 V系と A C = 2 0 0 V系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路とされる。また、負荷電力 P o = 2 5 0 W以上に対応する点では、第 5及び第 6の実施の形態の電源回路と同様となる。

第 2 3図は、第 7の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、第 1〜第 5の実施の形態の電源回路としての構成を示した各図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善回路 3においては、先ず、先に第 1 2図に示した第 5の実施の形態の電源回路の力率改善 3と同様の接続態様によって、 1本のフィルタコンデンサ C Nと、低速リカバリ型の整流ダイォ一ド D a〜D dより成るプリッジ整流回路 D i、及び 2本の高速リカバリ型の整流ダイオード D l , D 2が接続される。

そしてこの場合においては、整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）を生成する平滑コンデンサとしては 2本の平滑コンデンサ C i 1， C i 2が備えられる。これら平滑コンデンサ C i 1 , C i 2は、図示するように直列接続したうえで、平滑コンデンサ C i 1 の正極端子を整流平滑電圧 E iのブリッジ整流回路 D iの正極出力端子と高速リカバリ型の整流ダィオード D 1 の接続点に対して接続し、平滑コンデンサ C i 2の負極端子を一次側アースに対して接続するようにされる。また、直列接続される平滑コンデンサ C i 1 の負極端子と平滑コンデンサ C i 2の正極端子の接続点は、スィッチ Sを介して、商用交流電源 ACの負極ライン側におけるコモンモ一ドチョークコイル CMCとフィルタコンデンサ CNの接続点に対して接続される。

スィッチ Sは、 AC 1 0 0 V系に対応する交流入力電圧 VAC= 1 5 0 V未満が入力されているときにオンとなり、 AC 2 0 0 V系に対応する交流入力電圧 VAC= 1 5 0 V以上が入力されているときにオフとなるように切り換えが行われる。このようなスィツチ Sの切り換え制御のための回路部は、第 2 3図においては図示していないが、例えばスイツチ Sについてはリレースィッチを用いることとする。そして、交流入力電圧 VACのレベルを検出して、その検出結果に応じて電磁リレーを駆動することで、上記スィツチ Sを切り換えるように構成された回路部を設けるようにすればよい。

上記のようにして構成される整流回路系を備える力率改善回路 3の動作は次のようになる。

先ず、商用交流電源 A C = 1 0 0 V系に対応して 1 5 0 V未満の交流入力電圧 VACが入力されてスィツチ Sがオンとなっている場合には、次のようにして倍電圧整流回路が形成される。

つまり、交流入力電圧 VACが正極性のときには、商用交流電源 AC の正極ライン→整流ダイォード Da→平滑コンデンサ C i 1→スィツチ S→商用交流電源 A Cの負極ラインの経路第 1整流電流が流れ、商用交流電源 ACの正極ラインから疎結合トランス V F Tの二次巻線 ΝΠ→ 整流ダイォ一ド Dl→平滑コンデンサ C i 1→スィツチ S→商用交流電源 ACの負極ライン→フィルタコンデンサ CNの経路で第 2整流電流が流れる。そして、上記第 1整流電流及び第 2整流電流によって平滑コンデンサ C i 1 に対する充電が行われることで、平滑コンデンサ C i 1 の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの直流電圧が得られることになる。

また、第 2整流電流が流れる整流電流経路においては、高速リカバリ型の整流ダイォード D1が、疎結合卜ランス V FTの二次巻線 N12に励起された交番電圧によって、第 2整流電流をスィツチングする動作が得られる。つまり、第 2整流電流としては交番波形となる。

また、交流入力電圧 VACが負極性のときには、整流電流は、商用交流電源 ACの負極ライン→→スィツチ S→平滑コンデンサ C i 2→整流ダイオード D b—商用交流電源 ACの正極ラインの経路で第 1整流電流が流れ、商用交流電源 ACの負極ラインからスィッチ Sを介して、平滑コンデンサ C i 2→整流ダイオード D2→疎結合トランス V FTの二次巻線 N12→商用交流電源 ACの正極ライン—フィル夕コンデンサ CNの経路で第 2整流電流が流れる。

そして、上記第 1整流電流及び第 2整流電流によって平滑コンデンサ C i 2に対する充電が行われることで、平滑コンデンサ C i 2の両端電圧としても、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。

この結果、平滑コンデンサ C i 1_ C i 2の直列接続回路の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの 2倍に対応するレベルの直流電圧である、整流平滑電圧 E iが得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られている。

また、交流入力電圧 VACが負極性となる期間においても、第 2整流電流が流れる整流電流経路においては、高速リカバリ型の整流ダイォード D2が、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12 に励起された交番電圧によって、第 2整流電流をスイッチングするので、第 2整流電流としては交番波形となる。

従って、交流入力電圧 VACが正/負の両期間において、第 2整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイォ一ド D1又は D2によってスィツチングされて交番波形となって流れるようにされる。このようにして整流電流成分が交番波形とされる結果、これまで説明したように、交流入力電流 I ACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。

また、商用交流電源 AC == 2 0 0 V系に対応して 1 5 0 V以上の交流入力電圧 VACが入力された場合、スィッチ Sはオフとなる。スィッチ Sがオフとなる場合の力率改善回路 3の回路構成としては、先に第 1 2 図に示した第 5の実施の形態の電源回路の力率改善回路 3と同様となる < つまり、この場合においては、平滑コンデンサ C i 1 - C i 2の直列接続回路に対して、全波整流動作による整流電流の充電が行われる。これにより、平滑コンデンサ C i 1- C i の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）が得られる。

また、この場合においても、先に第 1 2図により説明したようにして, 交流入力電圧 VACが正負の両期間において第 2整流電流を、高速リ力バリ型の整流ダイオード Dl, D2 によりスイッチングする動作が得られ、これにより、力率改善が図られる。

この第 2 3図に示す第 7の実施の形態の電源回路として、絶縁コンバ —タトランス P I Tの一次巻線 N1 と二次巻線 N2側との結合係数について、 0. 7〜 0. 8程度の結合係数による疎結合の状態を設定した場合の等価回路としては、先に説明した第 2 0図に示すものとなる。従つて、この場合の絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 のリーケージィンダク夕ンスの実際としても、 Lkll + Lkl

このため、第 7の実施の形態の電源回路としても、例えば先に第 1 3 図により説明したようにして、絶縁コンバータトランス P I T単体で、 0. 9 0以上の結合係数が得られるように構成するようにされる。

そして、絶縁コンバータトランス P I Tの結合係数を 0. 9 0以上に設定した場合における、第 2 3図の電源回路の等価回路は、第 2 1図に示すものとなる。

従って、第 2 3図に示す電源回路についても、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 と疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil との直列接続回路の部位については、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 の励磁インダク夕ンス Lei と、疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil の励磁インダクタンス Lell との間に、 1つのリーケージィンダクタンス成分（Lkll + LKl) が直列に接続されるものとしてみることができる。

そして、上記第 2 1図に示す等価回路により示されることを前提として、この第 7の実施の形態の電源回路における絶縁コンバ一夕トランス P I Tの実際としては、先の第 6の実施の形態と同様に構成することで， 0. 9 3の結合係数とした。これにより、絶縁コンバータトランス P I Tの一次巻線 N1 のインダクタンス LN1、リーケージインダクタンス L KK 二次卷線 N 2のインダクタンス LN2、リーケージインダクタンス L めについても、第 6の実施の形態において記述したのと同じ値が得られる。

また、疎結合トランス V F Tとしても、第 6の実施の形態の場合と同様の実際の構成とすることで、 0. 7 5の結合係数を得た。また、疎結合トランス VFTの一次巻線 Nil のインダク夕ンス LN11、二次巻線 N 12のインダク夕ンス LN12 についても、第 6の実施の形態と同じ値を得た。

そしてこの結果、第 23図に示す構成の電源回路として、第 2 1図の等価回路として示される回路全体の結合係数は、 0. 84となり、 0. 80よりも大きな結合係数が得られることとなっている。

第 2 5図及び第 2 6図は、第 2 1図の等価回路として 0. 84の結合係数を有する、第 1 7図の電源回路についての実験結果として、負荷電力 P o = 0 W〜 2 5 0 Wの変動に対する、 AC/DC電力変換効率（？ AC/DC) 、力率 P F、及び整流平滑電圧 E iの変化を示している。第 2 5図は、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V時（AC 1 00 V系時）の特性を示し、第 26図は、交流入力電圧 VAC= 2 3 0 V時（AC 2 0 0 V 系時）の特性を示している。また、この図に示す実験結果を得るのにあたっては、一次側直列共振コンデンサ C1 については、 0. 02 2 / F を選定している。

第 2 5図及び第 2 6図によると、整流平滑電圧 E iのレベルは、負荷電力 P o = 0 W〜 2 50Wの変動に対して、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V時では 46 V、交流入力電圧 VAC= 2 3 0 V時では 1 9 Vの変動範囲となっている。この実験結果としても、 AC 1 0 0V系時、 AC 2 00 V系時とで共に、負荷電力 P o = 2 5 0W以上に対応する複合共振形コンバータとして、直流入力電圧レベルの変動幅が充分に抑制されていることを示している。

また、これらの図に示される AC/DC電力変換効率の特性としても、軽負荷とされる負荷変動範囲における曲線の変化は緩やかなものとなつており、軽負荷とされる負荷条件での電力変換効率の低下の抑制、或いは電力変換効率の向上が図られていることを示す。また、力率としては、交流入力電圧 VAC= 1 0 0 V時では、負荷電力 P o = 1 5 W〜 2 5 0 Wの範囲で P F> 0. 8 0を維持しており、交流入力電圧 VAC二 2 3 0 V時では、負荷電力 P o = 1 0 0 W〜 2 5 0 Wの範囲で P F> 0. 7 5を維持しており、何れの交流入力電圧 VAC の入力条件の場合にも電源高調波歪み規制をクリァする。

このような特性が得られることで、第 7の実施の形態の電源回路についても、先に説明した第 5、第 6の各実施の形態と同様の効果が得られることになる。

第 2 4図は、第 7の実施の形態としての電源回路の変形例について示している。なお、この図において、第 2 3図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

先ず、この図に示す回路の力率改善回路 3においては、第 2 3図に示されていた高速リカバリ型の整流ダイォード Dl， D2が削除されている。かわりに、この場合にはブリッジ整流回路 D iを形成する整流ダイォード Da〜Ddについて高速リカバリ型が選定される。

また、この場合の平滑コンデンサ C i 1一 C i 2の接続点は、リレースィッチ S 1の端子 t 2と接続される。

リレ一スィッチ S 1は、いわゆる 2接点のスィッチであり、後述する電磁リレ一 R Lにより、端子 t 1が端子 t 2， t 3の何れかに対して択一的に接続されるようにして切り換えが行われる。

この場合、疎結合トランス VF Tの二次巻線 ΝΠの一端は、整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）の正極ラインに対して接続される。他端は. 商用交流電源 ACの正極ラインと、プリッジ整流回路 D iの正極入力端子に対して接続される。

また、この場合の疎結合トランス VF Tの一次巻線 Nil は、タップを介して巻線部 N11A, N11Bに分割されるようにして形成される。巻線部 NllAの端部は、直列共振コンデンサ C1 を介してスイッチング出力点に対して接続される。また、卷線部 NllA, N11Bの接続点はリレ

—スィツチ S 2の端子 t 2と接続される。卷線部 N11Bの端部は、リレ一スィッチ S 2の端子 t 3と接続される。

リレースィッチ S 2も 2接点のスィッチであり、電磁リレ一 RLによつて、端子 t 1が端子 t 2 , t 3の何れかに対して択一的に接続されるようにして切り換えられる。

この図では、リレー RLを駆動するための回路部として、整流回路切換モジュール 5が備えられる。この場合の整流回路切換モジュール 5の端子 T 1 4に対しては、ダイオード D10及びコンデンサ C10から成る半波整流回路により得られる直流電圧が検出電圧として入力される。この半波整流回路（D10, C10) は、商用交流電源 ACを入力して整流動作を行うようにされているので、整流回路切換モジュール 5では交流入力電圧 VACのレベルを検出することになる。

また、整流回路切換モジュール 5の端子 T 1 2、 T 1 3間に対して、電磁リレーが接続されている。整流回路切換モジュール 5では、端子 T 1 2、 T 1 3間に流すべき電流のオン/オフをコントロールすることで- 電磁リレー RLを駆動し、リレースィッチ S I , S 2の切り換えを行うようにされる。

ここで、整流回路切換モジュール 5では、交流入力電圧 VACの検出レベルが 1 5 0 V未満（AC 1 0 0 V系時）である場合には、リレースイッチ S 1， S 2について、端子 t 1一 t 2が接続されるように電磁リレ一 R Lを駆動する。

先ず、リレースィツチ S 1において端子 t 1— t 2が接続されることによっては、力率改善回路 3において、倍電圧整流回路が形成されることになる。つまり、交流入力電圧 VACが正極性となる期間では、商用交流電源 ACの正極ライン→整流ダイオード Da→平滑コンデンサ C i 1→ (リレ一スィッチ S 1) →商用交流電源 ACの負極ライン（フィルタコンデンサ CN) の経路による整流電流が流れる。また、このときには、商用交流電源 ACの正極ライン—疎結合卜ランス V F Tの二次巻線 N12→ 平滑コンデンサ C i \→ (リレースィツチ S 1 ) —商用交流電源 ACの負極ライン（フィルタコンデンサ CN) の経路によっても電流が流れる ₍ このようにして、上記整流電流によって平滑コンデンサ C i 1への充電が行われることで、平滑コンデンサ C i 1 の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの等倍レベルの直流電圧が得られる。

また、上記のようにして疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12が揷入されていることで、この整流電流経路にはスィツチング周期の交番電圧が重畳され、第 1整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイオード Da によりスィツチングされて交番波形となる。

また、交流入力電圧 VACが負極性となる期間では、商用交流電源 A Cの負極ライン→ (リレースィッチ S 1 ) →平滑コンデンサ C i 2→整流ダイォード Dc→商用交流電源 ACの正極ライン（フィルタコンデンサ CN) の経路による整流電流が流れる。

このときには、整流電流によって平滑コンデンサ C i 2への充電が行われることで、平滑コンデンサ C i 2の両端電圧としても、交流入力電圧 VACの等倍レベルの直流電圧が得られる。これにより、直列接続された平滑コンデンサ C i 1-C i 2の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの 2倍に対応するレベルの直流電圧である整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）が得られることになる。つまり、倍電圧整流動作が得られているものである。また、疎結合トランス V F Tの二次巻線 N12は、整流ダイオード Dc の力ソード側と接続されており、従って、上記の経路で流れる整流電流は、高速リカバリ型の整流ダイォ一ド Dcによりスィツチングされて交番波形となる。

また、リレースィッチ S 2側において、端子 t 1 一 t 2が接続されることによっては、疎結合トランス VF Tの一次巻線 Nil として、巻線部 N11Aのみが有効とされることになる。

6

続いて、交流入力電圧 VACの検出レベルが 1 5 0 V以上（A C 2 0 0 V系時）である場合には、整流回路切換モジュール 5では、リレースイッチ S l， S 2について、端子 t 1 — t 3が接続されるように電磁リレー R Lを駆動する。

リレースィツチ S 1にて端子 t 1 - t 3が接続される場合、端子 t 2 はオープンとなっているから、平滑コンデンサ C i 1一 C i 2の接続点と、商用交流電源 ACの負極ラインは接続されないことになつて、整流回路としては全波整流回路が形成される。

つまり、交流入力電圧 VACが正極性の場合には、商用交流電源 AC の正極ライン→平滑コンデンサ C i 1一 C i 2→整流ダイォード Dd→商用交流電源 ACの負極ライン（フィルタコンデンサ CN) の経路により整流電流が流れる。また、この際には、分岐して、商用交流電源 ACの正極ラインから疎結合トランス VF Tの二次巻線 N12を介しても、平滑コンデンサ C i 1 - C i 2への充電電流が流れる。

また、交流入力電圧 VACが負極性の場合には、商用交流電源 ACの負極ライン→整流ダイォード Db→平滑コンデンサ C i 1— C i 2→整流ダイォード Dc→商用交流電源 ACの正極ライン（フィルタコンデンサ CN) の経路で整流電流が流れる。このようにして、交流入力電圧 VACが正/負の各期間において、直列接続された平滑コンデンサ C i 1- C i 2に対して整流電流が充電されることとなるので、平滑コンデンサ C i 1一 C i 2の両端電圧としては、交流入力電圧 VACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧 E i (直流入力電圧）が得られることになる。つまり、全波整流動作が得られているものである。

またリレースイッチ S 2側において、端子 t 1一 t 3が接続されることによっては、疎結合トランス VFTの一次巻線 Nil として、卷線部 N11A-N11Bの直列接続が有効とされることになる。

これまでの説明から、第 2 4図に示す電源回路としても、第 2 3図に示した電源回路と同様にして、整流平滑電圧 E iを生成する整流回路系としては、 AC 1 0 0 V系時では倍電圧整流動作となり、 AC 2 0 0 V 系時では全波整流動作となるようにして切り換えが行われる構成を採ることで、ワイドレンジ対応としていることが分かる。

また、 AC 1 0 0 V系時と AC 2 0 0 V系時のいずれにおいても、交流入力電圧 VACが正 Z負となる各期間において、プリッジ整流回路 D iを形成する整流ダイォ一ド Da〜Ddの何れかによつて整流電流をスイッチングしていることから、力率改善動作も得られていることになる < また、第 24図に示す回路においては、疎結合トランス VF Tの一次巻線 Nil について、交流入力電圧 VACが 1 5 0 V未満（AC 1 0 0 V 系時）とされる場合には、卷線部 N11Aのみが有効となり、交流入力電圧 VACが 1 5 0 V以上（AC 2 0 0 V系時）となる場合には、巻線部 N11A-N11Bの直列接続が有効となるように切り換えが行われることになる。つまり、 AC 2 0 0 V系時には、 AC 1 0 0 V系時よりも、疎結合トランス V FTの一次巻線 Nil の卷線数が増加するようにして切り換えが行われるようにされる。疎結合トランス V FTの一次巻線 Nil の巻線数が変化すれば、二次巻線 N12 との巻線比が変化することになつて、二次巻線 N 12 に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。

この結果、本実施の形態では、例えば A C 1 0 0 V系時において、負荷電力 P o = 2 5 0W程度の条件のもとで、力率について、 0. 7 5程度となるようにされ、電力変換効率が向上されることになる。

また、例えばこれまで説明してきた各実施の形態としての電源回路のようにして、疎結合トランス V FTによりスィツチング出力を整流電流経路に電圧帰還して力率改善を図る構成では、直流入力電圧（整流平滑電圧） E iに高周波成分のリップル電圧が重畳することがわかっている, そこで、第 24図に示す回路では、一次巻線 N1 の一端を、疎結合トランス VFTの一次巻線 Nilから一次側直列共振コンデンサ C1 を介して、スイッチング出力点に対して接続する一方で、他方の一次巻線 N 1の端部を平滑コンデンサ C i 1 の正極端子に接続することとしている < つまり、一次側直列共振回路の一端を、一次側アースに接地させるのではなく、整流平滑電圧 E iの正極ラインに接続する構成としている。このような構成とした場合には、例えば、疎結合トランス V F Tの一次巻線 Nil に流れる一次側共振電流と、疎結合トランス VFTの二次巻線 N12 に流れる交番波形の整流電流とについて逆位相となるように設定することができる。

このようにして、一次巻線 N 1の一方の端部が平滑コンデンサ C i 1 の正極端子に対して接続された上で、一次側共振電流と力率改善回路 3 内に流れる電流とが逆位相とされることで、スイッチング出力としての一次側共振電流の高周波成分は、力率改善回路 3において電圧帰還される逆位相のスィツチング出力成分により打ち消し合うようになる。そして、この結果、直流入力電圧 E iのリップル電圧成分が抑制されることになる。

なお、上記のように一次側共振電流と力率改善回路 3内に流れる電流とを逆位相とする設定は、例えば疎結合トランス VFTの各卷線（N 11、 N12) の巻き方向により行うことが可能である。

また、この他にも、例えば疎結合トランス VFTの各巻線（Nll、 N12) と、絶縁コンバータトランス P I Tの各卷線（Nl、 N2) の巻き方向との相対関係により設定することも可能である。

また、第 24図に示す電源回路においても、絶縁コンバータトランス P I Tの二次巻線 N2に対して、並列共振コンデンサ C2を並列に接続することで、二次側の整流回路の動作を電圧共振形とする電圧共振回路、又は、部分電圧共振動作を得るための部分電圧共振回路としての二次側並列共振回路を形成している。

なお、この第 7の実施の形態としても、二次側並列共振回路は、例えば、第 2 3図に示した回路構成に対して付加されてもよいものである。また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。

例えばスィツチング素子としては、例えば I GB T (Insulated Gate Bipolar Trans i s tor)など、他励式に使用可能な素子であれば、 M〇S— FET以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンパ一夕を備えて構成することも可能とされる。この場合には、スィツチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、例えば絶縁コンバータトランス P I Tの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。

また、力率改善回路 3の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成のうちから、適用可能なものを採用してよい。

Claims

請求の範囲

1 . 交流入力電圧を整流する整流素子、及び該整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを備えて整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、

上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された 2つのスィツチング素子を備えて形成されるスィツチング手段と、

上記 2つのスィツチング素子を交互オン Zオフするようにしてスィッチング駆動するスィツチング駆動手段と、

上記スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスィツチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記一次巻線の漏洩インダク夕ンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによつて形成され、上記スィツチング手段からのスィツチング出力の供給を受けて上記スィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、

上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、

上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スィツチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるスィツチング電源回路において、

上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される整流電流経路に挿入される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備え、上記整流平滑手段の整流素子は、上記力率改善用一次巻線によって上記力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスィツチング動作を行う、

ことを特徴とするスィツチング電源回路。

2 . 上記整流平滑手段は、

上記交流入力電圧が正の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサと、上記交流入力電圧が負の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサとの 2つの平滑コンデンサを備え、

上記 2つの平滑コンデンサの両端電圧を積み上げるようにして得られる電圧が上記整流平滑電圧となるようにして形成される倍電圧整流平滑手段である、

ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のスィツチング電源回路。

3 . 交流入力電圧が正 Z負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の低周波整流素子、及び該低周波整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、

上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハーフプリッジ結合された 2つのスィツチング素子を備えて形成されるスィツチング手段と、

上記 2つのスィツチング素子を交互オン/オフするようにしてスィッチング駆動するスィツチング駆動手段と、上記スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスィツチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記一次巻線の漏洩ィンダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによつて形成され、上記スィツチング手段からのスィツチング出力の供給を受けて上記スィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、

上記一次側直列共振回路に対して直列に揷入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスと、

上記力率改善用二次卷線に対して直列に接続されるもので、上記交流入力電圧の周波数と比較しては高周波である、上記力率改善用一次巻線によって力率改善用二次巻線に励起される交番電圧が正 z負の各期間において、それぞれスイッチング動作を行う複数の高周波整流素子とを、さらに備える、ことを特徴とするスィツチング電源回路。

4 . 上記整流平滑手段は、

上記交流入力電圧が正の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンザと、上記交流入力電圧が負の期間において整流素子により交流入力電圧を整流した電圧を平滑化する平滑コンデンサとの 2つの平滑コンデンサを備え、

ことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載のスィツチング電源回路。

5 . 交流入力電圧が正負の各期間においてそれぞれ整流を行う複数の整流素子、及び該整流素子により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサを有する整流平滑手段と、

上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の供給を受けてスィツチング動作を行い、ハーフブリッジ結合された 2つのスイッチング素子を備えて形成されるスィツチング手段と、

上記スィツチング手段のスィツチング動作により得られるスィッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを少なくとも巻装するとともに、所要の結合係数による疎結合とされる状態が得られるように、所定長のギャップを形成して形成される絶緣コンバ一夕トランスと、少なくとも、上記一次巻線の漏洩ィンダク夕ンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによつて形成され、上記スィツチング手段からのスィツチング出力の供給を受けて上記スィツチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、

上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スィツチング駆動手段を制御して、上記スィツチング手段のスィツチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えるスィツチング電源回路において、

上記一次側直列共振回路に対して直列に挿入される力率改善用一次巻線と、上記整流平滑手段として形成される所定の整流電流経路に対して並列に接続される力率改善用二次巻線とを巻装する力率改善用トランスをさらに備え、

上記整流平滑手段の整流素子は、上記力率改善用一次巻線によって上記力率改善用二次巻線に励起される交番電圧に基づいてスィツチング動作を行う、

ことを特徴とするスィツチング電源回路。

6 . 上記力率改善用一次巻線と上記力率改善用二次卷線とについて、所要の結合係数による疎結合としての状態が得られるようにされているとともに、

上記スィツチング電源回路全体としての結合係数について所要の結合係数を得ることに対応して、上記絶縁コンバ一夕トランスについては所要以上の結合係数を得るために、上記絶縁コンバ一タトランスのギヤップを所定以内の長さに設定している、

ことを特徴とする請求の範囲第 1項、 3項、及び 5項のいずれかに記載のスィツチング電源回路。

7 . 上記 2つのスイッチング素子のうち、少なくとも一方のスィッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシ夕ンスと、上記一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、を少なくとも含むことによって形成され、上記各スィツチング素子がターンオン又は夕一ンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路ををさらに備える、

8 . 上記整流平滑手段は、ブリッジ接続された 4本の整流素子と、直列接続される 2つの平滑コンデンサを備えて、上記ブリッジ接続された 4本の整流素子により、上記 2つの平滑コンデンサの直列接続に対して全波整流による整流電流の充電が行われるようにして回路が形成されていると共に、

上記 2つの平滑コンデンサと交流ラインとの間をオン Zオフするようにして挿入されるスィッチ手段と、

上記交流のレベルが基準値以上のときに上記スィツチ手段をオフとし, 上記交流のレベルが基準値未満のときに上記スィツチ手段をオンとするようにして制御するスィツチ制御手段と、をさらに備える、

ことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載のスィツチング電源回路。

9 . 上記力率改善用一次巻線は、タップを介して 2つに分割したうえで、分割した一方の力率改善用一次巻線の端部を上記一次側直列共振コンデンザと接続すると共に、

絶縁コンバー夕トランスの一次巻線の端部に接続すべき部位として、分割した他方の力率改善用一次巻線の端部と、上記夕ップの端子とを選択して切り換える切換手段と、上記交流のレベルが基準値以上のときに上記切換手段により上記他方の力率改善用一次巻線の端部を選択させ、上記交流のレベルが基準値未満のときに上記切換手段により上記夕ップの端子を選択させるように制御する切換制御手段と、をさらに備える、