CN114337253B - 一种高变比可拓展的dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明属于电源管理技术领域，具体的说是涉及一种高变比可拓展的DC‑DC转换器。本发明混合双相结构DC‑DC转换器架构由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆、S₇、S₈、S₉、S₁₀、S₁₁、C₁、C₂、C₃、C₄、L₁、L₂组成。C₁和C₂是前级预降压电容，C₃和C₄是后级并联的稳压电容，L₁和L₂是输出电感。本发明通过4个飞跨电容和2个输出电感，能以12.5％的等效占空比实现48‑1V的超高变比，并具备双相Buck低输出纹波和快速瞬态响应的特点，此外，基于前级开关电容架构特点，将输出电感用两个开关代替，该架构演变成纯开关电容，并具备可拓展能力，可根据实际应用场景需求选择结构。

Description

一种高变比可拓展的DC-DC转换器

技术领域

本发明属于电源管理技术领域，具体的说是涉及一种高变比可拓展的DC-DC转换器。

背景技术

随着云计算和5G网络的快速发展，终端客户以及所产生的数据流量也急速增加，给数据中心的建设以及能耗管理产生巨大压力。随着负载电流急剧上升，传统电力布线的12V母线上的走线电流不断增加，导致整体损耗降低。通过48V配电母线直接转换至芯片负载端的架构设计，极大降低系统配电损耗，提升功率密度和转换效率，减小电路板应用空间，实现更便捷的热管理，同时降低系统成本。但传统DC-DC变换器架构如图1所示，难以实现如此高的电压转比，尤其是在MHz频率范围内。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种高变比可拓展的DC-DC转换器。

本发明的技术方案为：

一种高变比可拓展的DC-DC转换器，其特征在于，包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管、第十一开关管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感和第二电感；所述第一开关管的一端接输入电源Vin，其另一端接第一电容的一端和第二开关管的一端；第二开关管的另一端接第五开关管的一端、第九开关管的一端和第三电容的一端；第一电容的另一端接第三开关管的一端和第四开关管的一端，第三开关管的另一端接地；第四开关管的另一端接第五开关管的另一端和第二电容的一端；第二电容的另一端接第六开关管的一端和第七开关管的一端，第六开关管的另一端接地；第七开关管的另一端接第八开关管的一端和第四电容的一端；第八开关管的另一端接第三电容的另一端、第十开关管的一端和第一电感的一端；第四电容的另一端接第九开关管的另一端、第十一开关管的一端和第二电感的一端；第十开关管的另一端和第十一开关管的另一端接地；第一电感的另一端接第二电感的另一端，其连接点为转化器的输出端。

进一步的，转换器包括四个工作状态，分别为：

第一工作状态：第一开关管、第四开关管、第七开关管、第九开关管、第十开关管闭合，其他开关管断开；

第二工作状态：第三开关管、第六开关管、第十开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

第三工作状态：第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第八开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

第四工作状态：第二开关管、第三开关管、第五开关管、第十开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

其中，第一工作状态和第三工作状态的持续时间相等。

本发明的有益效果为，本发明通过4个飞跨电容和2个输出电感，能以12.5％的等效占空比实现48-1V的超高变比，并具备双相Buck低输出纹波和快速瞬态响应的特点，此外，基于前级开关电容架构特点，将输出电感用两个开关代替，该架构演变成纯开关电容，并具备可拓展能力，可根据实际应用场景需求选择结构。

附图说明

图1为传统降压型DC-DC转换器

图2为本发明混合双相结构DC-DC转换器

图3为本发明转换器开关时序图

图4为本发明开关电容DC-DC转换器

图5为本发明开关电容状态图

图6为本发明开关电容状态图

图7为本发明开关电容DC-DC转换器拓展图

图8为本发明混合双相结构电容电压与电感电流波形图

图9为本发明混合双相结构输出电压纹波与电感电流波形图

图10为本发明混合双相结构负载瞬态特性电容电压波形图

图11为本发明混合双相结构负载瞬态特性输出电压波形图

图12为本发明开关电容结构电容电压与输出电压波形图

图13为本发明开关电容结构不同电容组合电压波形图

图14为本发明开关电容结构不同电容组合电压波形图

附图标记说明：S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆、S₇、S₈、S₉、S₁₀、S₁₁、S₁₂、S₁₃、S_N+1、S_N+2、S_N+3、S_N+4、S_N+5、S_N+6、S_N+7、S_N+8、S_N+9为理想开关管；C₁、C₂、C₃、C₄、C_N、C_N+1、C_N+2为电容器件；L₁、L₂为电感器件。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

本发明混合双相结构DC-DC转换器架构由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆、S₇、S₈、S₉、S₁₀、S₁₁、C₁、C₂、C₃、C₄、L₁、L₂组成。C₁和C₂是前级预降压电容，C₃和C₄是后级并联的稳压电容，L₁和L₂是输出电感。为同时满足电容阵列与电感的充放电平衡关系，一个能量循环周期可切分成四个状态P1-P4，如图3所示。当处于P1状态时，S₁、S₄、S₇、S₉、S₁₀保持闭合，能量从电源流经C₁、C₂、C₄和电感L₂到达输出，旁路电容C₃此时通过交叉开关S₉也并联在输出电感左端，即C₃通过放电与C₄并联。此时C₁、C₂、C₄被电源充电，而C3对电感放电。P2状态则是双电感L₁和L₂对地放电。应注意，为减少下一状态开关切换损耗，S₃和S₆闭合将C₁和C₂下极板下拉到地。P3状态则是S₂、S₃、S₅、S₆、S₈、S₁₁保持闭合。电容C₁和C₂并联后给C₃充电，C₄也通过S₈对L₁充电，同时L₁被C₃充电，L₂对地放电。P4状态与P2类似，双电感L₁和L₂对地放电。不同之处在于，高侧开关S₂和S₅需保持闭合，维持C₁和C₂上极板为高电位，降低P1开启瞬间的损耗。

综上，经过四个状态后，四个电容与两个电感均完成充放电的能量循环，且只有P1和P3两个状态电容之间发生充放电，因此P1和P3状态可理解为等效开启时间，两个状态的维持时间必须相等，即：

t_P1＝t_P3                      (1)

上述结构在P1和P3状态出现C3和C4并联对外供电情况，此举一是可提高转换器的带大电流的负载能力，二是流经开关器件与电容的电流被等比例降低，因此导通损耗也随之降低，三是C₃和C₄的电容电压具备自平衡功能，同时L₁和L₂也具备自动均流功能。

本发明混合双相结构DC-DC转换器工作原理仿真波形如图8和图9所示。输入电压为48V，输出电压为1V。其中VC1-VC4均为电容两端压差，可直观看到P1状态C₁、C₂、C₄均被充电存在正ΔV，而VC3对外放电，则有负ΔV。同理可观察到P3状态电容之间的电压变化。本架构在采用传统峰值电流模控制模式，输出电流以5A/2ns做负载切换，输出电容为100μF，瞬态特点波形参考图10和图11。图10为瞬态跳变时，转换器四个电容电压波形特点与电感电流特点。图10(a)可以看到，当发生轻载到重载的跳变时，所有电容的纹波瞬间变大，给输出电感提供电流。从图10(b)可知，重载跳轻载时，所有电容电压维持不变，只靠输出电感对地放电。图11则是输出电感电流与输出电压关系，虽然是48-1V的高变比场景，但在本发明中的输出电感其实只看到8-1V的等效转换过程。因此在上述瞬态切换条件下，输出电压可维持在±1％的精度。实现快速响应和低输出纹波的特点。

本发明开关电容DC-DC转换器是由混合双相结构DC-DC转换器演变而来。当电感L₁和L₂被开关所替代时，电路架构转变成开关电容架构。由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆、S₇、S₈、S₉、S₁₀、S₁₁、S₁₂、S₁₃、C₁、C₂、C₃、C₄组成。该结构示意图为图4。工作模式分两个状态，状态一参考图5，状态二参考图6。图5所示状态为S₁、S₄、S₇、S₉、S₁₀、S₁₃保持闭合，能量一路来自电源流经C₁、C₂、C₄，另一路来自C₃，二者并联对输出供电。图6状态二则是S₂、S₃、S₅、S₆、S₈、S₁₁、S₁₂保持闭合，电容C₁和C₂并联后给C₃充电，C₄也通过S₈对输出供电。两个状态的占空比分别为50％，以保证电容之间能量平衡。该结构对电容之间的容值无特殊要求，只要状态一和状态二占空比相等，开关电容转换器电容电压能够实现自适应平衡，从而转换器整体也能保持稳定工作状态。

本发明开关电容DC-DC转换器，各个电容电压以及输入输出电压遵循如下规则：

V_C1＝V_C2＝2V_OUT,V_C3＝V_C4＝V_OUT           (2)

V_OUT＝V_IN/6            (3)

本发明开关电容DC-DC转换器拓展结构图如图7所示。该结构由S₁、S₂、S₃、S₄、S_N+1、S_N+2、S_N+3、S_N+4、S_N+5、S_N+6、S_N+7、S_N+8、S_N+9、C₁、C_N、C_N+1、C_N+2组成。在图5的基础上提炼出开关电容子模块，该子模块由C_N、S_N+1、S_N+2、S_N+3组成。其中N为正整数，代表第N个子模块。可以根据实际场景和器件选型决定N的个数，实现线性拓展。实现灵活的方案选择，以低压器件和电容器件，实现从高压到低压的一级转换。

本发明开关电容DC-DC转换器工作波形如图12所示，为四个电容电压与输出电压纹波的仿真波形图。为了匹配输出功率，四个电容取值均为20μF，输入电压保持48V，输出电压8V。可看到在状态一下C₁、C₂、C₄电压逐渐上升，C₃电压下降，状态二则相反，C₃电压增加，C₁、C₂、C₄电压下降。输出电压纹波也与带有电感的纹波不同，此时输出电压纹波由输出电容和ESR的充放电决定。

本发明开关电容DC-DC转换器具备自适应平衡功能，即开关电容之间的取值随意组合，即使工作在慢开关频率下系统功能也能维持平衡。如图13和图14所示，当C₁、C₂、C₃和C₄取值有明显差异时，可以看到四个电容两端电压仅有电压纹波的幅度有所差异，但平均电压值，仍然满足式(2)和式(3)的关系。其中图13是本发明开关电容结构C₄＝C₁＝C₂＝20μF,C₃＝10μF的取值下，电容电压和输出电压波形图。图14实线为C₄＝C₂＝20μF,C₃＝C₁＝10μF的波形，虚线为C₄＝20μF,C₃＝C₁＝10μF,C₂＝5μF的波形。通过图13和图14中的对比可见本发明开关电容DC-DC转换器对实际电容的取值具备良好的鲁棒性，系统无需额外调整策略，各电容电压之间便可实现自平衡的效果。

本发明的特点是采用独特的电容电感混合结构方式，实现48V系统到负载端的高变比，同时提高系统效率和功率密度，降低输出电压纹波。并且提出相应的开关电容架构，且该架构可实现线性拓展，扩大了应用场景的范围。

Claims (2)

1.一种高变比可拓展的DC-DC转换器，其特征在于，包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管、第十一开关管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感和第二电感；所述第一开关管的一端接输入电源Vin，其另一端接第一电容的一端和第二开关管的一端；第二开关管的另一端接第五开关管的一端、第九开关管的一端和第三电容的一端；第一电容的另一端接第三开关管的一端和第四开关管的一端，第三开关管的另一端接地；第四开关管的另一端接第五开关管的另一端和第二电容的一端；第二电容的另一端接第六开关管的一端和第七开关管的一端，第六开关管的另一端接地；第七开关管的另一端接第八开关管的一端和第四电容的一端；第八开关管的另一端接第三电容的另一端、第十开关管的一端和第一电感的一端；第四电容的另一端接第九开关管的另一端、第十一开关管的一端和第二电感的一端；第十开关管的另一端和第十一开关管的另一端接地；第一电感的另一端接第二电感的另一端，其连接点为转化器的输出端。

2.根据权利要求1所述的一种高变比可拓展的DC-DC转换器，其特征在于，转换器包括四个工作状态，分别为：

第一工作状态：第一开关管、第四开关管、第七开关管、第九开关管、第十开关管闭合，其他开关管断开；

第二工作状态：第三开关管、第六开关管、第十开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

第三工作状态：第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第八开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

第四工作状态：第二开关管、第三开关管、第五开关管、第十开关管、第十一开关管闭合，其他开关管断开；

其中，第一工作状态和第三工作状态的持续时间相等。

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