JP2001112260A - ３ポイントコンバータの遮断可能なパワースイッチのターンオン緩和のための回路と方法 - Google Patents

３ポイントコンバータの遮断可能なパワースイッチのターンオン緩和のための回路と方法

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JP2001112260A
JP2001112260A JP2000266547A JP2000266547A JP2001112260A JP 2001112260 A JP2001112260 A JP 2001112260A JP 2000266547 A JP2000266547 A JP 2000266547A JP 2000266547 A JP2000266547 A JP 2000266547A JP 2001112260 A JP2001112260 A JP 2001112260A
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turn
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diode
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ベルネト シュテッフェン
Thomas Brueckner
ブリュックナー トーマス
Peter Dr Steimer
シュタイマー ペーター
Michael Steiner
シュタイナー ミヒャエル
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 簡単な方法で、ターンオン緩和回路エネルギ
の熱への変換を回避する。 【解決手段】 本発明は３ポイントコンバータの遮断可
能なパワースイッチのターンオン緩和のための回路と方
法に関する。上部と下部ブリッジ分岐にそれぞれターン
オン緩和回路が形成され、この回路はターンオン緩和チ
ョークコイルと、過電圧制限コンデンサと、例えば遮断
可能なパワースイッチと逆並列のダイオードとから構成
される補助スイッチとを備える。これらの要素は、熱へ
のエネルギの変換が行われないように、遮断可能なパワ
ースイッチの主スイッチのターンオフの場合に整流が行
われるように切り換えられる。遮断可能なパワースイッ
チのスイッチング時点の適切な制御によって、過電圧制
限コンデンサにおける長期の電荷調整が達成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧中間回路によ
って給電される３ポイントコンバータの分野に関する。
本発明は、３ポイントコンバータの遮断可能なパワース
イッチのターンオン緩和のための回路と方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍ
ｐｅｄ（中性点クランプ）すなわちＮＰＣ３のポイント
コンバータのトポロジは、すでに長い間、周知である。
大出力の領域では、電気駆動装置においてもフィルタお
よび補償装置においても工業的に利用されている。この
場合、遮断可能なパワースイッチとして特にＩｎｔｅｇ
ｒａｔｅｄ−Ｇａｔｅ−Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ−Ｔｈｙ
ｒｉｓｔｏｒ（一体化ゲート整流型サイリスタ）すなわ
ちＩＧＣＴが主スイッチとして利用されている。
【０００３】Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ−Ｂｉｐｏ
ｌａｒ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（絶縁ゲートバイポーラ
トランジスタ）すなわち絶縁制御電極付きバイポーラト
ランジスタすなわちＩＧＢＴの使用とは反対に、ＩＧＣ
Ｔ素子を使用する際には、素子を流れる電流上昇速度ｄ
ｉ／ｄｔを、ターンオン、すなわち結合されたＩＧＣＴ
の能動的ターンオンの際に、別のパワー半導体（一般的
に１つのダイオード）を同時に受動的にターンオフする
ことによって制限しなければならない。このために、Ｔ
ｕｒｎ−Ｏｎ−Ｓｎｕｂｂｅｒ（ターンオンスナバ）の
回路（すなわちターンオン保護回路またはターンオン緩
和回路）または回路網が、回路内に配設され、これらの
回路によってｄｉ／ｄｔ制限が保証され、またこれによ
ってターンオンするＩＧＣＴ内のおよびターンオフする
ダイオード内のスイッチング損失が通常低減される。
【０００４】電流上昇速度の制限は、原則としてスイッ
チに直列に接続されたコイルによって達成される。常
に、追加の能動および／または受動素子が必要である。
【０００５】図７に実例の回路を示した従来のターンオ
ンスナバ回路では、スナバすなわちターンオンスナバの
回路（ターンオン緩和回路）内に蓄積された全体のエネ
ルギは、抵抗を介して熱に変換される。高出力のコンバ
ータでは、これによって著しい損失が生じることがあ
る。直流電圧レギュレータを介してスナバまたはターン
オン緩和回路エネルギを直流電圧中間回路に戻し供給す
ることがたいていの場合可能であるが、回路技術上の高
価な費用を必要とし、また直流電圧レギュレータの損失
を再び伴う。
【０００６】２ポイントコンバータのトポロジについて
は、ＤＥ１９６３６２４８Ｃ１から、ＩＧＢＴ用に設け
られた、ターンオン緩和回路エネルギを直接中間回路に
戻し供給するターンオン緩和回路もまた既知である。こ
のターンオン緩和回路の長所は、原理的にターンオン緩
和回路エネルギが熱に変換されないことである。
【０００７】しかし、簡単な方法で、すなわち回路の複
雑化および素子費用の増加なしに、ターンオン緩和回路
エネルギを熱に変換することを回避する、遮断可能なパ
ワースイッチ、特に３ポイントコンバータのＩＧＣＴの
スイッチング緩和のための回路または方法は知られてい
ない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
課題は、３ポイントコンバータの遮断可能なパワースイ
ッチのターンオン緩和のためにターンオン緩和回路と適
切な方法とを形成することであり、この方法によって、
遮断可能なパワースイッチの主スイッチを有する３ポイ
ントコンバータの電流上昇速度ｄｉ／ｄｔの制限が保証
され、またこの場合ターンオン緩和回路エネルギの原理
に基づく熱への変換が回避される。
【０００９】さらに、上記課題を解決するための回路
は、従来のターンオン緩和回路、特に直流電圧レギュレ
ータを介したターンオン緩和回路エネルギの戻し供給を
有するこのような回路に較べて、素子の総費用の上昇を
示さないかあるいはその低下を示さなければならない。
さらに、コイルを配設することによって、短絡電流の増
加と短絡電流の大きさとを制限しつつ、主スイッチの短
絡の場合の保護が保証される。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
り、請求項１、２、４または５に提示した特徴によって
解決される。
【００１１】本発明によるターンオン緩和回路ならびに
遮断可能なパワースイッチ、例えば３ポイントコンバー
タのＩＧＣＴのターンオン緩和のための当該の方法によ
って、簡単かつ廉価な方法で、ターンオン緩和回路で変
換されたエネルギの熱への変換が回避され、電流上昇速
度ｄｉ／ｄｔが制限され、さらに短絡電流の上昇もまた
制限される。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の別の課題、特徴および長
所は、図面に関連した本発明の好適な実施例の以下の説
明から明らかとなる。図では、同一の参照番号は同一の
要素を示している。以下に、図１と図２を参考にして、
本発明によるターンオン緩和回路の２つの代替実施例に
ついて最初に説明する。
【００１３】本発明の説明は、例えばＩＧＣＴ（一体化
ゲート整流型サイリスタ）が、遮断可能なパワースイッ
チとして使用され、また回路が３相を備える回路と方法
を参考にして行う。しかし、他の遮断可能なパワースイ
ッチ、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトラン
ジスタ）またはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ金属酸化
膜半導体電界効果トランジスタ）も使用することがで
き、また回路はＮ相も備えることができ、この場合Ｎ＝
１、２、３．．．である。
【００１４】図１または図２に基づく本発明による回路
は、上部および下部ブリッジ半部用の分離された２つの
ターンオン緩和回路をそれぞれ含む。遮断可能なパワー
スイッチ、ここではＩＧＣＴから形成された３ポイント
コンバータは、この場合、それぞれ直流電圧Ｖdc/2を有
する２つの直流電圧源から給電される。図１または図２
に基づく本発明の実施例では、この直流電圧源Ｖdc/2は
電圧中間回路内にそれぞれコンデンサを含み、これらの
コンデンサは直列に接続され、またそれぞれ半分の中間
回路電圧Ｖdc/2を介して落ちる。２つの直流電圧源Ｖ
dc/2の端子、すなわち電位点＋および−の間に、それぞ
れ分岐対として、ＩＧＣＴ Ｔ11、Ｔ12から、Ｔ31から
Ｔ32までの直列に接続された２つの対、ならびにそれら
の対に逆並列に接続されたダイオードが設けられ、これ
らのダイオードは、交流電圧接続部Ｖ1からＶ3を有する
３ポイントコンバータの３本のラインを、それぞれ分岐
対の共通の結合点で形成する。さらに、２つの直流電圧
源Ｖdc/2のコンデンサの間に位置する電位点０とそれぞ
れのブリッジ半部の直列回路のＩＧＣＴとの間に、ダイ
オードＤ15からＤ35およびＤ16からＤ36が形成されてい
る。さらに、ターンオン緩和回路は、直流電圧中間回路
の、すなわち電位点＋に結合されたＩＧＣＴＴ11、
Ｔ21、Ｔ31に至る配線と２つの直流電圧源Ｖdc/2の両方
のコンデンサの間の電位点０との間の上部ブリッジ半部
用に、ならびに電位点０と電位点−に結合されたＩＧＣ
Ｔ Ｔ14、Ｔ24、Ｔ34に至る配線との間の直流電圧中間
回路の下部ブリッジ半部用に、スナバまたはターンオン
緩和チョークコイルＬs1またはＬs2、補助スイッチＴc1
とＤc1またはＴc2とＤc2ならびにクランプコンデンサＣ
c1またはＣc2を含む。図７に示した従来のターンオン緩
和回路と対照的に、図１による両方（上部と下部）のタ
ーンオン緩和回路は、電位点０に対して対称に形成され
ていない。しかし、過電圧制限コンデンサＣc1またはＣ
c2を有する補助スイッチＴc1とＤc1またはＴc2とＤc2の
直列回路の上部または下部ターンオン緩和回路内で、要
素の順序を交換することによって、上部および下部ブリ
ッジ半部用にターンオン緩和回路を対称に配設すること
も可能である。
【００１５】図１による実施例では、電位点＋と主スイ
ッチ（ＩＣＧＴ）Ｔ11からＴ31との間の上部ブリッジ半
部に、ならびに配線内の当該の逆並列のダイオードＤ11
からＤ31の間に、ターンオン緩和チョークコイルが配設
されている。ターンオン緩和チョークコイルＬs1とＩＧ
ＣＴ Ｔ11との間に、電位点０への結合分岐内に、補助
スイッチＴc1、Ｄc1が過電圧制限またはクランプコンデ
ンサＣc1と直列に形成される。下部ブリッジ半部では、
同一のスイッチング素子が使用されるが、ここでは補助
スイッチＴc2、Ｄc2の一方の接続部は電位点０に、また
他方の接続部はクランプコンデンサＣc2に結合される。
電位点−からの配線には、電位点−とＩＧＣＴ Ｔ14と
の間にターンオン緩和チョークコイルＬs2が形成され
る。クランプコンデンサＣc2はターンオン緩和チョーク
コイルＬs2とＩＧＣＴ Ｔ14との間の配線の点に再び結
合される。
【００１６】図１による実施例と異なって、図２による
実施例は、電位点０に対して左右対称に形成された２つ
のターンオン緩和回路を備える。ここでは、図１による
実施例と比較した構造の違いのみについて簡単に述べ、
また２つのターンオン緩和回路の左右対称の構造に基づ
き上部ブリッジ半部用のターンオン緩和回路についての
み説明する。図２によるこの実施例では、電位点＋から
ＩＧＣＴ Ｔ11までの配線内にターンオン緩和回路が形
成される。この回路は、ターンオン緩和チョークコイル
Ｌs1と、クランプコンデンサＣc1と補助スイッチＴc1、
Ｄc1とから成る直列回路とから成る並列回路を含む。
【００１７】図１と図２では、補助スイッチＴc1、Ｄc1
またはＴc2、Ｄc2は、ＩＧＣＴ Ｔ c1からＴc2と逆並列
のダイオードＤc1またはＤc2とから成る並列回路から構
成されるとして示されている。補助スイッチＴc1とＤc1
ならびにＴc2とＤc2は、逆方向に導電性のＩＧＣＴによ
って、また別個の逆並列のダイオード（逆ダイオード）
を有するＩＧＣＴによっても、あるいは逆ダイオードを
有するＩＧＢＴによって有効に実現することができる。
したがって、当業者には、図１と図２に示した実施形態
以外の他の代替実施形態が推考し得る。
【００１８】ハードスイッチングの３ポイント電圧イン
バータと反対に図１と図２による両方の回路の別形態の
追加受動素子は、それぞれクランプコンデンサＣc1とＣ
c2、ならびにターンオン緩和チョークコイルＬs1とＬs2
である。この場合、クランプコンデンサＣc1またはＣc2
を介して落ちるクランプ電圧Ｖc1とＶc2は、１．２＊Ｖ
dc/2と１．４＊Ｖdc/2との間の値に（図２による回路で
は０．２＊Ｖdc/2と０．４＊Ｖdc/2との間の値に）ほぼ
一定に維持され、この場合Ｖdc/2は、上部または下部ブ
リッジ半部を介して落ちる半分の中間回路電圧を示す。
【００１９】以下に、図１または図２に示した回路、特
にターンオン緩和回路の制御についてより正確に説明す
る。
【００２０】ここで図１のみについて行う説明は、原理
的に図２に転用可能である。しかし、図２は、図１と較
べて、ターンオン緩和回路内のエネルギ変換の回避とい
う点を越えて、図２による回路構造によって制約される
クランプコンデンサが、電圧負荷の低減を受けるという
趣旨においても有効である。
【００２１】図１または図２による回路は、上部ブリッ
ジ分岐または電位点または極＋から電位点または極０へ
の、および戻り（＋⇔０）の整流の際に上部緩和回路が
利用され、電位点または極０から下部ブリッジ分岐また
は電位点または極−への、および戻り（０⇔−）の整流
のために、下部緩和回路が利用されるように制御され
る。この場合、整流は、導電分岐から次の分岐への電流
の供給であり、この場合、整流時間の間に両方の分岐は
電流を導く。ブリッジ分岐におけるあるいは負荷での短
絡の場合、それぞれのターンオン緩和チョークコイルＬ
s1またはＬs2は、短絡電流の増加の制限ならびにＩＧＣ
Ｔコンバータの短絡電流の制限を保証する。
【００２２】整流は、観察されるコンバータ位相の瞬間
出力の出力勾配に応じて、正の出力勾配による整流と、
負の出力勾配による整流とに区別することができる。以
下に誘導性整流と呼ぶ正の出力勾配による整流の場合、
整流後のコンバータ位相の出力における瞬間出力は整流
前よりも大きい。以下に容量性整流と呼ぶ負の出力勾配
による整流の場合、整流後の瞬間出力は整流前よりも小
さい。図３から図６を含む整流プロセスの次の説明は、
図１による回路に関係する。しかし、この回路は、図２
による回路にも常に転用可能である。
【００２３】容量性整流の場合、ＩＧＣＴは位相電流を
能動的に遮断する。したがって、電流は、能動的にター
ンオフするＩＧＣＴから、電流を引き受けるインバータ
内のダイオードに非常に迅速に整流する。
【００２４】このようなプロセスの実例は、主スイッチ
（ＩＧＣＴ）Ｔ11からダイオードＤ 15への位相１の位相
電流の整流である。この場合、上部ブリッジ半部のター
ンオン緩和回路が機能する。基本的な電流および電圧曲
線が図３に示されている。簡単にするため、次のすべて
の説明では、位相２と位相３がインバータのマイナス極
に結合されていることを前提としている。しかし、説明
した操作方法は同一の方法でＩＧＣＴ３ポイントインバ
ータの可能なすべての状態に応用できる。
【００２５】主スイッチ（ＩＧＣＴ）Ｔ11からダイオー
ドＤ15への整流は、主スイッチ（ＩＧＣＴ）Ｔ11をター
ンオフすることによって開始される。これによって、位
相電流はほぼ瞬間的にダイオードＤ15に整流する。ター
ンオン緩和チョークコイルＬ s1の電流は、同時に補助ス
イッチの逆並列のダイオードＤc1と、クランプコンデン
サＣc1の中に整流する。従来のターンオン緩和回路にお
いては、主スイッチＴ 11は電圧の上昇に対してターンオ
フするが、本実施例では、クランプコンデンサＣc1を介
して落ちるクランプ電圧Ｖc1をスイッチング緩和なしに
ターンオフする。コイル電流ｉLs1は、半分の中間回路
電圧Ｖdc/2とクランプ電圧Ｖc1との間の電圧差によって
ほぼ直線的に低減され、この場合、ＩＧＣＴ Ｔ11のス
イッチングプロセスの前にコイルＬs1の中に蓄積され
た、ターンオフされた位相電流のエネルギは、クランプ
コンデンサＣc1に転送される。ダイオードＤc1を流れる
電流ｉcc1およびクランプコンデンサＣc1を流れる電流
ｉcc1が零の値に達すると、ダイオードＤc1は、Ｒｅｖ
ｅｒｓｅ−Ｒｅｃｏｖｅｒｙ（逆回復）またはブロッキ
ング遅延のプロセスの間に受動的にターンオフし、また
ターンオン緩和チョークコイルＬs1の電流低減を含む容
量性整流プロセスが完全に終了される。
【００２６】当該のクランプコンデンサＣc1の電荷バラ
ンスは、型式１の容量性整流と呼ぶ説明した容量性整流
のために正であり、すなわちクランプコンデンサＣc1に
電荷が供給される。
【００２７】クランプ電圧Ｖc1を長期間一定に保持する
ために、型式２の容量性整流を導入することができる。
基本的な電流および電圧曲線が図４に示されている。
【００２８】整流は、補助スイッチＴc1を能動的にター
ンオンすることによって開始される。これによって、負
電圧ＶLS1は、半分の中間回路電圧Ｖdc/2とターンオン
緩和チョークコイルＬs1を介したクランプ電圧Ｖc1との
間の差の高さに位置する。コイル電流ｉLs1はほぼ直線
的に低減され、またクランプコンデンサＣc1を流れる負
電流ｉcc1は同一の方法で形成される。電流値ｉcc1が、
ＩＧＣＴ Ｔ11を通してターンオフされる位相電流の規
定部分に（典型的にＩＧＣＴ Ｔ11によって遮断される
位相電流の半分よりも大きい値に）増加すると、ＩＧＣ
Ｔ Ｔ11がターンオフされる。余分のコイル電流、すな
わち遮断される位相電流とＩＧＣＴターンオンプロセス
の時点の電流値ｉcc1との差は、この場合ほぼ瞬間的に
逆並列の補助ダイオードＤc1の中に整流し、これによっ
て零電流の際の補助スイッチＴc1はＺｅｒｏ Ｃｕｒｒ
ｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈ（零電流スイッチ）としてターン
オフされる。
【００２９】電流ｉcc1が直線的電流低下の後に零の値
に達すると、ダイオードＤc1は、Ｒｅｖｅｒｓｅ−Ｒｅ
ｃｏｖｅｒｙ（逆回復）プロセスの間に受動的にターン
オフする。これによって、整流プロセスが終了される。
この場合も、ＩＧＣＴ Ｔ11はスイッチング緩和なしに
クランプ電圧Ｖc1に対してターンオフする。
【００３０】主スイッチＩＧＣＴ Ｔ11のターンオフ時
点をずらすことによって、クランプコンデンサＣc1の電
荷バランスに干渉することが可能である。これによっ
て、この整流のために負の電荷バランスを設定すること
ができ、すなわちクランプコンデンサＣc1から電荷を抽
出することができ、この電荷は、型式１の容量性整流の
正の電荷バランスを相殺することができる。
【００３１】クランプコンデンサＣc1を流れる電流ｉ
cc1が、ターンオフされる位相電流の値をすでに超過し
た時に初めて、ＩＧＣＴ Ｔ11がターンオフされると、
補助スイッチＴc1は、その逆並列のダイオードＤc1の導
電位相の間にもはや受動的にターンオフしない（容量性
整流型式３）。典型的な電流および電圧曲線が図５に示
されている。
【００３２】補助スイッチＴc1は、この場合能動的にま
たスイッチング緩和なしにクランプ電圧Ｖc1に対してタ
ーンオフされなければならず、この場合その電流はＤ15
とＤ 11（Ｔ11への逆並列のダイオード）に整流し、また
半分の中間回路電圧Ｖdc/2によって直線的に低減され
る。これによって、複数の先行する整流から成るクラン
プコンデンサＣc1の正の電荷バランスを１つのみの整流
の範囲の同一の位相電流によって相殺することが可能で
ある。主スイッチＴ11と補助スイッチＴc1が同時にター
ンオフされるか、あるいは主スイッチＴ11が補助スイッ
チＴc1のわずか後にターンオフされると、主スイッチＴ
11のターンオフプロセスは、Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ
Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（零電流スイッチング）の場合に
小さい損失で経過する。
【００３３】補助スイッチＴc1の短時間のターンオンに
よるクランプ電圧Ｖc1の低減は、原則として、容量性整
流（型式３）に関連してのみならず、整流以外の任意の
時点にも、またすべての任意の高さで実現することがで
きる。
【００３４】容量性整流の前述の種々の型式は、存在す
る位相電流に応じて異なって使用される。すなわち、有
効位相電流が大きい場合、回路は、瞬間位相電流が小さ
い場合に、すなわちＩphase／２よりも小さい電流の場
合に、型式１の容量性整流を利用し、一方瞬間位相電流
が大きい場合に型式２の容量性整流を利用するように操
作される。この場合、主スイッチのターンオフ時点は、
クランプコンデンサＣ c1とＣc2における長期の電荷調整
が達成されるように、図示していない制御装置による調
整によって調整される。
【００３５】これに対し、有効位相電流が小さい場合、
回路は、クランプ電圧Ｖc1とＶc2が限界値の下方にある
限り、位相電流の瞬間値に関係なく型式１の容量性整流
が利用されるように操作される。クランプ電圧がこの限
界値に達すると、次の容量性整流は対応するクランプコ
ンデンサの参加の下に型式３の容量性整流として、クラ
ンプ電圧がそれらの基準値に導き戻されるように実施さ
れる。
【００３６】誘導性整流場合、電流は１つのダイオード
から、能動的にターンオンするＩＧＣＴに移行する。こ
の場合、ターンオン緩和回路は、対応するターンオン緩
和チョークコイルＬs1またはＬs2が電流上昇速度を制限
することによって現れる。このようなプロセスは、例え
ば、ダイオードＤ15から主スイッチＴ11への位相電流の
整流である。この場合、上部ブリッジ半部のターンオン
緩和チョークコイルＬ s1が機能する。重要な電流および
電圧曲線が図６に示されている。主スイッチＴ 11がター
ンオンされると、半分の中間回路電圧Ｖdc/2がターンオ
ン緩和チョークコイルＬs1を介して落ち、また位相電流
がダイオードＤ15から主スイッチＴ11に直線的に整流す
る。ダイオードＤ15は、Ｒｅｖｅｒｓｅ−Ｒｅｃｏｖｅ
ｒｙ（逆回復）プロセスの間に受動的にターンオフす
る。ダイオードＤ15の逆電流は、ターンオン緩和チョー
クコイルＬs1の電流ｉLs1がＶLs1＝−Ｖc1＋Ｖdc/2の電
圧の場合に低減できるよりも速く中断するので、コイル
電流ｉLs1の一部は、ダイオードＤc1とクランプコンデ
ンサＣc1の中に整流する。これによって、ダイオードの
逆電流中断の時点にダイオードＤ15からターンオン緩和
チョークコイルＬs1に蓄積されるエネルギの一部は、ク
ランプコンデンサＣc1に転送される。したがって、誘導
性整流もまたクランプコンデンサＣc1で正の電荷バラン
スを引き起こす。整流中の電流上昇速度ｄｉ／ｄｔを制
限することによって、主スイッチＴ11のターンオン損失
ならびにダイオードＤ15のターンオフ損失もまた低減さ
れる。
【００３７】クランプコンデンサＣc1とＣc2における長
期の電荷調整は、クランプ電圧Ｖc1とＶc2の調整によっ
て保証される。瞬間位相電流が小さい場合の型式２の容
量性整流の実現は、短い整流期間、したがってゲート信
号の不可欠な高い時間精度のため高価であるので、また
補助スイッチＴc1とＤc1またはＴc2とＤc2のスイッチン
グ損失を最小化するために、異なった規則アルゴリズム
を使用することが有効である。例えば、大きな実効値の
正弦波位相電流のケース１は、定格負荷の場合に、また
小さな実効値の正弦波位相電流のケース２は、例えば試
験運転の場合に区別することができる。
【００３８】ケース１：大きな瞬間位相電流は、ターン
オン緩和チョークコイル内に蓄積された高いエネルギの
ため各容量整流の際に能動的な電荷調整を必要とする。
型式２の容量性整流が利用される。これに対し、瞬間位
相電流が小さい場合、型式１の容量性整流が適用され
る。長期の電荷調整は、位相電流が大きい場合の容量性
整流の場合に主スイッチ（例えば上述の例のＴ11）をタ
ーンオフするために、スイッチング時点を適切に選択す
ることによってのみ保証することができる。
【００３９】ケース２：ケース１に較べてより小さなタ
ーンオン緩和チョークコイルのエネルギのため、補助ス
イッチ（例えばＴc1）のスイッチング損失を回避するた
めに、型式１の容量性整流を好適に利用することが可能
である。クランプ電圧（例えばＶc1）が、型式１の容量
性整流と誘導性整流とのもっぱら正の電荷バランスのた
め、より多くの数の整流の後に上方の限界値に達した後
に初めて、型式３の容量性整流が実施される。この整流
によって、クランプ電圧（例えばＶc1）はその基準値に
導き戻される。補助スイッチ（例えばＴc1）の追加のス
イッチング損失は、零電流スイッチングすなわちＺｅｒ
ｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇによる主スイ
ッチ（例えばＴ11）のターンオフ損失の低減によって部
分的に補償される。
【００４０】図１と図２による代替実施例は、中圧領域
の新しい高出力コンバータのための実例による実現手段
を示している。しかし、当業者は、従属請求項の保護範
囲にある実施例の修正と変更を簡単に考えることができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるターンオン緩和回路の第１の実施
例である。
【図２】本発明によるターンオン緩和回路の代替実施例
である。
【図３】型式１の容量性整流の場合の図１に基づくター
ンオン緩和回路の電流および電圧曲線である。
【図４】型式２の容量性整流の場合の図１に基づくター
ンオン緩和回路の電流および電圧曲線である。
【図５】型式３の容量性整流の場合の図１に基づくター
ンオン緩和回路の電流および電圧曲線である。
【図６】誘導性整流の場合の図１に基づくターンオン緩
和回路の電流および電圧曲線である。
【図７】従来のターンオン緩和回路である。
【符号の説明】
Ｖ1〜Ｖ3 交流電圧接続部 Ｄ15〜Ｄ35、Ｄ16〜Ｄ36 ダイオード Ｌs1、Ｌs2 ターンオン緩和チョークコイル Ｔc1、Ｄc1、Ｔc2、Ｄc2 補助スイッチ Ｃc1、Ｃc2 クランプコンデンサ Ｔ11〜Ｔ34 ＩＣＧＴ ｉLs1 ターンオン緩和チョークコイル電流 ｉＤc1 ダイオードＤc1を流れる電流 ｉcc1 クランプコンデンサＣc1を流れる電流 ｄｉ／ｄｔ 電流上昇速度 Ｖdc/2 半分の中間回路電圧 Ｖc1、Ｖc2 クランプ電圧 ＶLS1 負電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ペーター シュタイマー スイス ツェーハー5424 ウンテレーレン ディンゲン シュリーレンバッハ 16 (72)発明者 ミヒャエル シュタイナー ドイツ連邦共和国 デー68723 シュヴェ ッツィンゲン リヒャルト ワーグナー シュトラーセ 17

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ３ポイントコンバータの遮断可能なパワ
    ースイッチのターンオン緩和のための回路であって：上
    部ブリッジ半部であって：それぞれ第１の遮断可能なパ
    ワースイッチ（Ｔ11からＴ31）と第２の遮断可能なパワ
    ースイッチ（Ｔ12からＴ32）とから成るＮ対であって、
    第１の直流電圧源（Ｖdc/2）の極（＋）と負荷の接続部
    との間で、遮断可能なパワースイッチにそれぞれ逆並列
    に位置する直列に結合された２つのダイオードから成る
    ３対と共に直列に結合されたＮ対と、この場合Ｎ＝１、
    ２、３．．．であり、 別のダイオード（Ｄ15からＤ35）のＮ対であって、第１
    の直流電圧源（Ｖdc /2）の他の極（０）と、第１の遮断
    可能なパワースイッチ（Ｔ11からＴ31）と第２の遮断可
    能なパワースイッチ（Ｔ12からＴ32）とのＮ対の結合部
    ならびに逆並列に位置する直列に結合された２つのダイ
    オードのＮ対の結合部との間に結合されたＮ対と、この
    場合Ｎ＝１、２、３．．．であり、 ターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）であって、第１
    の直流電圧源（Ｖdc）の極（＋）と、第１の遮断可能な
    パワースイッチ（Ｔ11）との間に結合されたターンオン
    緩和チョークコイル（Ｌs1）と、 補助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1）と過電圧制限コンデンサ
    （Ｃc1）とから成る直列回路であって、ターンオン緩和
    チョークコイル（Ｌs1）と第１の遮断可能なパワースイ
    ッチ（Ｔ11）との間の結合部と、第１の直流電圧源（Ｖ
    dc/2）の他の極（０）との間に結合された直列回路と、 を有する上部ブリッジ半部と、 下部ブリッジ半部であって：それぞれ第３の遮断可能な
    パワースイッチ（Ｔ14からＴ34）と第４の遮断可能なパ
    ワースイッチ（Ｔ13からＴ33）とから成るＮ対であっ
    て、第１の直流電圧源（Ｖdc/2）の他の極（０）と同一
    である第２の直流電圧源（Ｖdc/2）の極（０）と負荷の
    接続部との間で、遮断可能なパワースイッチにそれぞれ
    逆並列に位置する直列に結合された２つのダイオードか
    ら成るＮ対と共に直列に結合されたＮ対と、この場合Ｎ
    ＝１、２、３．．．であり、 別のダイオード（Ｄ16からＤ36）のＮ対であって、第２
    の直流電圧源（Ｖdc /2）の他の極（０）と、第３の遮断
    可能なパワースイッチ（Ｔ14からＴ34）と第４の遮断可
    能なパワースイッチ（Ｔ13からＴ33）とのＮ対の結合部
    ならびに逆並列に位置する直列に結合された２つのダイ
    オードのＮ対の結合部との間に結合されたＮ対と、この
    場合Ｎ＝１、２、３．．．であり、 ターンオン緩和チョークコイル（Ｌs2）であって、第２
    の直流電圧源（Ｖdc /2）の極（−）と、第３の遮断可能
    なパワースイッチ（Ｔ11）との間に結合されたターンオ
    ン緩和チョークコイル（Ｌs2）と、 過電圧制限コンデンサ（Ｃc2）と補助スイッチ（Ｔc2、
    Ｄc2）とから成る直列回路であって、第２の直流電圧源
    （Ｖdc/2）の極（０）とターンオン緩和チョークコイル
    （Ｌs1）の間の結合部との間の結合部と、第３の遮断可
    能なパワースイッチ（Ｔ14）との間に結合された直列回
    路と、 を有する下部ブリッジ半部と、を具備する回路。
  2. 【請求項２】 ３ポイントコンバータの遮断可能なパワ
    ースイッチのターンオン緩和のための回路であって、 第１と第２の遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11から
    Ｔ31、Ｔ12からＴ32；Ｔ14からＴ34、Ｔ13からＴ33）
    は、ブリッジ回路の構成要素として、直流電圧源（Ｖ
    dc/2）の極（＋；−）と負荷の接続部との間でそれぞれ
    逆並列に位置する直列に結合された２つのダイオードと
    共に直列に結合され、 別のダイオード（Ｄ15からＤ35；Ｄ16からＤ36）は、直
    流電圧源（Ｖdc/2）の他の極（０）と、第１の遮断可能
    なパワースイッチ（Ｔ11からＴ31；Ｔ14からＴ 34）と第
    ２の遮断可能なパワースイッチ（Ｔ12からＴ32；Ｔ13か
    らＴ33）とのＮ対の結合部ならびに逆並列に位置する直
    列に結合された２つのダイオードの結合部との間に結合
    され、 ターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1；Ｌs2）は、第１
    の直流電圧源（Ｖｄｃ）の極（＋；−）と、第１の遮断
    可能なパワースイッチ（Ｔ11）との間に結合され、 過電圧制限コンデンサ（Ｃc1；Ｃc2）と補助スイッチ
    （Ｔc1、Ｄc1；Ｔc2、Ｄ c2）とから成る直列回路は、タ
    ーンオン緩和チョークコイル（Ｌs1；Ｌs2）と第１の遮
    断可能なパワースイッチ（Ｔ11；Ｔ14）との間の結合部
    と、直流電圧源（Ｖdc/2）の極（＋；−）との間に結合
    される、回路。
  3. 【請求項３】 遮断可能なパワースイッチ（Ｔc1；
    Ｔc2）または別個の逆並列のダイオード（Ｄc1；Ｄc2）
    から成る補助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1；Ｔc2、Ｄc2）が、
    逆方向に導電性の遮断可能なパワースイッチまたは逆ダ
    イオードを有する遮断可能なパワースイッチから形成さ
    れる請求項１または２に記載の回路。
  4. 【請求項４】 有効位相電流が大きい場合に請求項１か
    ら３に従って回路を操作するための方法において、 瞬間位相電流が小さい場合に、負の出力勾配を有する整
    流が、次のステップ：過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）を
    介して落ちるクランプ電圧（Ｖc1）に対して、遮断可能
    なパワースイッチ（Ｔ11）によって位相電流を遮断する
    ステップと、 位相電流を、前記遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）に
    結合されたダイオード（Ｄ15）に整流するステップと、 ターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）の電流を、補助
    スイッチ（Ｔc1、Ｄ c1）の逆並列のダイオード（Ｄc1）
    と過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）とに同時に整流するス
    テップと、 半分の中間回路電圧（Ｖdc/2）とクランプ電圧（Ｖc1）
    との間の電圧差によってターンオン緩和チョークコイル
    電流（ｉLs1）をほぼ直線的に低減するステップであっ
    て、遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）のスイッチング
    動作の前にターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）内に
    蓄積されたターンオフ位相電流のエネルギが過電圧制限
    コンデンサ（Ｃc1）に転送される、ステップと、 ダイオード（Ｄc1）と過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）と
    を流れる電流（ｉDc、ｉcc1）が零の値に達した時、補
    助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1）のダイオード（Ｄc 1）を受動
    的にターンオフするステップと、 で実施され、 瞬間位相電流が大きい場合、負の出力勾配を有する整流
    が、次のステップ：補助スイッチ（Ｔc1）を能動的にタ
    ーンオンするステップと、 ターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）をほぼ直
    線的に低減し、また過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）によ
    って負電流（ｉcc1）を形成するステップと、 過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）を流れる電流（ｉcc1）
    の値が、遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）によってタ
    ーンオフされる位相電流の所定の部分に増大した時、遮
    断可能なパワースイッチ（Ｔ11）をターンオフするステ
    ップと、 過剰のターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）を
    補助スイッチ（Ｔc1）のダイオード（Ｄc1）に整流し、
    これによって補助スイッチ（Ｔc1）がターンオフされる
    ステップと、 過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）を流れる電流（ｉcc1）
    が零になった時、補助スイッチ（Ｔc1）のダイオード
    （Ｄc1）を受動的にターンオフするステップと、 で実施され、 前記整流の際に、遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）に
    よってターンオフされる位相電流の部分が、当該の過電
    圧制限コンデンサ（Ｃc1）における長期の電荷調整が達
    成されるように決定され、前記位相電流の部分に到達し
    た際に遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）が、過電圧制
    限コンデンサ（Ｃc1）を流れる電流（ｉ cc1）の値によ
    ってターンオフされ、 正の出力勾配を有する前記整流が、位相電流の値に関係
    なく次のステップ：遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）
    をターンオンし、この結果半分の中間回路電圧
    （Ｖdc/2）がターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）を
    介して落ち、また位相電流がダイオード（Ｄ15）から遮
    断可能なパワースイッチ（Ｔ11）に直線的に整流するス
    テップと、 逆回復プロセス中にダイオード（Ｄ15）を受動的にター
    ンオフするステップと、 ターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）の一部分
    を補助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1）のダイオード（Ｄc1）な
    らびにクランプコンデンサ（Ｃc1）に整流するステップ
    と、で実施されることを特徴とする方法。
  5. 【請求項５】 有効位相電流が小さい場合に請求項１か
    ら３に従って回路を操作するための方法において、 当該のクランプ電圧が所定の限界値の下方に位置する
    時、負の出力勾配を有する前記整流が、位相電流の値に
    関係なく次のステップ：過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）
    を介して落ちるクランプ電圧（Ｖc1）に対して、遮断可
    能なパワースイッチ（Ｔ11）によって位相電流を遮断す
    るステップと、 位相電流を、前記遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）に
    結合されたダイオード（Ｄ15）に整流するステップと、 ターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）の電流を、補助
    スイッチ（Ｔc1、Ｄ c1）の逆並列のダイオード（Ｄc1）
    と過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）とに同時に整流するス
    テップと、 半分の中間回路電圧（Ｖdc/2）とクランプ電圧（Ｖc1）
    との間の電圧差によってターンオン緩和チョークコイル
    電流（ｉLs1）をほぼ直線的に低減するステップであっ
    て、遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）のスイッチング
    動作の前にターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）内に
    蓄積されたターンオフ位相電流のエネルギが過電圧制限
    コンデンサ（Ｃc1）に転送される、ステップと、 ダイオード（Ｄc1）と過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）と
    を流れる電流（ｉＤｃ、ｉcc1）が零の値に達した時、
    補助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1）のダイオード（Ｄc1）を受
    動的にターンオフするステップと、 で実施され、 当該のクランプ電圧が所定の上方限界値の上方に位置す
    る時、負の出力勾配を有する前記整流が、位相電流の値
    に関係なく次のステップ：補助スイッチ（Ｔc1）を能動
    的にターンオンするステップと、 ターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）をほぼ直
    線的に低減し、また過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）によ
    って負電流（ｉcc1）を形成し、過電圧制限コンデンサ
    （Ｃc1）を流れる電流（ｉcc1）の値が、遮断可能なパ
    ワースイッチ（Ｔ11）によってターンオフされる位相電
    流の値よりも大きい所定の値に達した時、補助スイッチ
    （Ｔc1）と遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）とを同時
    にターンオフするステップと、 過剰のターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）を
    ダイオード（Ｄ15）と、遮断可能なパワースイッチ（Ｔ
    11）の逆並列のダイオード（Ｄ11）とに整流するステッ
    プと、 過剰のターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）を
    半分の中間回路電圧（Ｖdc/2）によってほぼ直線的に低
    減し、また過剰のターンオン緩和チョークコイル電流
    （ｉLs1）が零になった時、遮断可能なパワースイッチ
    （Ｔ11）の逆並列のダイオード（Ｄ11）を受動的にター
    ンオフするステップと、 で実施され、 前記整流の際に、過電圧制限コンデンサ（Ｃc1）を流れ
    る電流（ｉcc1）の値が、このような整流の間に当該の
    クランプ電圧がその所定の上方限界値の下方の所定値に
    導き戻されるように決定され、前記値に到達した際に、
    補助スイッチ（Ｔc1）と遮断可能なパワースイッチ（Ｔ
    11）とが同時にターンオフされ、 正の出力勾配を有する前記整流が、位相電流の値に関係
    なく次のステップ：遮断可能なパワースイッチ（Ｔ11）
    をターンオンし、この結果半分の中間回路電圧
    （Ｖdc/2）がターンオン緩和チョークコイル（Ｌs1）を
    介して落ち、また位相電流がダイオード（Ｄ15）から遮
    断可能なパワースイッチ（Ｔ11）に直線的に整流するス
    テップと、 逆回復プロセス中にダイオード（Ｄ15）を受動的にター
    ンオフするステップと、 ターンオン緩和チョークコイル電流（ｉLs1）の一部分
    を補助スイッチ（Ｔc1、Ｄc1）のダイオード（Ｄc1）な
    らびにクランプコンデンサ（Ｃc1）に整流するステップ
    と、で実施されることを特徴とする方法。
  6. 【請求項６】 遮断可能なパワースイッチが、ＩＧＣＴ
    （一体化ゲート整流型サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲ
    ート型バイポーラトランジスタ）またはＳｉＣ−ＭＯＳ
    ＦＥＴ（ＳｉＣ金属酸化膜半導体電界効果トランジス
    タ）である、請求項１から３の１項に記載の回路。
  7. 【請求項７】 遮断可能なパワースイッチが、ＩＧＣＴ
    （一体化ゲート整流型サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲ
    ート型バイポーラトランジスタ）またはＳｉＣ−ＭＯＳ
    ＦＥＴ（ＳｉＣ金属酸化膜半導体電界効果トランジス
    タ）である、請求項４または５の１項に記載の方法。
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