WO2020003718A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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WO2020003718A1
WO2020003718A1 PCT/JP2019/017379 JP2019017379W WO2020003718A1 WO 2020003718 A1 WO2020003718 A1 WO 2020003718A1 JP 2019017379 W JP2019017379 W JP 2019017379W WO 2020003718 A1 WO2020003718 A1 WO 2020003718A1
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bridge circuit
converter
switching
winding
full
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English (en)
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将吾 中原
大禎 中山
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ダイヤモンド電機株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter that performs soft switching.
  • Patent Literature 1 discloses a DC-DC converter that achieves a ZVS operation when a voltage difference between a primary-side DC voltage and a secondary-side DC voltage is large and enables high-efficiency power transmission. .
  • power is detected on each of the primary side and the secondary side, and the duty of the primary side switch and the duty of the secondary side switch are set so that the difference between the two powers is minimized. The duty is increased or decreased. As a result, the ZVS operation is established.
  • Patent Literature 1 it is necessary to perform power detection and switching control on each of the primary side and the secondary side in order to perform the ZVS operation. Therefore, the circuit configuration and its control become complicated, and it is difficult to improve productivity and reduce costs.
  • an object of the present invention is to provide a DC-DC converter that performs ZVS operation with simple control and reduces switching loss.
  • a DC-DC converter includes a first full-bridge circuit having four switching elements including a capacitor that is a parasitic capacitance or an external capacitor connected in parallel.
  • a second full-bridge circuit having four switching elements including a capacitor that is a parasitic capacitance or an external capacitor connected in parallel; a first winding connected to the first full-bridge circuit;
  • a transformer connected to a second full-bridge circuit and having a second winding magnetically coupled to the first winding; an inductance component connected in series to the first winding or the second winding;
  • a control circuit for performing soft switching control on each switching element of each of the first full bridge circuit and the second full bridge circuit.
  • the circuit can be executed in an output angle modulation mode for adjusting a voltage output period of each of the first full-bridge circuit and the second full-bridge circuit, and a frequency modulation mode for adjusting a switching frequency. , The output angle modulation mode or the frequency modulation mode is executed.
  • the second invention of the present application is the DC-DC converter according to the first invention, wherein an inductor current flowing through the transformer and the equivalent inductor of the inductance component is equal to or larger than a threshold current at a switching timing of turning on and off the switching element. is there.
  • a third invention of the present application is the DC-DC converter according to the first invention or the second invention, wherein the control circuit executes the output angle modulation mode when the target power is less than a threshold power, If the target power is equal to or higher than the threshold power, the frequency modulation mode is executed.
  • a fourth invention of the present application is the DC-DC converter according to the first invention or the second invention, wherein the control circuit includes the output angle modulation mode, the frequency modulation mode, a voltage on the first winding side, A phase control mode for changing the phase of the voltage on the second winding side, the output angle modulation mode, the frequency modulation mode, or the phase control mode depending on a target power to be output. , Run.
  • a fifth invention of the present application is the DC-DC converter of the fourth invention, wherein the control circuit executes the output angle modulation mode when the target power is less than a first threshold power, and When the power is equal to or higher than the first threshold power, the frequency modulation mode is executed. When the target power is equal to or higher than a second threshold power larger than the first threshold power, the phase control mode is changed. Execute.
  • a DC-DC converter includes: a first full-bridge circuit having four switching elements including a capacitor that is a parasitic capacitance or an external capacitor connected in parallel; a capacitor that is a parasitic capacitance; Alternatively, a second full bridge circuit having four switching elements including an external capacitor connected in parallel, a first winding connected to the first full bridge circuit, and a connection to the second full bridge circuit A transformer having a second winding magnetically coupled to the first winding, an inductance component connected in series to the first winding or the second winding, the first full bridge circuit and the second full bridge circuit. And a control circuit for performing soft switching control on each switching element of each of the two full bridge circuits.
  • Output angle modulation mode for adjusting the voltage output period of each of the bridge circuit and the second full bridge circuit, or a phase control mode for changing the phase of the voltage on the first winding and the voltage on the second winding , And executes the output angle modulation mode or the phase control mode according to the target power to be output.
  • a seventh invention of the present application is the DC-DC converter according to the sixth invention, wherein an inductor current flowing through the transformer and the equivalent inductor of the inductance component is equal to or greater than a threshold current at a switching timing of turning on and off the switching element. is there.
  • An eighth invention of the present application is the DC-DC converter according to the first invention to the seventh invention, wherein the threshold current is such that energy stored in the equivalent inductor is equal to or more than energy stored in the two capacitors. And so on.
  • the output angle modulation mode and the frequency modulation mode are switched according to the switching frequency.
  • the mode By appropriately switching the mode, it is possible to suppress an increase in switching loss due to an increase in the switching frequency. That is, since the switching of each switching element is controlled in accordance with the target power to be output, the circuit configuration can be prevented from becoming complicated, the ZVS operation can be performed with simple control, and the switching loss can be reduced.
  • the switching frequency is not changed, so that an increase in switching loss due to an increase in the switching frequency can be suppressed. Further, since the frequency does not increase, the heat generation of the element, particularly the inductor, can be reduced.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a timing chart of a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a current path in a DC-DC converter.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining control of each of an output angle modulation mode and a frequency modulation mode.
  • DC-DC converter of the present invention will be described using a dual active bridge (DAB) converter (hereinafter, referred to as a DC-DC converter) as an example.
  • DAB dual active bridge
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC-DC converter 1 according to the present embodiment.
  • the DC-DC converter 1 includes a pair of input / output terminals IO11 and IO12, and a pair of input / output terminals IO21 and IO22.
  • a DC power supply E1 is connected to the pair of input / output terminals IO11 and IO12.
  • a DC power supply E2 is connected to the pair of input / output terminals IO21 and IO22.
  • the DC-DC converter 1 transforms the power supply voltage of the DC power supply E1 input from the input / output terminals IO11 and IO12, and outputs the voltage from the input / output terminals IO21 and IO22. Further, the DC-DC converter 1 transforms the power supply voltage of the DC power supply E2 input from the input / output terminals IO21 and IO22, and outputs it from the input / output terminals IO11 and IO12. That is, the DC-DC converter 1 is a converter capable of bidirectional power transmission.
  • the DC-DC converter 1 includes a first full-bridge circuit 10, a second full-bridge circuit 20, and a transformer T.
  • the transformer T includes a first winding n1 and a second winding n2.
  • the first winding n1 and the second winding n2 are magnetically coupled.
  • the first winding n1 is connected to the input / output terminals IO11 and IO12 via the first full bridge circuit 10.
  • the second winding n2 is connected to the input / output terminals IO21 and IO22 via the second full bridge circuit 20.
  • the first full bridge circuit 10 has a first leg in which the switching element Q11 and the switching element Q12 are connected in series, and a second leg in which the switching element Q13 and the switching element Q14 are connected in series.
  • Diodes D11, D12, D13, D14 and capacitors C11, C12, C13, C14 are connected in parallel to the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14.
  • Switching elements Q11 to Q14 are MOS-FETs. However, the switching elements Q11 to Q14 may be IGBTs, JFETs, or the like.
  • the diodes D11 to D14 may be real elements or parasitic diodes.
  • the capacitors C11 to C14 may be real elements, parasitic capacitances, or a combination of parasitic capacitances and real elements.
  • the first winding n1 of the transformer T is connected to the midpoint of each of the first leg and the second leg.
  • An inductor L1 is provided between the first winding n1 of the transformer T and the middle point of the first leg.
  • the inductor L1 only needs to be connected in series to the first winding n1 or the second winding n2, and the arrangement location thereof can be changed as appropriate.
  • the inductor L1 may be provided between the first winding n1 and the middle point of the second leg.
  • the inductor L1 may be a real element, a leakage inductance of the transformer T, or a combination of the real element and the leakage inductance.
  • the second full bridge circuit 20 has a third leg in which the switching element Q21 and the switching element Q22 are connected in series, and a fourth leg in which the switching element Q23 and the switching element Q24 are connected in series.
  • Diodes D21, D22, D23, D24 and capacitors C21, C22, C23, C24 are connected in parallel to switching elements Q21, Q22, Q23, Q24.
  • Switching elements Q21 to Q24 are MOS-FETs. However, the switching elements Q21 to Q24 may be IGBTs, JFETs, or the like.
  • the diodes D21 to D24 may be real elements or parasitic diodes.
  • the capacitors C21 to C24 may be real elements, parasitic capacitances, or a combination of parasitic capacitances and real elements.
  • the second winding n2 of the transformer T is connected to the middle point of each of the third leg and the fourth leg.
  • the inductor L1 may be provided between the second winding n2 and a middle point of the third leg or the fourth leg.
  • the gate terminals of the switching elements Q11 to Q14 and the switching elements Q21 to Q24 are connected to the control circuit 30.
  • the control circuit 30 controls the switching of each of the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 so that the output power of the DC-DC converter 1 becomes the set target power.
  • the control circuit 30 performs soft switching on each of the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 in order to reduce switching loss.
  • the DC-DC converter 1 performs power transmission from one of the input / output terminals IO11 and IO12 and the input / output terminals IO21 and IO22 to the other or from the other to one.
  • the input / output terminals IO11 and IO12 will be described as input sides (primary sides), and the input / output terminals IO21 and IO22 will be described as output sides (secondary sides).
  • FIG. 2 is a diagram showing a timing chart of the DC-DC converter 1.
  • FIGS. 3, 4, 5, 6, 7, and 8 are diagrams for explaining a current path in the DC-DC converter 1.
  • FIG. 3 to 8 the illustration of the second full bridge circuit 20 is simplified, and the inductor L1 and the transformer T in FIG.
  • FIG. 2 shows a timing chart of only the switching elements Q11 to Q14 of the first full bridge circuit 10.
  • V1 in FIG. 2 is a voltage between the midpoint between the switching elements Q11 and Q12 and the midpoint between the switching elements Q13 and Q14 shown in FIG.
  • V2 is a voltage between the midpoint between the switching elements Q21 and Q22 and the midpoint between the switching elements Q23 and Q24.
  • the DC power supplies E1 and E2 have the same power supply voltage.
  • I L is an inductor current flowing through the inductor L (see FIGS. 3 to 8).
  • the control circuit 30 controls the switching of the first full-bridge circuit 10 and the second full-bridge circuit 20 by providing a phase difference.
  • the phase difference between the first full bridge circuit 10 and the second full bridge circuit 20 is represented by ⁇ .
  • the control circuit 30 performs the phase shift PWM control at the switching frequency f (period 1 / f) in each of the first full bridge circuit 10 and the second full bridge circuit 20.
  • FIGS. 3 to 8 show only the current path on the first full bridge circuit 10 side for simplicity of description.
  • each switching element is represented by a simplified circuit symbol.
  • T0-t1 During a period from t0 to t1, the switching elements Q11 and Q14 are on and the switching elements Q12 and Q13 are off.
  • a current flows from the DC power supply E1 in the order of the switching element Q11, the inductor L, the second full bridge circuit 20, the switching element Q14, and the DC power supply E1.
  • the voltage V1 during this period is Hi.
  • switching element Q12 is turned on with a dead time in between. In this dead time, the switching elements Q11 and Q12 are both turned off.
  • the inductor L by their nature, the inductor current I L continues to flow, as shown in FIG. 4, a capacitor C11 and capacitor C12, respectively, current flows through the inductor L.
  • the capacitor C11 is discharged, and the capacitor C12 is charged.
  • the drain-source voltage of the switching element Q12 is zero.
  • ZVS occurs.
  • the switching element Q13 is turned on with a dead time therebetween.
  • the capacitor C14 is discharged and the capacitor C13 is charged, as in the description of FIG.
  • the drain-source voltage of the switching element Q13 is zero.
  • ZVS occurs.
  • the switching element Q11 is turned on after a dead time. Then, as in the description of FIG. 4, the capacitor C12 is discharged, and the capacitor C11 is charged. When the capacitor C11 is charged, the drain-source voltage of the switching element Q11 is zero. At this time, when the switching element Q11 is turned on, it becomes ZVS.
  • the voltage V1 transitions as shown in the waveform of FIG.
  • the control circuit 30 controls the switching of the second full-bridge circuit 20, so that the voltage V2 transitions as shown in the waveform of FIG.
  • the phase difference between the rise of the voltage V1 and the rise of the voltage V2 is ⁇ . is there.
  • the control circuit 30 When controlling the output power of the DC-DC converter 1, the control circuit 30 performs control in an output angle modulation mode or a frequency modulation mode according to the output power.
  • the output angle modulation mode and the frequency modulation mode will be described.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining control of each of the output angle modulation mode and the frequency modulation mode.
  • ⁇ 1 , ⁇ 2 , ⁇ c represent time in degrees (radians).
  • the solid line in FIG. 9 shows this change in ⁇ .
  • the dashed line in FIG. 9 indicates a change in the switching frequency f.
  • the horizontal axis in FIG. 9 is the output power.
  • the control circuit 30 controls the output of the DC-DC converter 1 in the output angle modulation mode.
  • the control circuit 30 fixes the switching frequency f and the polarity inversion period ⁇ c , changes ⁇ 1 and ⁇ 2, and the output power from the DC-DC converter 1 becomes a target value. To do.
  • ⁇ 1 is changed by controlling the phase of each switching element of the first full bridge circuit 10. Further, ⁇ 2 is changed by controlling the ON phase of each switching element of the second full bridge circuit 20.
  • the fixed value ⁇ c is set so that each switching element can be ZVS. Therefore, ⁇ c needs to satisfy the condition of the following equation (1).
  • L is the inductance of the inductor L in FIG.
  • Vx is the power supply voltage of the DC power supply E1 (see FIG. 1).
  • I ref is the current value of the inductor current I L necessary to achieve the ZVS.
  • the switching element Q12 Turn-on is ZVS. That is, the switching element Q12 can be ZVS if the energy of the inductor L is at least the energy stored in the capacitors C11 and C12. For this purpose, the following equation (2) needs to be satisfied.
  • Equation (2) IL is an inductor current flowing through the inductor L.
  • C is the capacitance of each of the capacitors C11 to C14.
  • the power P can be represented by the following equation (4).
  • Vy is the power supply voltage of the DC power supply E2 (see FIG. 1).
  • Equation (4) Vx and Vy are known.
  • ⁇ c is represented by the above equation (1).
  • the control circuit 30 controls the switching of each of the first full-bridge circuit 10 and the second full-bridge circuit 20 so that ⁇ 1 and ⁇ 2 become ⁇ obtained from Expression (4). As a result, the target power P is output from the DC-DC converter 1.
  • the switching frequency f is constant, an increase in switching loss due to an increase in the switching frequency can be suppressed. Further, since the switching frequency does not increase, the heat generation of the element, particularly, the inductor L can be reduced.
  • the control circuit 30 controls the output of the DC-DC converter 1 in the frequency modulation mode.
  • the threshold power PT is an example of the “first threshold power” of the present invention.
  • the threshold power PT will be described.
  • Equation (4) above is in the form of a quadratic function with respect to ⁇ . Therefore, ⁇ has two solutions for the power P. Therefore, one ⁇ is specified by a predetermined algorithm. For example, a solution may be obtained near the vertex of the quadratic function. In this case, the frequency can be suppressed, and the heat generation can be suppressed. Alternatively, the solution may be obtained at a position away from the vicinity of the vertex of the quadratic function.
  • the following equation (5) describes a suitable equation for calculating ⁇ that can be applied to the algorithm described above.
  • Equation (6) Vx and Vy are known, ⁇ c is represented by equation (1), and ⁇ fix is ⁇ represented by equation (5).
  • the power P is a target value to be output from the DC-DC converter 1 and is known. Therefore, ⁇ can be calculated by the inverse function of equation (6). Then, the switching frequency f can be calculated from ⁇ .
  • the control circuit 30 controls the switching of each switching element of each of the first full-bridge circuit 10 and the second full-bridge circuit 20 at the switching frequency f obtained from the equation (6). As a result, the target power P is output from the DC-DC converter 1.
  • the switching frequency f when the switching frequency f is reduced, the output power increases. That is, the switching frequency f does not increase in the frequency modulation mode. For this reason, an increase in switching loss due to an increase in switching frequency can be suppressed. Further, since the switching frequency does not increase, the heat generation of the element, particularly, the inductor L can be reduced.
  • an increase in switching loss due to an increase in switching frequency can be suppressed. Further, since the switching frequency does not increase, the heat generation of the element, particularly, the inductor L can be reduced. Also, since ZVS of each switching element can be realized, highly efficient power conversion can be realized. This control does not require the provision of a detection circuit in the circuit, and does not require complicated control. Therefore, the ZVS operation can be performed with simple control, and switching loss can be reduced.
  • the output angle modulation mode is executed when the output of the DC-DC converter 1 is low power, and the frequency modulation mode is executed when the output is high power.
  • the frequency modulation mode may be executed when the output of the DC-DC converter 1 has low power, and the output angle modulation mode may be executed when the output is high power.
  • the control circuit 30 executes the phase control mode. Is also good.
  • the phase control mode the phase of the voltage on the first winding n1 side and the phase of the voltage on the second winding n2 side are changed while keeping the switching frequency f constant. That is, the phase difference ⁇ between V1 and V2 is changed.
  • the phase difference ⁇ can be changed by changing the phase difference between each switching element of the first full bridge circuit 10 and each switching element of the second full bridge circuit 20.
  • the output power P is represented by the following equation (7).
  • n is a turn ratio between the first winding n1 and the second winding n2.
  • the output power P can be controlled by changing the phase difference ⁇ between the first full bridge circuit 10 and the second full bridge circuit 20.
  • the output angle modulation mode and the phase control mode may be switched and executed according to the output power of the DC-DC converter 1.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 for outputting the target power P can be calculated using the following equation (8).
  • the input / output terminals IO11 and IO12 have been described as input sides, and the input / output terminals IO21 and IO22 have been described as output sides.
  • the DC-DC converter 1 is capable of bidirectional power transmission. Therefore, it is possible to set the input / output terminals IO11 and IO12 to the output side, and to set the input / output terminals IO21 and IO22 to the input side. In this case, since the description can be made in the same manner as in the above embodiment, the description is omitted. Note that the DC-DC converter 1 need not be a bidirectional type.
  • the polarity inversion period ⁇ c is a fixed value, but may be a variable value.
  • the ZVS operation can be realized if the value is equal to or more than the fixed value.
  • DC-DC converter 10 first full bridge circuit 20: second full bridge circuit 30: control circuits C11, C12, C13, C14: capacitors C21, C22, C23, C24: capacitors D11, D12, D13, D14: Diodes D21, D22, D23, D24: Diodes E1, E2: DC power supply IL: Inductor currents IO11, IO12: I / O terminals IO21, IO22: I / O terminals L: Inductor L1: Inductors Q11, Q12, Q13, Q14: Switching elements Q21, Q22, Q23, Q24: switching element T: transformer V1: voltage V2: voltage

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Abstract

簡易な制御でＺＶＳ動作を行い、スイッチング損失を低減するＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。 ＤＣ－ＤＣコンバータ（１）は、第１フルブリッジ回路（１０）と、第２フルブリッジ回路（２０）とが、トランス（Ｔ）およびインダクタ（Ｌ１）を介して接続された構成である。制御回路（３０）は、第１フルブリッジ回路（１０）および第２フルブリッジ回路（２０）それぞれの各スイッチング素子をソフトスイッチング制御する。制御回路（３０）は、スイッチング周波数（ｆ）を固定にして、第１フルブリッジ回路（１０）の出力と、第２フルブリッジ回路（２０）の出力とが極性反転する極性反転期間（τｃ）を一定に保ちつつ、第１フルブリッジ回路（１０）の電圧出力期間（τ１）と、第２フルブリッジ回路（２０）の電圧出力期間（τ２）と、を変更する出力角変更モードを実行して、ＤＣ－ＤＣコンバータ（１）の出力電力（Ｐ）を制御する。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、ソフトスイッチングを行うＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータなどの電力変換装置では、スイッチング損失を低減して、高効率で電力伝送を行うため、また、ノイズを低減して、スイッチングサージを抑えて、耐圧の低い安価な素子を用いるために、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと言う）が用いられている。特許文献１には、１次側直流電圧と２次側直流電圧の電圧差が大きい場合に、ＺＶＳ動作を成立させて、高効率な電力伝送を可能としたＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータでは、１次側および２次側それぞれで電力を検出し、それら２つの電力差が最小となるように、１次側スイッチのデューティと２次側スイッチのデューティとを増減させている。これにより、ＺＶＳ動作が成立するようにしている。
特開２０１６－０１２９７０号公報
　しかしながら、特許文献１では、ＺＶＳ動作を行うために、１次側および２次側それぞれで電力の検出、および、スイッチング制御を行う必要がある。このため、回路構成、および、その制御が複雑となり、生産性の向上およびコストダウンを図ることが難しい。
　そこで、本発明は、簡易な制御でＺＶＳ動作を行い、スイッチング損失を低減するＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するため、本願の第１発明のＤＣ－ＤＣコンバータは、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第１フルブリッジ回路と、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第２フルブリッジ回路と、前記第１フルブリッジ回路に接続された第１巻線と、前記第２フルブリッジ回路に接続され、前記第１巻線と磁気結合する第２巻線とを有するトランスと、前記第１巻線または前記第２巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの各スイッチング素子をソフトスイッチング制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの電圧出力期間を調整する出力角変調モードと、スイッチング周波数を調整する周波数変調モードとで実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、または、前記周波数変調モード、を実行する。
　本願の第２発明は、第１発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流は、閾値電流以上である。
　本願の第３発明は、第１発明または第２発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記制御回路は、前記目標電力が閾値電力未満である場合には、前記出力角変調モードを実行し、前記目標電力が前記閾値電力以上である場合には、前記周波数変調モードを実行する。
　本願の第４発明は、第１発明または第２発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記制御回路は、前記出力角変調モードと、前記周波数変調モードと、前記第１巻線側の電圧および前記第２巻線側の電圧の位相を変更する位相制御モードと、で実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、前記周波数変調モード、または、前記位相制御モード、を実行する。
　本願の第５発明は、第４発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記制御回路は、前記目標電力が第１閾値電力未満である場合には、前記出力角変調モードを実行し、前記目標電力が前記第１閾値電力以上である場合には、前記周波数変調モードを実行し、前記目標電力が、前記第１閾値電力より大きい第２閾値電力以上である場合には、前記位相制御モードを実行する。
　本願の第６発明のＤＣ－ＤＣコンバータは、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第１フルブリッジ回路と、寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第２フルブリッジ回路と、前記第１フルブリッジ回路に接続された第１巻線と、前記第２フルブリッジ回路に接続され、前記第１巻線と磁気結合する第２巻線とを有するトランスと、前記第１巻線または前記第２巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの各スイッチング素子をソフトスイッチング制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの電圧出力期間を調整する出力角変調モード、または、前記第１巻線側の電圧および前記第２巻線側の電圧の位相を変更する位相制御モード、を実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、または、前記位相制御モード、を実行する。
　本願の第７発明は、第６発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流は、閾値電流以上である。
　本願の第８発明は、第１発明から第７発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記閾値電流は、前記等価インダクタに蓄積されるエネルギーが、２つの前記キャパシタに蓄積されるエネルギー以上となるように、設定されている。
　本願の第９発明は、第８発明のＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記閾値電流をＩref、前記第１フルブリッジ回路の入力電圧をＶｘ、前記キャパシタのキャパシタンスをＣ、前記等価インダクタのインダクタンスをＬ、補正係数をαで表した場合、Ｉref＝α・Ｖｘ√（２Ｃ／Ｌ）、を満たす。
　本願の第１発明～第９発明によれば、スイッチング周波数によって、出力角変調モードと、周波数変調モードとを切り替える。モードを適切に切り替えることで、スイッチング周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を抑制できる。つまり、出力すべき目標電力に応じて、各スイッチング素子をスイッチング制御するため、回路構成が複雑となることを防止して、簡易な制御でＺＶＳ動作を行い、スイッチング損失を低減することができる。
　特に第３発明によれば、低電力出力の際には、スイッチング周波数を変更しないため、スイッチング周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を抑制できる。さらに、周波数が上昇することがないので、素子、特にインダクタの発熱を低減できる。
実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータのタイミングチャートを示す図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータでの電流経路を説明するための図である。 出力角変調モードおよび周波数変調モードそれぞれの制御を説明するための図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。以下では、本発明の「ＤＣ－ＤＣコンバータ」について、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）コンバータ（以下、ＤＣ－ＤＣコンバータと称す）を例に挙げて説明する。
　＜１．ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成＞
　図１は、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図である。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、一対の入出力端子ＩＯ１１および入出力端子ＩＯ１２と、一対の入出力端子ＩＯ２１および入出力端子ＩＯ２２と、を備えている。一対の入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２には直流電源Ｅ１が接続されている。一対の入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２には直流電源Ｅ２が接続されている。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２から入力される直流電源Ｅ１の電源電圧を変圧し、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２から出力する。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２から入力される、直流電源Ｅ２の電源電圧を変圧し、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２から出力する。つまり、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向に電力伝送が可能なコンバータである。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、第１フルブリッジ回路１０と、第２フルブリッジ回路２０と、トランスＴと、を備えている。
　トランスＴは、第１巻線ｎ１と、第２巻線ｎ２とを備えている。第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とは磁気結合する。第１巻線ｎ１は、第１フルブリッジ回路１０を介して、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２に接続されている。第２巻線ｎ２は、第２フルブリッジ回路２０を介して、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２に接続されている。
　第１フルブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが直列接続された第１レグと、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４とが直列接続された第２レグと、を有している。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４には、ダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、および、キャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４はＭＯＳ－ＦＥＴである。ただし、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、ＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ等であってもよい。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、実素子であってもよいし、寄生ダイオードであってもよい。また、キャパシタＣ１１～Ｃ１４は、実素子、寄生容量、または、寄生容量と実素子との組み合わせであってもよい。
　トランスＴの第１巻線ｎ１は、第１レグおよび第２レグそれぞれの中点に接続されている。トランスＴの第１巻線ｎ１と、第１レグの中点との間には、インダクタＬ１が設けられている。ただし、インダクタＬ１は、第１巻線ｎ１または第２巻線ｎ２に直列接続されていればよく、その配置場所は適宜変更可能である。例えば、インダクタＬ１は、第１巻線ｎ１と第２レグの中点との間に設けられていてもよい。また、インダクタＬ１は、実素子、トランスＴの漏れインダクタンス、または、実素子と漏れインダクタンスとの組み合わせであってもよい。
　第２フルブリッジ回路２０は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とが直列接続された第３レグと、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４とが直列接続された第４レグと、を有している。スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４には、ダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４、および、キャパシタＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３、Ｃ２４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４はＭＯＳ－ＦＥＴである。ただし、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４は、ＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ等であってもよい。ダイオードＤ２１～Ｄ２４は、実素子であってもよいし、寄生ダイオードであってもよい。また、キャパシタＣ２１～Ｃ２４は、実素子、寄生容量、または、寄生容量と実素子との組み合わせであってもよい。
　トランスＴの第２巻線ｎ２は、第３レグおよび第４レグそれぞれの中点に接続されている。前記のインダクタＬ１は、第２巻線ｎ２と、第３レグまたは第４レグの中点との間に設けられていてもよい。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４およびスイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４それぞれのゲート端子は、制御回路３０に接続されている。制御回路３０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電力が設定される目標電力となるように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１～Ｑ２４それぞれをスイッチング制御する。本実施形態では、制御回路３０は、スイッチング損失を低減するために、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１～Ｑ２４それぞれをソフトスイッチングする。
　＜２．ソフトスイッチング動作について＞
　以下に、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１～Ｑ２４のソフトスイッチング動作について説明する。なお、本実施の形態では、３－ＬＥＶＥＬ方式のＤＡＢ制御が採用されている。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２および入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２の一方から他方、または、他方から一方への電力伝送を行う。以下では、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２を入力側（１次側）とし、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２を出力側（２次側）として説明する。
　図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１のタイミングチャートを示す図である。図３、図４、図５、図６、図７および図８は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１での電流経路を説明するための図である。図３～図８では、第２フルブリッジ回路２０の図示は簡略し、図１のインダクタＬ１およびトランスＴは、等価的なインダクタＬで表す。
　図２では、第１フルブリッジ回路１０の各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４についてのみ、そのタイミングチャートを示す。また、図２のＶ１は、図１に示す、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との中点と、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４との中点との間の電圧である。Ｖ２は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との中点と、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４との中点との間の電圧である。この例では、直流電源Ｅ１、Ｅ２それぞれが同じ電源電圧である。ＩＬは、インダクタＬ（図３～図８参照）に流れるインダクタ電流である。
　制御回路３０は、位相差を設けて、第１フルブリッジ回路１０と、第２フルブリッジ回路２０とをスイッチング制御する。以下では、第１フルブリッジ回路１０と、第２フルブリッジ回路２０との位相差を、δで表す。制御回路３０は、第１フルブリッジ回路１０および第２フルブリッジ回路２０それぞれにおいて、スイッチング周波数ｆ（周期１／ｆ）で、フェーズシフトＰＷＭ制御を行う。
　また、以下では、第１フルブリッジ回路１０の各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４についてのスイッチング制御について、説明する。第２フルブリッジ回路２０については、電圧Ｖ２が、図２に示す波形となるように、スイッチング制御され、その説明は、第１フルブリッジ回路１０と同様に説明することができる。したがって、図３～図８では、説明を簡易にするために、第１フルブリッジ回路１０側の電流経路についてのみ示す。なお、各図では、各スイッチング素子は簡略化した回路記号で示している。
（ｔ０～ｔ１）
　ｔ０～ｔ１期間では、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４がオン、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３がオフである。
　この場合、図３に示すように、直流電源Ｅ１から、スイッチング素子Ｑ１１、インダクタＬ、第２フルブリッジ回路２０、スイッチング素子Ｑ１４、直流電源Ｅ１の順に電流が流れる。この期間の電圧Ｖ１はＨｉである。
　タイミングｔ１では、スイッチング素子Ｑ１１がターンオフされた後、デッドタイムを挟んで、スイッチング素子Ｑ１２がターンオンされる。このデッドタイムでは、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は共にオフとなる。このとき、インダクタＬには、その性質上、インダクタ電流ＩＬが流れ続けるため、図４に示すように、キャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２それぞれから、インダクタＬに電流が流れる。キャパシタＣ１１は放電し、キャパシタＣ１２は充電される。キャパシタＣ１２が充電されると、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン・ソース間電圧はゼロである。このときに、スイッチング素子Ｑ１２をターンオンすると、ＺＶＳとなる。
（ｔ１～ｔ２）
　ｔ１～ｔ２期間では、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１４がオン、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１３がオフである。この場合、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１４、スイッチング素子Ｑ１２からインダクタＬの経路に電流が流れる。このときの電圧Ｖ１はゼロである。
　タイミングｔ２では、スイッチング素子Ｑ１４がターンオフされた後、デッドタイムを挟んで、スイッチング素子Ｑ１３がターンオンされる。このデッドタイムでは、図４での説明と同様、キャパシタＣ１４は放電し、キャパシタＣ１３は充電される。キャパシタＣ１３が充電されることで、スイッチング素子Ｑ１３のドレイン・ソース間電圧はゼロである。このときに、スイッチング素子Ｑ１３をターンオンすると、ＺＶＳとなる。
（ｔ２～ｔ３）
　ｔ２～ｔ３期間では、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３がオン、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４がオフである。タイミングｔ２で、スイッチング素子Ｑ１３をターンオンした直後は、図６に示すように、直流電源Ｅ１、スイッチング素子Ｑ１２、インダクタＬ、第２フルブリッジ回路２０、スイッチング素子Ｑ１３、直流電源Ｅ１の経路に電流が流れる。この電流は、直流電源Ｅ１に逆流することになり、その結果、図７に示すように、直流電源Ｅ１、スイッチング素子Ｑ１３、第２フルブリッジ回路２０、インダクタＬ、スイッチング素子Ｑ１２、直流電源Ｅ１の経路に電流が流れるようになる。この期間の電圧Ｖ１は、ｔ０～ｔ１期間と逆極性となる。
　また、タイミングｔ３では、スイッチング素子Ｑ１２がターンオフされた後、デッドタイムを挟んで、スイッチング素子Ｑ１１がターンオンされる。そして、図４での説明と同様、キャパシタＣ１２は放電し、キャパシタＣ１１は充電される。そして、キャパシタＣ１１が充電されることで、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン・ソース間電圧はゼロである。このときに、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンすると、ＺＶＳとなる。
（ｔ３～ｔ０）
　ｔ３～ｔ０期間では、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１３がオン、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１４がオフである。この場合、図８に示すように、インダクタＬ、スイッチング素子Ｑ１１、スイッチング素子Ｑ１３の経路に電流が流れる。このときの電圧Ｖ１はゼロである。
　タイミングｔ０では、スイッチング素子Ｑ１３がターンオフされた後、デッドタイムが設けられて、スイッチング素子Ｑ１４がターンオンされる。そして、図４での説明と同様、キャパシタＣ１３は放電し、キャパシタＣ１４は充電される。キャパシタＣ１４が充電されることで、スイッチング素子Ｑ１４のドレイン・ソース間電圧はゼロである。このときに、スイッチング素子Ｑ１４をターンオンすると、ＺＶＳとなる。そして、図３の状態に遷移する。
　上記のようにスイッチング制御することで、電圧Ｖ１は、図２に示す波形のように、遷移する。また、制御回路３０が、第２フルブリッジ回路２０をスイッチング制御することで、電圧Ｖ２は、図２に示す波形のように遷移する。上記のように、第１フルブリッジ回路１０と、第２フルブリッジ回路２０とは、位相差δでスイッチング制御されるため、電圧Ｖ１の立ち上がりと、電圧Ｖ２の立ち上がりとの位相差は、δである。
　＜３．ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力について＞
　制御回路３０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電力を制御する際、出力電力に応じて、出力角変調モード、または、周波数変調モードで制御を行う。以下、出力角変調モードと、周波数変調モードとについて説明する。
　図９は、出力角変調モードおよび周波数変調モードそれぞれの制御を説明するための図である。
　ここで、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２とが、互いに逆極性となる極性反転期間を、τｃで表す。また、第１フルブリッジ回路１０の電圧出力期間を、τ１で表す。第２フルブリッジ回路２０の電圧出力期間を、τ２で表す。τ１、τ２、τｃ（何れも図２参照）は、時間を角度（ラジアン）表記したものである。この例では、τ１＝τ２であり、τ１＝τ２＝τで表す。図９の実線は、このτの変化を示す。また、図９の一点鎖線は、スイッチング周波数ｆの変化を示す。さらに、図９の横軸は出力電力である。
　まず、出力角変調モードについて説明する。
　制御回路３０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１が低電力出力のとき、出力角変調モードで、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力制御を行う。出力角変調モードでは、制御回路３０は、スイッチング周波数ｆ、および、極性反転期間τｃを固定にし、τ１、τ２を変更して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１からの出力電力が目標値となるようにする。
　τ１は、第１フルブリッジ回路１０の各スイッチング素子の位相を制御することで、変更される。また、τ２は、第２フルブリッジ回路２０の各スイッチング素子のオン位相を制御することで、変更される。
　固定値であるτｃは、各スイッチング素子をＺＶＳできるように設定される。そのために、τｃは、以下の式（１）の条件を満たす必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記の式（１）において、Ｌは、図３などのインダクタＬのインダクタンスである。Ｖｘは、直流電源Ｅ１の電源電圧（図１参照）である。
　また、Ｉrefは、ＺＶＳを実現するために必要なインダクタ電流ＩＬの電流値である。上記のように、例えば、タイミングｔ１のデッドタイム（図４）において、キャパシタＣ１１が放電し、キャパシタＣ１２が充電した後に、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン・ソース間電圧がゼロであれば、スイッチング素子Ｑ１２のターンオンはＺＶＳとなる。つまり、インダクタＬのエネルギーは、少なくとも、キャパシタＣ１１、Ｃ１２それぞれに蓄積されるエネルギー以上であれば、スイッチング素子Ｑ１２をＺＶＳできる。このためには、以下の式（２）が成り立つ必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、ＩＬはインダクタＬに流れるインダクタ電流である。Ｃは、キャパシタＣ１１～Ｃ１４それぞれのキャパシタンスである。そして、式（２）は、以下の式（３）に変換される。なお、式（３）のαは補正係数であり、必要に応じて適宜値が設定される。ここでは、α＝１とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　インダクタ電流ＩＬが、式（３）のα・Ｖｘ√（２Ｃ／Ｌ）以上であると、スイッチング素子Ｑ１２のＺＶＳが可能となる。つまり、閾値電流Ｉrefは、α・Ｖｘ√（２Ｃ／Ｌ）で表すことができる。そして、スイッチング素子をターンオンする各タイミングで、｜ＩＬ｜≧｜Ｉref｜の条件を満たせば、各スイッチング素子のＺＶＳが可能となる。
　次に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電力をＰで表し、τ１＝τ２＝τで表すと、電力Ｐは、以下の式（４）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、Ｖｙは、直流電源Ｅ２の電源電圧（図１参照）である。
　式（４）において、Ｖｘ、Ｖｙは既知である。τｃは、上記の式（１）で表される。また、電力Ｐは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１から出力したい目標値であり、既知である。したがって、ＤＣ－ＤＣコンバータ１から出力したい電力の目標値が与えられると、式（４）の逆関数から、τ（＝τ１＝τ２）を算出することができる。
　制御回路３０は、τ１、τ２が、式（４）から得られたτとなるように、第１フルブリッジ回路１０および第２フルブリッジ回路２０それぞれを、スイッチング制御する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１からは、目標の電力Ｐが出力される。
　以上のように、出力角変調モードでは、スイッチング周波数ｆが一定であるため、スイッチング周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を抑制できる。さらに、スイッチング周波数が上昇することがないため、素子、特にインダクタＬの発熱を低減できる。
　また、インダクタＬに閾値電流Ｉref以上のインダクタ電流ＩＬを流すことで、第１フルブリッジ回路１０および第２フルブリッジ回路２０それぞれの各スイッチング素子のＺＶＳを実現できる。
　次に、周波数変調モードについて説明する。
　図９に示すように、出力角変調モードでは、τが大きくなると、出力電力は増加する。出力電力Ｐが閾値電力（以下、ＰＴで表す）以上である場合、制御回路３０は、周波数変調モードで、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力制御を行う。閾値電力ＰＴは、本発明の「第１閾値電力」の一例である。
　まず、閾値電力ＰＴについて説明する。
　上記の式（４）は、τに関して２次関数の形となっている。このため、電力Ｐに対してτは２つの解を持つ。そこで、所定のアルゴリズムで一つのτに特定する。例えば、２次関数の頂点近傍に解を求めるようにしてもよい。この場合、周波数を抑えることができ、発熱を抑えることができる。あるいは、２次関数の頂点近傍から離れた位置で解を求めるようにしてもよい。特に、以下の式（５）は、上述したアルゴリズムに適用し得る、好適なτの算定式が記されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　周波数変調モードにおいて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電力をＰで表し、τ１とτ２とが等しく、τ（＝τ１＝τ２）で表し、τｃを時間で表したｔｃを用いると、電力Ｐは、以下の式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）において、Ｖｘ、Ｖｙは既知であり、τｃは、上記の式（１）で表され、τfixは、式（５）で表されるτである。また、電力Ｐは、ＤＣ－ＤＣコンバータ１から出力したい目標値であり、既知である。したがって、式（６）の逆関数により、ωを算出できる。そして、ωから、スイッチング周波数ｆを算出できる。
　制御回路３０は、式（６）から得られたスイッチング周波数ｆで、第１フルブリッジ回路１０および第２フルブリッジ回路２０それぞれの各スイッチング素子を、スイッチング制御する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１からは、目標の電力Ｐが出力される。
　周波数変調モードでは、図９に示すように、スイッチング周波数ｆを小さくすると、出力電力は大きくなる。つまり、周波数変調モードにおいてスイッチング周波数ｆが高くなることがない。このため、スイッチング周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を抑制できる。さらに、スイッチング周波数が上昇することがないため、素子、特にインダクタＬの発熱を低減できる。
　また、出力角変調モードと同様に、インダクタＬに閾値電流Ｉref以上のインダクタ電流ＩＬを流すことで、第１フルブリッジ回路１０および第２フルブリッジ回路２０それぞれの各スイッチング素子のＺＶＳを実現できる。
　以上のように、本実施形態では、スイッチング周波数が高くなることによるスイッチング損失の増大を抑制できる。さらに、スイッチング周波数が上昇することがないため、素子、特にインダクタＬの発熱を低減できる。また、各スイッチング素子のＺＶＳを実現できるため、高効率な電力変換が実現できる。この制御は、回路中に検出回路を設ける必要がなく、また、複雑な制御を必要としないため、簡易な制御でＺＶＳ動作を行い、スイッチング損失を低減することができる。
　＜４．変形例＞
　以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。
　上記の実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力が低電力である場合に、出力角変調モードを実行し、出力が高電力である場合に、周波数変調モードを実行しているが、これに限らない。ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力が低電力である場合に、周波数変調モードを実行し、出力が高電力である場合に、出力角変調モードを実行してもよい。
　また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１から出力する電力の目標値が、閾値電力ＰＴよりも大きい閾値電力（第２閾値電力）以上である場合、制御回路３０は、位相制御モードを実行するようにしてもよい。位相制御モードは、スイッチング周波数ｆを一定にしつつ、第１巻線ｎ１側の電圧、および、第２巻線ｎ２側の電圧の位相を変更する。つまり、Ｖ１と、Ｖ２との位相差δを変更する。位相差δの変更は、第１フルブリッジ回路１０それぞれのスイッチング素子と、第２フルブリッジ回路２０それぞれのスイッチング素子との位相差を変更することで、可能となる。
　位相制御モードの場合、出力電力Ｐは、以下の式（７）で表される。式（７）のｎは、第１巻線ｎ１と、第２巻線ｎ２との巻線比である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）からわかるように、第１フルブリッジ回路１０と第２フルブリッジ回路２０との位相差δを変更させることで、出力電力Ｐを制御することができる。
　また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電力に応じて、出力角変調モードと、位相制御モードとを、切り替えて実行してもよい。
　さらに、上記の実施形態では、式（４）において、τ＝τ１＝τ２を条件としているが、τ１と、τ２とが異なっていてもよい。この場合、以下の式（８）を用いて、目標の電力Ｐを出力するための、τ１と、τ２とを算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、上記の実施形態では、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２を入力側とし、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２を出力側として説明した。しかしながら、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は双方向に電力伝送可能である。したがって、入出力端子ＩＯ１１、ＩＯ１２を出力側とし、入出力端子ＩＯ２１、ＩＯ２２を入力側とすることが可能である。この場合、上記の実施形態と同様に説明することができため、その説明を省略する。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向型でなくてもよい。
　また、上記実施形態では、極性反転期間τｃは固定値としているが、可変値であってもよい。上記実施形態では、上記の固定値以上とされていれば、ＺＶＳ動作を実現させ得る。
　上記の実施形態または変形例に登場した各要素を、矛盾が生じない範囲で、適宜に組み合わせてもよい。
１　　　　：ＤＣ－ＤＣコンバータ
１０　　　：第１フルブリッジ回路
２０　　　：第２フルブリッジ回路
３０　　　：制御回路
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４：キャパシタ
Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３、Ｃ２４：キャパシタ
Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４：ダイオード
Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４：ダイオード
Ｅ１、Ｅ２：直流電源
ＩＬ　　　：インダクタ電流
ＩＯ１１、ＩＯ１２：入出力端子
ＩＯ２１、ＩＯ２２：入出力端子
Ｌ　　　　：インダクタ
Ｌ１　　　：インダクタ
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４：スイッチング素子
Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４：スイッチング素子
Ｔ　　　　：トランス
Ｖ１　　　：電圧
Ｖ２　　　：電圧

Claims (9)

  1. 　寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第１フルブリッジ回路と、
    　寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第２フルブリッジ回路と、
    　前記第１フルブリッジ回路に接続された第１巻線と、前記第２フルブリッジ回路に接続され、前記第１巻線と磁気結合する第２巻線とを有するトランスと、
    　前記第１巻線または前記第２巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、
    　前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの各スイッチング素子をソフトスイッチング制御する制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの電圧出力期間を調整する出力角変調モードと、スイッチング周波数を調整する周波数変調モードとで実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、または、前記周波数変調モード、を実行する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流は、閾値電流以上である、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　請求項１または請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記制御回路は、
    　　前記目標電力が閾値電力未満である場合には、前記出力角変調モードを実行し、
    　　前記目標電力が前記閾値電力以上である場合には、前記周波数変調モードを実行する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　請求項１または請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記制御回路は、
    　前記出力角変調モードと、前記周波数変調モードと、前記第１巻線側の電圧および前記第２巻線側の電圧の位相を変更する位相制御モードと、で実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、前記周波数変調モード、または、前記位相制御モード、を実行する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　請求項４に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記制御回路は、
    　　前記目標電力が第１閾値電力未満である場合には、前記出力角変調モードを実行し、
    　　前記目標電力が前記第１閾値電力以上である場合には、前記周波数変調モードを実行し、
    　　前記目標電力が、前記第１閾値電力より大きい第２閾値電力以上である場合には、前記位相制御モードを実行する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第１フルブリッジ回路と、
    　寄生容量であるキャパシタ、または、並列接続された外付けのキャパシタを含む、４つのスイッチング素子を有する第２フルブリッジ回路と、
    　前記第１フルブリッジ回路に接続された第１巻線と、前記第２フルブリッジ回路に接続され、前記第１巻線と磁気結合する第２巻線とを有するトランスと、
    　前記第１巻線または前記第２巻線に直列接続されたインダクタンス成分と、
    　前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの各スイッチング素子をソフトスイッチング制御する制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路それぞれの電圧出力期間を調整する出力角変調モード、または、前記第１巻線側の電圧および前記第２巻線側の電圧の位相を変更する位相制御モード、を実行可能であり、出力すべき目標電力に応じて、前記出力角変調モード、または、前記位相制御モード、を実行する、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　請求項６に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　スイッチング素子のターンオンとターンオフとの切り替えタイミングで、前記トランスおよび前記インダクタンス成分の等価インダクタに流れるインダクタ電流は、閾値電流以上である、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 　請求項１から請求項７までのいずれか一つに記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記閾値電流は、前記等価インダクタに蓄積されるエネルギーが、２つの前記キャパシタに蓄積されるエネルギー以上となるように、設定されている、
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 　請求項８に記載のＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記閾値電流をＩref、前記第１フルブリッジ回路の入力電圧をＶｘ、前記キャパシタのキャパシタンスをＣ、前記等価インダクタのインダクタンスをＬ、補正係数をαで表した場合、
    　Ｉref＝α・Ｖｘ√（２Ｃ／Ｌ）、
    　を満たす、ＤＣ－ＤＣコンバータ。
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