JP2016173961A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】軽負荷領域におけるスイッチング損失の増加を抑制しながら、トランスを小型化できる電力変換装置を提供する。【解決手段】負荷７へ任意の直流電圧Ｖｘを出力するＤＣ−ＤＣ電力変換装置は２個のスイッチング素子の直列体である第１〜第３のスイッチングレグを並列接続して構成されたインバータ２を備え、第１〜第３のスイッチングレグの全てのスイッチング素子をスイッチング動作させる第１の動作モードと、第１〜第３のスイッチングレグのうち少なくとも１つ以上のスイッチングレグの上下どちらか一方のスイッチング素子を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとなるように動作させる第２の動作モードを備えたことを特徴とする。【選択図】図１
Description
本発明は、直流電圧を電源とし、トランスを備えて負荷へ任意の直流電圧を供給する電力変換装置及びその制御法に関するものである。
例えば、Ｘ線ＣＴ装置や一般Ｘ線撮影装置をはじめとしたＸ線装置では、負荷であるＸ線管へ数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。そのため、Ｘ線管へ高電圧を供給する電力変換装置として、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている構成が用いられる。特許文献１及び特許文献２に記載のＸ線電力変換装置では、商用電源を入力し直流電圧を出力するコンバータと、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成するインバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路（例えば、多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路）で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成となっている。
X線撮影装置では、撮影時に被検者の体格や撮影部位に応じて、Ｘ線管の電圧（以下、管電圧と記す。）やＸ線管の電流（以下、管電流と記す。）を可変する必要があり、広い負荷条件に対応する電力変換装置が要求される。また、低被ばく化の観点から、管電流が小さい条件で長時間連続して撮影を行うモードがあるため、広い負荷範囲で高い電力変換効率が求められている。
電力変換効率の高効率化に適したインバータの回路方式として、電流共振形インバータが広く知られている。しかしながら、電流共振形インバータでは、出力制御の方式としてインバータ周波数を可変して出力を制御する周波数制御が用いられるため、一般的な周波数制御では軽負荷になるほどインバータ周波数を高周波化する必要がある。そのため、スイッチング損失の増加により軽負荷時の高効率化が難しい課題がある。
この課題を解決する手段として、特許文献３が開示されている。特許文献３に記載の技術では、電力変換装置を、２つのスイッチング素子を直列接続したスイッチングレグを３つ並列接続して構成されたインバータと、第１のスイッチングレグと第２のスイッチングレグとの間に接続された第１のトランスと、第２のスイッチングレグと第３のスイッチングレグとの間に接続された第２のトランスと、第１のトランスの二次巻線と第２のトランスの二次巻線の一端を共通に接続して６つのダイオードで構成されるダイオードブリッジ回路の交流端子に接続した構成とし、入力電圧の条件に応じてトランスの一次巻線を直列動作と並列動作に切り替えることで、広い負荷条件において電力変換装置の高効率化を図っている。
しかしながら、特許文献３に記載の技術では、トランスの一次巻線を並列動作させる場合と直列動作させる場合で、第１のトランスの一次巻線の電圧極性と第２のトランスの一次巻線の電圧極性が異なるため、第１のトランスと第２のトランスで磁性体コアを分割して構成する必要があり、トランスの小型化が難しいという課題がある。また、インバータを常にフルブリッジ動作させる必要があるため、スイッチング損失の抑制が難しいという課題がある。
上記課題を解決するために、本発明は、直流電圧を入力し、負荷へ任意の直流電圧を出力する電力変換装置において、前記電力変換装置は、２個のスイッチング素子の直列体である第１〜第３のスイッチングレグを並列接続して構成されたインバータと、前記第１のスイッチングレグと前記第３のスイッチングレグとの間に接続された第１のトランスと、前記第２のスイッチングレグと前記第３のスイッチングレグとの間に接続された第２のトランスと、前記第１及び第２のトランスと前記負荷との間に接続された整流回路と、前記インバータ回路と前記整流回路との間に接続された共振回路とを備えた電力変換装置において、前記第１〜第３のスイッチングレグの全てのスイッチング素子をスイッチング動作させる第１の動作モードと、前記第１〜第３のスイッチングレグのうち少なくとも１つ以上のスイッチングレグの上下どちらか一方のスイッチング素子を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとなるように動作させる第２の動作モードを備えたことを特徴とするものである。
本発明の望ましい実施態様によれば、第１のトランスの一次巻線の電圧と、第２のトランスの一次巻線の電圧を常に同じ極性に保つことができる。これにより、本発明では、第１のトランスと第２のトランスで磁性体コアを共有することができるため、トランスの小型化が可能となる。また、軽負荷時にスイッチング動作をさせる素子の数を低減できるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。
以下、本発明の望ましい実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
本発明の実施例１について、図１〜図６を用いて説明する。図１は、本発明の実施例１による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振回路３と、トランス４と、整流回路５と、制御装置６とで構成され、負荷７へ任意の直流電圧を供給する。
インバータ２は、直流電源１を入力として、共振回路３へ任意の周波数の交流電圧を出力するものであり、第１〜第３のスイッチングレグを並列接続して構成されている。第１〜第３のスイッチングレグは、スイッチング素子Ｓ1とＳ２、スイッチング素子Ｓ３とＳ４、スイッチング素子Ｓ５とＳ６をそれぞれ直列接続して構成され、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にはそれぞれ逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。
共振回路３は、一次巻線Ｎ１１と直列接続された共振インダクタＬｒ１１及び共振コンデンサＣｓ１１と、一次巻線Ｎ１２と直列接続された共振インダクタＬｒ１２及び共振コンデンサＣｓ１２から構成される。共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２はトランスに印加される電圧の直流成分を除去する役割を持つ。
トランス４は、一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と、磁性体コアＴ１と、二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２から構成されており、整流回路５へ高周波の交流電力を供給する。
整流回路５は、二次巻線Ｎ２１を交流入力とし、ブリッジ接続された整流ダイオードＤｒ１１〜Ｄｒ１４と、平滑コンデンサＣｍ１から構成されるブリッジ整流器Ａと、二次巻線Ｎ２２を交流入力とし、ブリッジ接続された整流ダイオードＤｒ２１〜Ｄｒ２４と、平滑コンデンサＣｍ２から構成されるブリッジ整流器Ｂを備え、ブリッジ整流器Ａとブリッジ整流器Ｂの直流端子側を直列接続して構成され、二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２の端子間に出力される交流電圧を整流および平滑し、負荷７へ直流電圧を供給する。
制御装置６は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御するものであり、外部から入力される負荷電圧Ｖｘ及び負荷電流Ｉｘの目標値に基づいてインバータ２の動作モードを判定し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号のパルスパターンを生成する。制御装置６は、インバータ２のスイッチング周波数ｆｓｗを変化させる周波数制御により負荷への電力制御を行う。
このように構成することで、インバータ２は、共振回路３に供給する電流（以下、共振電流と記す。）、が正弦波状となる共振型インバータとして動作する。
本実施例１における電力変換装置は、第１〜第３のスイッチングレグの全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をスイッチング動作させる重負荷モード（第１の動作モード）と、第１、第２のスイッチングレグのスイッチング動作を休止させ、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３を常にオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を常にオンとし、第３のスイッチングレグのスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６のみをスイッチング動作させる軽負荷モード（第２の動作モード）と、を切り替えることで、軽負荷領域におけるインバータ２のスイッチング損失を抑制し、高効率化を図る。
図２は、図１の電力変換装置のインバータ２の動作モードを判定するロジックを示すフローチャートである。ただし、図２におけるＳ１０１〜Ｓ１０５はステップ１０１〜ステップ１０５を示している。
以下、図２を用いて説明する。
（ステップ１０１）
ここでは、外部から制御装置６へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ１０２）
ステップ１０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ１０３）
ステップ１０２で算出した目標電力指令値Ｐｘとあらかじめ設定された電力閾値Ｐｒｅｆを比較し、インバータの動作モードの判定を行う。
（ステップ１０４）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆよりも小さいと判断されると、制御装置６は軽負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ１０５）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆよりも大きいと判断されると、制御装置６は重負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ１０１）
ここでは、外部から制御装置６へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ１０２）
ステップ１０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ１０３）
ステップ１０２で算出した目標電力指令値Ｐｘとあらかじめ設定された電力閾値Ｐｒｅｆを比較し、インバータの動作モードの判定を行う。
（ステップ１０４）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆよりも小さいと判断されると、制御装置６は軽負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ１０５）
ステップ１０３で、目標出力電力Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆよりも大きいと判断されると、制御装置６は重負荷モードのパルス指令を生成する。
このように、本実施例の電力変換装置では、外部から入力された出力指令に基づいて、制御装置６によりインバータ２の動作モードを判定する。
図３〜図６は、本実施例の電力変換装置の動作モードを説明するための図である。図３、図４は本実施例の電力変換装置の回路動作を説明する回路図を、図５、図６は、各部の動作波形図を示している。
以下、図３〜図６を用いて本発明の実施例１における電力変換装置の動作について説明する。
＜重負荷モード（第１の動作モード）＞
まず、図３、図５を用いて重負荷モードの回路動作を説明する。
（モードＡ：ｔ０〜ｔ１）
モードＡでは、はじめスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６はオフ状態であり、共振コンデンサＣｓ１１と共振インダクタＬｒ１１及び共振コンデンサＣｓ１２と共振インダクタＬｒ１２による共振電流が一次巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ＋Ｖ１となる。
＜重負荷モード（第１の動作モード）＞
まず、図３、図５を用いて重負荷モードの回路動作を説明する。
（モードＡ：ｔ０〜ｔ１）
モードＡでは、はじめスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６はオフ状態であり、共振コンデンサＣｓ１１と共振インダクタＬｒ１１及び共振コンデンサＣｓ１２と共振インダクタＬｒ１２による共振電流が一次巻線Ｎ１１及び巻線Ｎ１２に流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ＋Ｖ１となる。
このとき、巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。モードＡの状態では、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をオン状態にしておく。
（モードＢ：ｔ１〜ｔ２）
モードＡの状態で、共振現象により電流極性が反転すると、モードＢへ移行する。モードＢの状態では、電源Ｖ1、スイッチング素子Ｓ１、共振コンデンサＣｓ１１、共振インダクタＬｒ１1、一次巻線Ｎ１１、スイッチング素子Ｓ６のループと、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｓ１２、共振インダクタＬｒ１２、二次巻線Ｎ２１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はモードＡと同様におおよそ＋Ｖ１となる。
（モードＢ：ｔ１〜ｔ２）
モードＡの状態で、共振現象により電流極性が反転すると、モードＢへ移行する。モードＢの状態では、電源Ｖ1、スイッチング素子Ｓ１、共振コンデンサＣｓ１１、共振インダクタＬｒ１1、一次巻線Ｎ１１、スイッチング素子Ｓ６のループと、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｓ１２、共振インダクタＬｒ１２、二次巻線Ｎ２１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はモードＡと同様におおよそ＋Ｖ１となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１には、ダイオードＤｒ１４、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、ダイオードＤｒ２４、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２１のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。
（モードＣ：ｔ２〜ｔ３）
モードＢの状態でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をターンオフするとモードＣへ移行する。モードＣでは、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｒ１１、共振インダクタＬｒ１１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、共振インダクタＬｒ１２、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ−Ｖ１となる。
（モードＣ：ｔ２〜ｔ３）
モードＢの状態でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をターンオフするとモードＣへ移行する。モードＣでは、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｒ１１、共振インダクタＬｒ１１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、共振インダクタＬｒ１２、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ−Ｖ１となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１には、ダイオードＤｒ１４、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、ダイオードＤｒ２４、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２１のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。
モードＣの状態で、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５をオン状態にしておく。
（モードＤ：ｔ３〜ｔ４）
モードＣの状態で、共振現象により共振電流が反転するとモードＤへ移行する。モードＤでは、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１1、スイッチング素子Ｓ２のループと、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで共振電流が流れている。モードＤでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はモードＣと同様に−Ｖ１となる。
（モードＤ：ｔ３〜ｔ４）
モードＣの状態で、共振現象により共振電流が反転するとモードＤへ移行する。モードＤでは、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１1、スイッチング素子Ｓ２のループと、電源Ｖ１、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで共振電流が流れている。モードＤでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はモードＣと同様に−Ｖ１となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。モードＤの状態で、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５をターンオフするとモードＡへ移行する。
以下、定常状態ではモードＡ〜モードＤの繰り返し動作となり、重負荷モードにおけるインバータ２は、波高値２×Ｖ１の電圧を出力するフルブリッジインバータとして動作する。
＜軽負荷モード（第２の動作モード）＞
次に、図４、図６を用いて軽負荷モードの回路動作を説明する。
（モードa：ｔ１０〜ｔ１１）
モードaでは、スイッチング素子Ｓ1及びＳ４はオン状態であり、一次巻線Ｎ１１にはダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１1、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１１、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１2、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ−Ｖ１となる。
次に、図４、図６を用いて軽負荷モードの回路動作を説明する。
（モードa：ｔ１０〜ｔ１１）
モードaでは、スイッチング素子Ｓ1及びＳ４はオン状態であり、一次巻線Ｎ１１にはダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１1、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１１、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１2、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れている。直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ−Ｖ１となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。モードaにおいて、スイッチング素子Ｓ５をオン状態にしておく。
（モードb：ｔ１１〜ｔ１２）
モードaの状態で、スイッチング素子Ｓ５をオン状態にしておくと、共振現象により電流極性が反転しモードｂへ移行する。モードbでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｓ５はオン状態であり、巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２のループで共振電流が流れている。モードｂでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は−Ｖ１となる。
（モードb：ｔ１１〜ｔ１２）
モードaの状態で、スイッチング素子Ｓ５をオン状態にしておくと、共振現象により電流極性が反転しモードｂへ移行する。モードbでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｓ５はオン状態であり、巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ５、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２のループで共振電流が流れている。モードｂでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は−Ｖ１となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。
（モードc：ｔ１２〜ｔ１３）
モードｂの状態で、スイッチング素子Ｓ５をターンオフするとモードcへ移行する。モードｃでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４はオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ６、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１１のループで共振電流が流れる。また、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ６、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２のループで共振電流が流れる。モードｃでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は０となる。
（モードc：ｔ１２〜ｔ１３）
モードｂの状態で、スイッチング素子Ｓ５をターンオフするとモードcへ移行する。モードｃでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４はオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ６、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１１、共振コンデンサＣｓ１１のループで共振電流が流れる。また、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ６、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１２、共振コンデンサＣｓ１２のループで共振電流が流れる。モードｃでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は０となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。
モードｃでは、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ６をオン状態にしておく。
（モードd：ｔ１３〜ｔ１４）
モードｃにおいて、共振現象により共振電流の極性が反転するとモードｄへ移行する。モードｄでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６がオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。また、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１２、共振インダクタＬｒ１２、一次巻線Ｎ１2、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。モードｄでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は０となる。
（モードd：ｔ１３〜ｔ１４）
モードｃにおいて、共振現象により共振電流の極性が反転するとモードｄへ移行する。モードｄでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６がオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、共振インダクタＬｒ１１、一次巻線Ｎ１１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。また、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１２、共振インダクタＬｒ１２、一次巻線Ｎ１2、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。モードｄでは、インバータ２の出力端電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は０となる。
このとき、二次巻線Ｎ２１にはダイオードＤｒ１２、二次巻線Ｎ２１、ダイオードＤｒ１３のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２にはダイオードＤｒ２２、二次巻線Ｎ２２、ダイオードＤｒ２３のループで電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１及びＣｍ２を充電している。
モードｄの状態で、スイッチング素子Ｓ６をターンオフすると、モードaへ移行する。
以下、定常状態ではモードａ〜モードｄの繰り返し動作となり、軽負荷モードにおけるインバータ２は、波高値Ｖ１の電圧を出力するシングルエンデッドプッシュプル（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｅｎｄｅｄ−Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ：以下、ＳＥＰＰと記す。)インバータとして動作する。
以下、定常状態ではモードａ〜モードｄの繰り返し動作となり、軽負荷モードにおけるインバータ２は、波高値Ｖ１の電圧を出力するシングルエンデッドプッシュプル（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｅｎｄｅｄ−Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ：以下、ＳＥＰＰと記す。)インバータとして動作する。
以上、本実施の形態では、重負荷時（第１の動作モード時）と軽負荷時（第２の動作モード時）でインバータの動作モードを、フルブリッジ動作とSEPP動作に切替えることで、軽負荷時におけるインバータの出力電圧を重負荷時の１／２に低減することができる。これにより、図７に示すように出力電圧のピークを下げることができるため、重負荷モードで動作させた場合と比較して、軽負荷時のインバータ周波数を抑制することが可能となる。また、軽負荷時にインバータをＳＥＰＰ動作させることにより、フルブリッジ動作と比較してスイッチング動作を行うスイッチング素子の数を低減することができる。これにより、スイッチング損失の増加を抑制し、軽負荷領域の高効率化を図ることができる。
本実施の形態では、インバータの動作モードの判定を目標出力電力と電力閾値に基づいて行ったがこれに限らない。例えば、出力電圧と出力電流のそれぞれに対して閾値を設け、外部から入力される目標出力電圧及び電流値と比較することでインバータの動作モードを判定してもよい。また、本実施の形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をＭＯＳＦＥＴとした場合は、逆並列ダイオードとして寄生ダイオードを利用することができる。また、本実施の形態では、インバータを軽負荷モードで動作させる場合に、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３を常にオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を常にオンとしているが、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３を常にオン、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を常にオフとしても同様の効果が得られる。
次に、本発明の第２の実施形態について、図８〜１０を用いて説明する。
図８は、本発明の実施例２による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振回路２０３と、トランス２０４と、整流回路２０５と、制御装置２０６と、電圧検出手段２０８で構成され、負荷であるＸ線管２０７へ直流の高電圧を供給する。
第１の実施形態と異なる点は、第１及び第２のスイッチングレグのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとした点と、共振回路２０３を、トランス一次側に、共振コンデンサＣｓ１と共振インダクタＬｒ１の直列接続体を、第３のスイッチングレグの中点と、一次巻線Ｎ１１と一次巻線Ｎ１2とを接続した点との間に接続した構成とし、さらに、トランスの二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２の端子間にそれぞれ並列共振コンデンサＣｐ２１、Ｃｐ２２を接続して構成した点と、整流回路２０５をコッククロフト回路を多段に接続して構成した点と、インバータ２の入力電圧Ｖ1を検出する電圧検出手段２０８を備え、電圧検出手段２０８により検出した入力電圧値Ｖ１を制御装置２０６へ入力するように構成した点である。
本発明の実施例２の電力変換装置では、外部からの出力指令と、電圧検出手段２０８により検出したインバータ２の入力電圧Ｖ１に基づいてインバータ２の動作モードを決定する。
以下、図９を用いて本発明の実施例２における制御装置２０６においてインバータ２の動作モードを決定するシーケンスについて説明する。図９中のＳ２０１〜Ｓ２０８はそれぞれステップ２０１〜ステップ２０８を示している。
（ステップ２０１）
ここでは、外部から制御装置２０６へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ２０２）
ステップ２０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ２０３）
次に、電圧検出手段２０８によりインバータ２の入力電圧Ｖ１を検出する。
（ステップ２０４）
ステップ２０３で検出した入力電圧Ｖ１と、あらかじめ設定された基準値Ｖ１ｒｅfから式（１）を用いて補正係数αを算出する。
（ステップ２０１）
ここでは、外部から制御装置２０６へ負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値である出力指令値が入力される。
（ステップ２０２）
ステップ２０１で入力された出力指令値に基づき、負荷電圧Ｖｘと負荷電流Ｉｘの目標値から目標電力指令値Ｐｘを算出する。
（ステップ２０３）
次に、電圧検出手段２０８によりインバータ２の入力電圧Ｖ１を検出する。
（ステップ２０４）
ステップ２０３で検出した入力電圧Ｖ１と、あらかじめ設定された基準値Ｖ１ｒｅfから式（１）を用いて補正係数αを算出する。
α＝Ｖ１／Ｖ１ｒｅｆ・・・・式（１）
（ステップ２０５）
あらかじめ設定された電力閾値Ｐｒｅｆと、ステップ２０４で算出した補正係数αから式（２）を用いて、電力閾値Ｐｒｅｆ２を算出する。
（ステップ２０５）
あらかじめ設定された電力閾値Ｐｒｅｆと、ステップ２０４で算出した補正係数αから式（２）を用いて、電力閾値Ｐｒｅｆ２を算出する。
Ｐｒｅｆ２＝α×Ｐｒｅｆ・・・・・式（２）
（ステップ２０６）
ステップ２０２で算出した目標電力指令値Ｐｘと、ステップ２０５で算出した電力閾値Ｐｒｅf２を比較し、インバータ２の動作モードを判定する。
（ステップ２０７）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆ２よりも小さいと判断されると、制御装置２０６は軽負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ２０８）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆ２よりも大きいと判断されると、制御装置６は重負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ２０６）
ステップ２０２で算出した目標電力指令値Ｐｘと、ステップ２０５で算出した電力閾値Ｐｒｅf２を比較し、インバータ２の動作モードを判定する。
（ステップ２０７）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆ２よりも小さいと判断されると、制御装置２０６は軽負荷モードのパルス指令を生成する。
（ステップ２０８）
ステップ２０６で、目標電力指令値Ｐｘが電力閾値Ｐｒｅｆ２よりも大きいと判断されると、制御装置６は重負荷モードのパルス指令を生成する。
このように、本実施例の電力変換装置では、外部から入力された出力指令値と、電圧検出手段により検出したインバータの入力電圧に基づいて、制御装置２０６によりインバータ２の動作モードを判定する。
次に、本実施例２の電力変換装置の動作について説明する。ここでは、実施例１と異なる軽負荷モードの動作について図１０を用いて説明する。
＜軽負荷モード＞
（モードa：ｔ２０〜ｔ２１）
モードａでは、スイッチング素子Ｓ６がオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１，一次巻線Ｎ１１、ダイオードＤ１のループで共振電流が流れ、二次巻線Ｎ２１には、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１2、ダイオードＤ３のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、並列共振コンデンサＣｐ２１、二次巻線Ｎ２１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、並列共振コンデンサＣｐ２２と二次巻線Ｎ２２のループで電流が流れる。モードaでは、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３をオン状態としておく。
（モードｂ：ｔ２１〜ｔ２２）
モードａの状態で、共振現象により共振電流の極性が反転すると、モードｂへ移行する。モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ１、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、二次巻線Ｎ２１、並列共振コンデンサＣｐ２1のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、二次巻線Ｎ２２、並列共振コンデンサＣｐ２２のループで電流が流れる。
（モードｃ：ｔ２２〜ｔ２３）
モードbの状態で、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をターンオフすると、モードcへ移行する。モードｃでは、スイッチング素子Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ２、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、二次巻線Ｎ２１、並列共振コンデンサＣｐ２1のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、二次巻線Ｎ２２、並列共振コンデンサＣｐ２２のループで電流が流れる。モードｃでは、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４をオン状態としておく。
（モードｄ：ｔ２３〜ｔ２４）
モードｃの状態で、共振現象により、共振電流の極性が反転すると、モードｄへ移行する。モードｄでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１１のループで電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１2のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、並列共振コンデンサＣｐ２１、巻線Ｎ２１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、並列共振コンデンサＣｐ２２と二次巻線Ｎ２２のループで電流が流れる。
＜軽負荷モード＞
（モードa：ｔ２０〜ｔ２１）
モードａでは、スイッチング素子Ｓ６がオン状態であり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１，一次巻線Ｎ１１、ダイオードＤ１のループで共振電流が流れ、二次巻線Ｎ２１には、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１2、ダイオードＤ３のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、並列共振コンデンサＣｐ２１、二次巻線Ｎ２１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、並列共振コンデンサＣｐ２２と二次巻線Ｎ２２のループで電流が流れる。モードaでは、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３をオン状態としておく。
（モードｂ：ｔ２１〜ｔ２２）
モードａの状態で、共振現象により共振電流の極性が反転すると、モードｂへ移行する。モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ１、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ３、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、二次巻線Ｎ２１、並列共振コンデンサＣｐ２1のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、二次巻線Ｎ２２、並列共振コンデンサＣｐ２２のループで電流が流れる。
（モードｃ：ｔ２２〜ｔ２３）
モードbの状態で、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をターンオフすると、モードcへ移行する。モードｃでは、スイッチング素子Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、ダイオードＤ２、一次巻線Ｎ１１、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、ダイオードＤ４、一次巻線Ｎ１2、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｓ１、スイッチング素子Ｓ６のループで共振が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、二次巻線Ｎ２１、並列共振コンデンサＣｐ２1のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、二次巻線Ｎ２２、並列共振コンデンサＣｐ２２のループで電流が流れる。モードｃでは、デッドタイム期間Ｔｄ後にスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４をオン状態としておく。
（モードｄ：ｔ２３〜ｔ２４）
モードｃの状態で、共振現象により、共振電流の極性が反転すると、モードｄへ移行する。モードｄでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６がオン状態となり、一次巻線Ｎ１１には、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１１のループで電流が流れ、一次巻線Ｎ１2には、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ６、共振コンデンサＣｓ１、共振インダクタＬｒ１、一次巻線Ｎ１2のループで共振電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎ２１には、並列共振コンデンサＣｐ２１、巻線Ｎ２１のループで電流が流れ、二次巻線Ｎ２２には、並列共振コンデンサＣｐ２２と二次巻線Ｎ２２のループで電流が流れる。
モードｃにおいて、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４をターンオフするとモードａへ移行する。
以下、定常状態ではモードａ〜モードｄの繰り返し動作となり、本実施例２の軽負荷モードにおけるインバータ２は、第１のスイッチングレグと第２のスイッチングレグをそれぞれスイッチング動作させることで、２つのＳＥＰＰインバータを並列接続した動作となる。
以下、定常状態ではモードａ〜モードｄの繰り返し動作となり、本実施例２の軽負荷モードにおけるインバータ２は、第１のスイッチングレグと第２のスイッチングレグをそれぞれスイッチング動作させることで、２つのＳＥＰＰインバータを並列接続した動作となる。
以上、本実施の形態では、インバータの入力電圧を検出する電圧検出手段を備え、検出した電圧値に基づいてインバータの動作モードを判定する閾値を可変することができるため、直流電源として二次電池を用いた場合など入力電圧が変動する場合においても対応することが可能となる。
また、軽負荷モードにおいて、第３のスイッチングレグのスイッチング動作を休止し、第１及び第２のスイッチングレグをスイッチング動作させることで、実施例１と比べてスイッチング動作を行うスイッチング素子に流れる電流を第１のスイッチングレグと第２のスイッチングレグで１／２ずつ分担することが可能となる。また、第１及び第２のスイッチングレグには第３のスイッチングレグと比べて電流容量が小さいデバイスを用いることができるため、第１のスイッチングレグと第２のスイッチングレグをＭＯＳＦＥＴとすることでさらなるスイッチング損失の低減が可能となり、軽負荷領域の高効率化を図ることができる。
次に、本発明の第３の実施形態について、図１１、１２を用いて説明する。
図１１は、本発明の実施例３による電力変換装置の回路構成図である。図１２は、図１１の電力変換装置の動作波形を示したものである。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振回路３０４と、整流回路３０５と、制御装置１０６で構成され、負荷であるＸ線管２０７へ直流の高電圧を供給する。
第１の実施形態と異なる点は、整流回路３０５を、倍電圧整流回路を多段に接続して構成した点と、トランスの漏れインダクタンスＬｒ１３、Ｌｒ１４と、トランスの寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２を共振回路３０３として用いた点である。本実施の形態では、共振コンデンサＣｓ１１と、漏れインダクタンスＬｒ１３と、寄生容量Ｃｐ３１の共振周波数ｆｒ１と、共振コンデンサＣｓ１２と、漏れインダクタンスＬｒ１４と、寄生容量Ｃｐ３２の共振周波数ｆｒ２が、インバータ２の駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路３０３のインダクタンス及び容量を設定する。
以下、図１２を用いて本発明の実施例３における電力変換装置の動作を説明する。基本的な動作は実施例１と同様であるため、ここでは実施例１と異なる点のみを説明する。
＜重負荷モード＞
（モードＡ：ｔ３０〜ｔ３１）
まず、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６がオンの期間の動作を説明する。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をオンすると、直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ＋Ｖ１となる。このとき、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１1、ダイオードＤ１のループと、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、ダイオードＤ３のループに共振電流が流れ、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギが放出され、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２にエネルギを蓄える。漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｓ１、共振コンデンサＣｓ１1、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、スイッチング素子Ｓ６のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｓ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギが放出され、再び漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４にエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の周波数ｆｒ１、ｆｒ２が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路３０４を設定することで、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６がオンの期間中に、漏れインダクタンＬｒ１３、Ｌｒ１４と共振コンデンサＣｓ１1、Ｃｓ１２とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性も繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２遅れた交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
（モードＢ：ｔ３１〜ｔ３２）
ｔ３１のタイミングでスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をオフし、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５をオンすると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２は、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、ダイオードＤ５のループで流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギを放出し、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶ１とすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎv２はおおよそ―Ｖ１となる。共振コンデンサのエネルギが全て放出されると、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタンスＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギを放出し、共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５がオンの期間中、モードＡと同様に共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２進んだ交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。以下、定常状態では基本的にモードＡ及びモードＢの繰り返し動作となる。
＜重負荷モード＞
（モードＡ：ｔ３０〜ｔ３１）
まず、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６がオンの期間の動作を説明する。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をオンすると、直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ＋Ｖ１となる。このとき、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１1、ダイオードＤ１のループと、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、ダイオードＤ３のループに共振電流が流れ、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギが放出され、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２にエネルギを蓄える。漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｓ１、共振コンデンサＣｓ１1、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、スイッチング素子Ｓ６のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｓ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、スイッチング素子Ｓ６のループで共振電流が流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギが放出され、再び漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４にエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の周波数ｆｒ１、ｆｒ２が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路３０４を設定することで、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６がオンの期間中に、漏れインダクタンＬｒ１３、Ｌｒ１４と共振コンデンサＣｓ１1、Ｃｓ１２とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性も繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２遅れた交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
（モードＢ：ｔ３１〜ｔ３２）
ｔ３１のタイミングでスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６をオフし、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５をオンすると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２は、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、ダイオードＤ５のループで流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギを放出し、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶ１とすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎv２はおおよそ―Ｖ１となる。共振コンデンサのエネルギが全て放出されると、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタンスＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギを放出し、共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ５がオンの期間中、モードＡと同様に共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２進んだ交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。以下、定常状態では基本的にモードＡ及びモードＢの繰り返し動作となる。
＜軽負荷モード＞
本実施例３の軽負荷モードでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３を常にオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を常にオンとした場合について説明する。
（モードa：ｔ４０〜ｔ４１）
まず、スイッチング素子Ｓ５がオンの期間の動作を説明する。スイッチング素子Ｓ５をオンすると、直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ―Ｖ１となる。このとき、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギが放出され、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４にエネルギを蓄える。共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１1、スイッチング素子Ｓ２のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３２、共漏れインダクタＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで共振電流が流れ、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４エネルギが放出され、再び共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２にエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の周波数ｆｒ１、ｆｒ２が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路３０４を設定することで、スイッチング素子Ｓ５がオンの期間中に、漏れインダクタンＬｒ１３、Ｌｒ１４と共振コンデンサＣｓ１1、Ｃｓ１２とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性も繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２遅れた交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
（モードｂ：ｔ４１〜ｔ４２）
ｔ４１のタイミングでスイッチング素子Ｓ５をオフし、スイッチング素子Ｓ６をオンすると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２は、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタンスＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループと、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタンスＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギを放出し、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶ１とすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎv２はおおよそ０となる。共振コンデンサのエネルギが全て放出されると、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、スイッチング素子Ｓ６のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、スイッチング素子Ｓ６のループで、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギを放出し、共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｓ６がオンの期間中、モードａと同様に共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２進んだ交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
本実施例３の軽負荷モードでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３を常にオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を常にオンとした場合について説明する。
（モードa：ｔ４０〜ｔ４１）
まず、スイッチング素子Ｓ５がオンの期間の動作を説明する。スイッチング素子Ｓ５をオンすると、直流電源１の電圧をＶ１と表記するとすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２はおおよそ―Ｖ１となる。このとき、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、ダイオードＤ５のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、ダイオードＤ５のループで共振電流が流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギが放出され、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４にエネルギを蓄える。共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２のエネルギが全て放出されると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が反転し、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１1、スイッチング素子Ｓ２のループと、直流電源１、スイッチング素子Ｓ５、寄生容量Ｃｐ３２、共漏れインダクタＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで共振電流が流れ、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４エネルギが放出され、再び共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２にエネルギを蓄える。ここで、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の周波数ｆｒ１、ｆｒ２が、インバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように共振回路３０４を設定することで、スイッチング素子Ｓ５がオンの期間中に、漏れインダクタンＬｒ１３、Ｌｒ１４と共振コンデンサＣｓ１1、Ｃｓ１２とでエネルギのやりとりが繰り返され、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性も繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２遅れた交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
（モードｂ：ｔ４１〜ｔ４２）
ｔ４１のタイミングでスイッチング素子Ｓ５をオフし、スイッチング素子Ｓ６をオンすると、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２は、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３１、漏れインダクタンスＬｒ１３、共振コンデンサＣｓ１１、スイッチング素子Ｓ２のループと、ダイオードＤ６、寄生容量Ｃｐ３２、漏れインダクタンスＬｒ１４、共振コンデンサＣｓ１２、スイッチング素子Ｓ４のループで流れ、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２のエネルギを放出し、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４へエネルギを蓄える。このとき、直流電源１の電圧をＶ１とすれば、インバータの出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎv２はおおよそ０となる。共振コンデンサのエネルギが全て放出されると、ダイオードＤ２、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３、寄生容量Ｃｐ３１、スイッチング素子Ｓ６のループと、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｒ１２、漏れインダクタＬｒ１４、寄生容量Ｃｐ３２、スイッチング素子Ｓ６のループで、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のエネルギを放出し、共振コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２にエネルギを蓄える。スイッチング素子Ｓ６がオンの期間中、モードａと同様に共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の極性が繰り返し反転する。このとき、寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の両端には共振電流Ｉ１１、Ｉ１２に対して位相がπ／２進んだ交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２が発生する。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗよりも高周波数の交流電圧を整流回路３０５へ印加することができ、平滑コンデンサＣｍ１〜Ｃｍ３へ電流を供給することができる。
以下、定常状態では基本的にモードa及びモードbの繰り返し動作となる。
以上のように、本実施の形態における電力変換装置では、共振コンデンサＣｓ１１、漏れインダクタＬｒ１３と寄生容量Ｃｐ３１からなる共振回路の共振周波数ｆｒ１と、共振コンデンサＣｓ１２、漏れインダクタＬｒ１４と、寄生容量Ｃｐ３２からなる共振回路の共振周波数ｆｒ２が、おおむねインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍となるように、共振コンデンサＣｓ１１、Ｃｓ１２及び寄生容量Ｃｐ３１、Ｃｐ３２の静電容量と、漏れインダクタＬｒ１３、Ｌｒ１４のインダクタンスを設定することで、共振電流Ｉ１１、Ｉ１２の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍とし、かつ整流回路３０５へ印加される交流電圧ＶＴ２１、ＶＴ２２の周波数をインバータの駆動周波数ｆｓｗの３倍とすることができる。これにより、インバータの駆動周波数ｆｓｗを高周波化することなく、整流回路の平滑コンデンサ容量を低減することができるため、電力変換装置の小型化を図ることができる。
本実施の形態では、漏れインダクタンスと寄生容量で共振回路を構成したが、これに限らない。例えば、漏れインダクタンスのみでは所望のインダクタンスが得られない場合は、トランスの一次巻線と直列に共振インダクタを追加した構成としてもよい。同様に、トランスの寄生容量のみでは所望の容量が得られない場合は、トランスの二次巻線と並列に並列共振コンデンサを接続した構成としてもよい。
次に、本発明の第４の実施形態に関して図１３を用いて説明する。
図１３は、本発明の実施例３による電力変換装置の回路構成図である。この電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と同様に、直流電源１を電源とし、インバータ２と、共振回路４０３と、トランス４と、整流回路５と、制御装置４０６で構成され、負荷７へ任意の直流電圧を供給する。
第１の実施形態と異なる点は、共振回路４０３を、スイッチ素子ＳＷ１と、共振コンデンサＣｓ１と、共振インダクタＬｒ１の直列接続体と、スイッチ素子ＳＷ２と共振インダクタＬｒ３の直列接続体を並列接続した構成とし、第３のスイッチングレグの中点と、トランスの一次巻線Ｎ１１と一次巻線Ｎ１２の接続点との間に接続した点と、二次巻線Ｎ２１、Ｎ２２にそれぞれ寄生容量Ｃｐ４１、Ｃｐ４２を備えるようにトランス４０４を構成した点である。制御装置４０６は、インバータ２へのゲート信号に加え、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２へオン・オフ指令を出力する。
定常状態における重負荷モードの動作では、インバータ２の出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は正負対称となり、トランスへの直流成分の重畳は発生しない。一方、軽負荷モードの動作では、インバータ２の出力電圧Ｖｉｎｖ１、Ｖｉｎｖ２は正負非対称となるため直流成分を除去するためのコンデンサが必要となる。
本実施の形態では、重負荷モード時は、スイッチ素子ＳＷ１をオフして共振コンデンサＣｓ１と共振インダクタＬｒ１を切り離し、スイッチ素子ＳＷ２をオンし、第３のスイッチングレグと一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２との間に共振インダクタＬｒ３を接続した構成とし、軽負荷モード時は、スイッチ素子ＳＷ２をオフして共振インダクタＬｒ３を切り離し、スイッチ素子ＳＷ１をオンすることで第３のスイッチングレグと一次巻線Ｎ１１、Ｎ１２との間に、共振コンデンサＣｓ１と共振インダクタＬｒ1を接続した構成とする。
以上、本実施の形態では、共振コンデンサと直列にスイッチ素子を設け、軽負荷時のみ共振コンデンサを接続した構成とすることにより、共振コンデンサに電流定格の小さいコンデンサを用いることができる。一般的にコンデンサの体積は電流定格に比例して大きくなるため、実施例１と比較して電力変換装置の小型化を図ることができる。
以上、本発明の実施形態を述べたが、本発明はこれらに限定されるものではない。例えば、全ての実施形態では、インバータを第１〜第３のスイッチングレグとし、２つのトランスを用いた構成としているが、第４のスイッチングレグを直流電源の端子間に並列接続し、第１又は第２のスイッチングレグの中点と、第４のスイッチングレグの中点との間に第３のトランスを備えた電力変換装置であっても本発明を適用することは可能である。さらに、第５のスイッチングレグを直流電圧の端子間に並列接続し、第４のスイッチングレグの中点と、第５のスイッチングレグの中点との間に第４のトランスを接続した電力変換装置であっても本発明を適用することは可能である。
本発明の電力変換装置は、Ｘ線画像診断装置や真空蒸着用電子銃など直流電圧を入力とし、トランスを備えて、負荷へ任意の直流電圧を供給する電源装置に適用できる。
１・・・直流電源、２・・・インバータ、３，３，２０３，３０３，４０３・・・共振回路、４，２０４，３０４，４０４・・・トランス、５，２０５，３０５・・・整流回路、６，２０６，４０６・・・制御装置、７，２０７・・・負荷、８・・・電圧検出手段、Ｓ１〜Ｓ６・・・スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード、Ｄｒ１１〜Ｄｒ１６，Ｄｒ２１〜Ｄｒ２６・・・整流ダイオード、Ｌｒ１，Ｌｒ３，Ｌｒ１１，Ｌｒ１２・・・共振インダクタ、Ｌｒ１３，Ｌｒ１４・・・漏れインダクタ、Ｃｓ１，Ｃｓ１１，Ｃｓ１２・・・共振コンデンサ，Ｎ１１，Ｎ１２・・・一次巻線、Ｎ２１，Ｎ２２・・・二次巻線、Ｔ１・・・磁性体コア、Ｃｍ１〜Ｃｍ３・・・平滑コンデンサ、Ｃｐ２１，Ｃｐ２２・・・並列共振コンデンサ、Ｃｐ３１，Ｃｐ３２・・・寄生容量、Ｃｄ１１〜Ｃｄ１３，Ｃｄ２１〜Ｃｄ２３・・・整流コンデンサ
Claims (15)
- 直流電圧を入力し、負荷へ任意の直流電圧を出力する電力変換装置において、前記電力変換装置は、２個のスイッチング素子の直列体である第１〜第３のスイッチングレグを並列接続して構成されたインバータと、前記第１のスイッチングレグと前記第３のスイッチングレグとの間に接続された第１のトランスと、前記第２のスイッチングレグと前記第３のスイッチングレグとの間に接続された第２のトランスと、前記第１及び第２のトランスと前記負荷との間に接続された整流回路と、前記インバータ回路と前記整流回路との間に接続された共振回路とを備えた電力変換装置において、
前記第１〜第３のスイッチングレグの全てのスイッチング素子をスイッチング動作させる第１の動作モードと、前記第１〜第３のスイッチングレグのうち少なくとも１つ以上のスイッチングレグの上下どちらか一方のスイッチング素子を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとなるように動作させる第２の動作モードを備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１の電力変換装置において、前記第２の動作モードは、前記第１及び前記第２のスイッチングレグのスイッチング素子のうち上下どちらか一方のスイッチング素子を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとし、前記第３のスイッチングレグをスイッチング動作させることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１の電力変換装置において、前記第２の動作モードは、前記第３のスイッチングレグのスイッチング素子のうち上下どちらか一方を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとし、前記第１及び第２のスイッチングレグをスイッチング動作させることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜３の何れか１項の電力変換装置において、前記第１のトランスと前記第２のトランスは、前記第１のトランスの一次巻線及び二次巻線と、前記第２のトランスの一次巻線及び二次巻線と、を同一のコアに巻いた構成としたことを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜４の何れか１項の電力変換装置において、前記共振回路は、前記第２のスイッチングレグの中点と、前記第１のトランスの一次巻線と前記第２のトランスの一次巻線の接続点との間に接続されたことを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜５の何れか１項の電力変換装置において、前記第１及び第２のスイッチングレグのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ、前記第３のスイッチングレグのスイッチング素子をＩＧＢＴとしたことを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜６の何れか１項の電力変換装置において、外部から入力された出力電圧及び出力電流の指令値に基づいて、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを切り替えることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜７の何れか１項の電力変換装置において、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段を備え、前記入力電圧検出手段より検出した入力電圧値に基づいて、前記第１の動作モードと、前記第２の動作モードを切り替えることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜７の何れか１項の電力変換装置において、前記共振回路は、第１のスイッチ素子と共振コンデンサと第１の共振インダクタの直列接続体と、第２のスイッチ素子と第２の共振インダクタの直列接続体と、を並列接続して構成されることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項９の電力変換装置において、前記制御回路は、前記インバータを前記第１の動作モードで動作させる場合には、前記第１のスイッチ素子をオフ、前記第２のスイッチ素子をオンし、前記インバータを前記第２の動作モードで動作させる場合には、前記第１のスイッチ素子をオン、前記第２のスイッチ素子をオフすることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜８の何れか１項の電力変換装置において、前記共振回路は、前記第１のトランス及び前記第２のトランスの一次巻線と直列に接続された直列共振コンデンサ及び直列共振インダクタと、前記第1及び前記第２のトランスの二次巻線に並列接続された並列共振コンデンサとから構成されることを特徴とした電力変換装置。
- 請求項１〜１１の何れか１項の電力変換装置において、前記インバータの駆動周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜１１の何れか１項の電力変換装置において、前記第２の動作モードは、前記第１〜第３のスイッチングレグの上下どちらか一方のスイッチング素子のオン時間の比率を変化することを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜１３の何れか１項の電力変換装置において、前記整流回路は、前記第１のトランスの二次巻線を入力とした第１のブリッジ整流回路と、前記第２のトランスの二次巻線を入力とした第２のブリッジ整流回路で構成され、前記第１のブリッジ整流回路と前記第２のブリッジ整流回路の直流端子側を直列接続したことを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜１４の何れか１項の電力変換装置において、前記負荷はＸ線管であることを特徴とする電力変換装置。
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|---|---|---|---|---|
| CN106783483A (zh) * | 2016-11-30 | 2017-05-31 | 上海联影医疗科技有限公司 | 高压发生器、x射线产生装置及其控制方法 |
| CN108683342A (zh) * | 2018-05-08 | 2018-10-19 | 深圳市日联科技有限公司 | 一种多倍压整流装置、多倍压整流电路及其控制方法 |
| EP4167452A1 (en) * | 2021-10-13 | 2023-04-19 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Dc/dc converter and method for controlling output voltage thereof |
-
2015
- 2015-03-18 JP JP2015054151A patent/JP2016173961A/ja active Pending
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| CN108683342A (zh) * | 2018-05-08 | 2018-10-19 | 深圳市日联科技有限公司 | 一种多倍压整流装置、多倍压整流电路及其控制方法 |
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