JP2002119065A - 電力変換装置のノイズ低減装置 - Google Patents
電力変換装置のノイズ低減装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置用ノイズ低減装置における損失
の低減化。 【解決手段】 ノイズ検出手段５で検出されたノイズ電
流に対し、これと逆向きの電流を発生するスイッチ素子
Ｔｒ１，Ｔｒ２からなる電流供給回路６を、平滑コンデ
ンサＣ０に接続されたエネルギー回生用トランスＴＲ１
を用いた電圧クランプ回路７１と接地Ｇ間に接続するこ
とにより、電流供給回路６のスイッチ素子Ｔｒ１，Ｔｒ
２での発生損失を電力変換装置へ回生できるようにし、
損失を低減する。
の低減化。 【解決手段】 ノイズ検出手段５で検出されたノイズ電
流に対し、これと逆向きの電流を発生するスイッチ素子
Ｔｒ１，Ｔｒ２からなる電流供給回路６を、平滑コンデ
ンサＣ０に接続されたエネルギー回生用トランスＴＲ１
を用いた電圧クランプ回路７１と接地Ｇ間に接続するこ
とにより、電流供給回路６のスイッチ素子Ｔｒ１，Ｔｒ
２での発生損失を電力変換装置へ回生できるようにし、
損失を低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング素
子からなるインバータ装置等の電力変換装置におけるス
イッチングノイズの低減装置に関する。
子からなるインバータ装置等の電力変換装置におけるス
イッチングノイズの低減装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３にノイズ低減装置の従来例を示す。
ここでは、交流電源１には整流器２が、整流器２の出力
には電流検出器５を介してコンデンサＣ0 が、コンデン
サＣ0 には半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 で構成された三相
インバータ３が、三相インバータ３の出力にはモータ４
が、さらに交流電源１にはコンデンサＣ2 とコンデンサ
Ｃ3 の直列回路が、それぞれ接続されている。また、電
流検出器５の出力はトランジスタＴｒ1 とＴｒ2 の各ベ
ースおよびエミッタに、トランジスタＴｒ1 とＴｒ2 は
直列接続されてコンデンサＣ0 と並列に、トランジスタ
Ｔｒ1 とＴｒ2 の各エミッタはコンデンサＣ1 を介して
接地Ｇに、コンデンサＣ2 とコンデンサＣ3 の接続点は
接地Ｇに、それぞれ接続されている。
ここでは、交流電源１には整流器２が、整流器２の出力
には電流検出器５を介してコンデンサＣ0 が、コンデン
サＣ0 には半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 で構成された三相
インバータ３が、三相インバータ３の出力にはモータ４
が、さらに交流電源１にはコンデンサＣ2 とコンデンサ
Ｃ3 の直列回路が、それぞれ接続されている。また、電
流検出器５の出力はトランジスタＴｒ1 とＴｒ2 の各ベ
ースおよびエミッタに、トランジスタＴｒ1 とＴｒ2 は
直列接続されてコンデンサＣ0 と並列に、トランジスタ
Ｔｒ1 とＴｒ2 の各エミッタはコンデンサＣ1 を介して
接地Ｇに、コンデンサＣ2 とコンデンサＣ3 の接続点は
接地Ｇに、それぞれ接続されている。
【０００３】図３の動作について、説明する。三相イン
バータ回路３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 は、ＰＷＭ（パルス
幅変調）パルスでオン，オフ制御され、モータ４は三相
インバータ回路３の出力電圧で駆動される。モータ４と
接地Ｇとの間には、静電容量Ｃがある。従って、インバ
ータ回路３からパルス的に電圧が印加される毎に、静電
容量Ｃを通って漏れ電流ｉc が流れる。電流検出器５は
コモンモードリアクトルからなり、上記漏れ電流ｉc を
検出して電流供給回路６のトランジスタＴｒ1 とＴｒ2
を駆動する。すなわち、電流検出器５の出力電流ｉB1が
トランジスタＴｒ1 とＴｒ2 のベースに流入すると、こ
れがトランジスタＴｒ1 とＴｒ2 で増幅され、電流ｉc1
を流す。
バータ回路３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 は、ＰＷＭ（パルス
幅変調）パルスでオン，オフ制御され、モータ４は三相
インバータ回路３の出力電圧で駆動される。モータ４と
接地Ｇとの間には、静電容量Ｃがある。従って、インバ
ータ回路３からパルス的に電圧が印加される毎に、静電
容量Ｃを通って漏れ電流ｉc が流れる。電流検出器５は
コモンモードリアクトルからなり、上記漏れ電流ｉc を
検出して電流供給回路６のトランジスタＴｒ1 とＴｒ2
を駆動する。すなわち、電流検出器５の出力電流ｉB1が
トランジスタＴｒ1 とＴｒ2 のベースに流入すると、こ
れがトランジスタＴｒ1 とＴｒ2 で増幅され、電流ｉc1
を流す。
【０００４】例えば、漏れ電流ｉc が図３の矢印の向き
に流れるとき、電流検出器５の１次巻線５ａにはｉc ’
が流れ、電流検出器５の２次巻線５ｂにはｉB1が流れ
る。すると、トランジスタＴｒ2 がオンし、コンデンサ
Ｃ1 を介してｉc1が流れる。その結果、漏れ電流ｉc の
ほとんどがｉc1側に流れ、ｉc ’（ｉc −ｉc1）は低減
され、ノイズ電圧（雑音端子電圧）も低減される。な
お、漏れ電流ｉc の向きが上記と反対の場合は、電流検
出器５の２次巻線５ｂに流れる電流ｉB1も反対となって
トランジスタＴｒ1 がオンし、コンデンサＣ1 を介して
反対向きの電流ｉc1が流れる。この場合も、漏れ電流ｉ
c のほとんどがｉc1側に流れ、ｉc ’（ｉc−ｉc1）は
低減され、ノイズ電圧（雑音端子電圧）も低減されるこ
とになる。
に流れるとき、電流検出器５の１次巻線５ａにはｉc ’
が流れ、電流検出器５の２次巻線５ｂにはｉB1が流れ
る。すると、トランジスタＴｒ2 がオンし、コンデンサ
Ｃ1 を介してｉc1が流れる。その結果、漏れ電流ｉc の
ほとんどがｉc1側に流れ、ｉc ’（ｉc −ｉc1）は低減
され、ノイズ電圧（雑音端子電圧）も低減される。な
お、漏れ電流ｉc の向きが上記と反対の場合は、電流検
出器５の２次巻線５ｂに流れる電流ｉB1も反対となって
トランジスタＴｒ1 がオンし、コンデンサＣ1 を介して
反対向きの電流ｉc1が流れる。この場合も、漏れ電流ｉ
c のほとんどがｉc1側に流れ、ｉc ’（ｉc−ｉc1）は
低減され、ノイズ電圧（雑音端子電圧）も低減されるこ
とになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図４に三相インバータ
の等価回路を示す。同図において、モータまでの配線イ
ンダクタンスをＬ1 〜Ｌ3 、抵抗分をＲ1〜Ｒ3 、モー
タの対接地間の容量（負荷の浮遊容量）をＣ1 〜Ｃ3 、
各相の電圧をｖu ，ｖv ，ｖw 、同じく電流をｉu ，ｉ
v ，ｉw とすると、各相の電圧方程式は次の（１）〜
（３）式となる。 ｖu −ｖCG＝Ｌ1 ・ｄｉu ／ｄｔ＋Ｒ1 ｉu ＋ｖcu …（１） ｖv −ｖCG＝Ｌ2 ・ｄｉv ／ｄｔ＋Ｒ2 ｉv ＋ｖcv …（２） ｖw −ｖCG＝Ｌ3 ・ｄｉw ／ｄｔ＋Ｒ3 ｉw ＋ｖcw …（３）
の等価回路を示す。同図において、モータまでの配線イ
ンダクタンスをＬ1 〜Ｌ3 、抵抗分をＲ1〜Ｒ3 、モー
タの対接地間の容量（負荷の浮遊容量）をＣ1 〜Ｃ3 、
各相の電圧をｖu ，ｖv ，ｖw 、同じく電流をｉu ，ｉ
v ，ｉw とすると、各相の電圧方程式は次の（１）〜
（３）式となる。 ｖu −ｖCG＝Ｌ1 ・ｄｉu ／ｄｔ＋Ｒ1 ｉu ＋ｖcu …（１） ｖv −ｖCG＝Ｌ2 ・ｄｉv ／ｄｔ＋Ｒ2 ｉv ＋ｖcv …（２） ｖw −ｖCG＝Ｌ3 ・ｄｉw ／ｄｔ＋Ｒ3 ｉw ＋ｖcw …（３）
【０００６】ここで、インダクタンスＬ1 〜Ｌ3 、抵抗
分Ｒ1 〜Ｒ3 、モータの対接地間の容量Ｃ1 〜Ｃ3 につ
いて、次の（４）〜（６）式のように互いに等しいもの
とすると、 Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝Ｌ …（４） Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒ3 ＝Ｒ …（５） Ｃ1 ＝Ｃ2 ＝Ｃ3 ＝Ｃ …（６） （１）〜（３）式を加えた（１）＋（２）＋（３）は、 ｖu ＋ｖv ＋ｖw −３ｖCG＝Ｌ・ｄ（ｉu ＋ｉv ＋ｉw ）／ｄｔ ＋Ｒ（ｉu ＋ｉv ＋ｉw ） ＋ｖcu＋ｖcv＋ｖcw …（７） となる。
分Ｒ1 〜Ｒ3 、モータの対接地間の容量Ｃ1 〜Ｃ3 につ
いて、次の（４）〜（６）式のように互いに等しいもの
とすると、 Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝Ｌ …（４） Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒ3 ＝Ｒ …（５） Ｃ1 ＝Ｃ2 ＝Ｃ3 ＝Ｃ …（６） （１）〜（３）式を加えた（１）＋（２）＋（３）は、 ｖu ＋ｖv ＋ｖw −３ｖCG＝Ｌ・ｄ（ｉu ＋ｉv ＋ｉw ）／ｄｔ ＋Ｒ（ｉu ＋ｉv ＋ｉw ） ＋ｖcu＋ｖcv＋ｖcw …（７） となる。
【０００７】インバータの出力が平衡したと仮定する
と、 ｖcu＋ｖcv＋ｖcw＝０ …（８） ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０ …（９） となるので、（７）式から、 ｖCG＝（ｖu ＋ｖv ＋ｖw ）／３ …（１０） が成立する。
と、 ｖcu＋ｖcv＋ｖcw＝０ …（８） ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０ …（９） となるので、（７）式から、 ｖCG＝（ｖu ＋ｖv ＋ｖw ）／３ …（１０） が成立する。
【０００８】すなわち、三相インバータ出力の中性点に
対する対地間電圧（交流中性点電位変動）は、各相電圧
を１／３倍した値となる。また、各相電圧ｖu ，ｖv ，
ｖwは、各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン，オフ状
態に対して−１／２・Ｖdcと＋１／２・Ｖdcの状態をと
るため、１相のスイッチング素子状態を変える場合、交
流中性点電位変動は（１１）式のように表わされる。 ΔｖCG＝Ｖdc／３ …（１１） つまり、三相インバータのスイッチング素子が動作する
とき、中性点電位が直流入力電圧の１／３ずつ変化す
る。
対する対地間電圧（交流中性点電位変動）は、各相電圧
を１／３倍した値となる。また、各相電圧ｖu ，ｖv ，
ｖwは、各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン，オフ状
態に対して−１／２・Ｖdcと＋１／２・Ｖdcの状態をと
るため、１相のスイッチング素子状態を変える場合、交
流中性点電位変動は（１１）式のように表わされる。 ΔｖCG＝Ｖdc／３ …（１１） つまり、三相インバータのスイッチング素子が動作する
とき、中性点電位が直流入力電圧の１／３ずつ変化す
る。
【０００９】ところで、電流供給回路６を構成するトラ
ンジスタＴｒ1 とＴｒ2 は、その一端がいずれも平滑用
コンデンサＣ0 へ接続されているので、遅れ電流と逆相
の電流を電力変換装置の漏れ電流が流れている線に供給
するときには、直流電源電圧Ｖdcと（１１）式で示す交
流中性点電位変動量Ｖdc／３との差である２Ｖdc／３が
印加される。よって、大容量の電力変換装置の場合には
漏れ電流が大きくなり、電流供給回路を構成するトラン
ジスタＴｒ1 とＴｒ2 での損失が大きくなるという不具
合が生じる。したがって、この発明の課題は、電流供給
回路を構成するトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2 で発生する
損失を低減することにある。
ンジスタＴｒ1 とＴｒ2 は、その一端がいずれも平滑用
コンデンサＣ0 へ接続されているので、遅れ電流と逆相
の電流を電力変換装置の漏れ電流が流れている線に供給
するときには、直流電源電圧Ｖdcと（１１）式で示す交
流中性点電位変動量Ｖdc／３との差である２Ｖdc／３が
印加される。よって、大容量の電力変換装置の場合には
漏れ電流が大きくなり、電流供給回路を構成するトラン
ジスタＴｒ1 とＴｒ2 での損失が大きくなるという不具
合が生じる。したがって、この発明の課題は、電流供給
回路を構成するトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2 で発生する
損失を低減することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整
流回路と、この整流回路の直流出力端に接続されたイン
バータ回路とからなる電力変換装置に、この電力変換装
置から接地に流れる漏れ電流を検出する電流検出手段
と、この電流検出手段で検出した漏れ電流と逆相の電流
を、前記電力変換装置の漏れ電流が流れている線に供給
する電流供給回路とを設けてなる電力変換装置のノイズ
低減装置において、前記電力変換装置の直流出力端子と
前記電流供給回路との間に、エネルギー回生機能を持っ
た電圧クランプ回路を直列に接続したことを特徴とす
る。
るため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整
流回路と、この整流回路の直流出力端に接続されたイン
バータ回路とからなる電力変換装置に、この電力変換装
置から接地に流れる漏れ電流を検出する電流検出手段
と、この電流検出手段で検出した漏れ電流と逆相の電流
を、前記電力変換装置の漏れ電流が流れている線に供給
する電流供給回路とを設けてなる電力変換装置のノイズ
低減装置において、前記電力変換装置の直流出力端子と
前記電流供給回路との間に、エネルギー回生機能を持っ
た電圧クランプ回路を直列に接続したことを特徴とす
る。
【００１１】上記請求項１の発明においては、前記電圧
クランプ回路を、クランプ電圧値を保持するコンデンサ
と、このコンデンサの出力電圧をモニタするためのクラ
ンプ電圧検出回路と、このクランプ電圧検出回路の出力
信号に対応して動作するＯＮ／ＯＦＦ制御回路と、この
ＯＮ／ＯＦＦ制御回路の出力信号に応じて動作するスイ
ッチング素子としての電界効果トランジスタと、前記コ
ンデンサに並列に接続されたエネルギー回生用トランス
と、このエネルギー回生用トランスの２次側に接続され
た整流ダイオードとから構成することができる（請求項
２の発明）。
クランプ回路を、クランプ電圧値を保持するコンデンサ
と、このコンデンサの出力電圧をモニタするためのクラ
ンプ電圧検出回路と、このクランプ電圧検出回路の出力
信号に対応して動作するＯＮ／ＯＦＦ制御回路と、この
ＯＮ／ＯＦＦ制御回路の出力信号に応じて動作するスイ
ッチング素子としての電界効果トランジスタと、前記コ
ンデンサに並列に接続されたエネルギー回生用トランス
と、このエネルギー回生用トランスの２次側に接続され
た整流ダイオードとから構成することができる（請求項
２の発明）。
【００１２】また、上記請求項１の発明においては、前
記電圧クランプ回路を、クランプ電圧値を保持するコン
デンサと、このコンデンサに並列に接続されたエネルギ
ー回生用トランスと、このエネルギー回生用トランスの
２次側に接続された整流ダイオードと、前記エネルギー
回生用トランスの１次側に接続されてエネルギー回生の
タイミングを制御するスイッチング素子としての電界効
果トランジスタと、整流ダイオードと前記電流検出手段
で用いられるコモンモードリアクトルに巻かれた３次巻
線，４次巻線とを有し、前記電界効果トランジスタのゲ
ート駆動信号を生成する両波整流器とから構成すること
ができる（請求項３の発明）。
記電圧クランプ回路を、クランプ電圧値を保持するコン
デンサと、このコンデンサに並列に接続されたエネルギ
ー回生用トランスと、このエネルギー回生用トランスの
２次側に接続された整流ダイオードと、前記エネルギー
回生用トランスの１次側に接続されてエネルギー回生の
タイミングを制御するスイッチング素子としての電界効
果トランジスタと、整流ダイオードと前記電流検出手段
で用いられるコモンモードリアクトルに巻かれた３次巻
線，４次巻線とを有し、前記電界効果トランジスタのゲ
ート駆動信号を生成する両波整流器とから構成すること
ができる（請求項３の発明）。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す構成図である。同図からも明らかなように、こ
の例は図３に示すものに対しトランジスタＴｒ1 とコン
デンサＣ0 の正極側端子間に電圧クランプ回路７１を付
加した点にある。この電圧クランプ回路７１はコンデン
サＣ4 、分圧用抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路
８、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体
形電界効果トランジスタ）としてのＦＥＴ1 、エネルギ
ー回生用トランスＴＲ1 、整流用ダイオードＤ4 および
スナバコンデンサＣ5 などから構成される。なお、エネ
ルギー回生用トランスＴＲ1 の１次巻線７ａと２次巻線
７ｂとの巻数比をここでは、下式のように設定した。こ
れにより、コンデンサＣ4 の電圧は、常に直流電圧Ｖdc
の２／３となる。１次巻線７ａ：２次巻線７ｂ＝２：３
態を示す構成図である。同図からも明らかなように、こ
の例は図３に示すものに対しトランジスタＴｒ1 とコン
デンサＣ0 の正極側端子間に電圧クランプ回路７１を付
加した点にある。この電圧クランプ回路７１はコンデン
サＣ4 、分圧用抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路
８、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体
形電界効果トランジスタ）としてのＦＥＴ1 、エネルギ
ー回生用トランスＴＲ1 、整流用ダイオードＤ4 および
スナバコンデンサＣ5 などから構成される。なお、エネ
ルギー回生用トランスＴＲ1 の１次巻線７ａと２次巻線
７ｂとの巻数比をここでは、下式のように設定した。こ
れにより、コンデンサＣ4 の電圧は、常に直流電圧Ｖdc
の２／３となる。１次巻線７ａ：２次巻線７ｂ＝２：３
【００１４】上記電圧クランプ回路７１の作用について
説明する。インバータ回路３が動作を開始すると、コン
デンサＣ4 に漏れ電流が流れ電荷が蓄積される。このと
き、コンデンサＣ4 に並列に接続された分圧用抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 によって常にクランプ電圧値をモニタする。
そして、分圧用抵抗Ｒ1 ，Ｒ2の出力電圧がＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路８に入力され、直流電圧Ｖdcの２／３を越え
た場合に、コンデンサＣ4 に並列に接続されたエネルギ
ー回生用トランスＴＲ1を介して、整流用ダイオードＤ
4 へ電流が流れる。この結果、コンデンサＣ4 の電圧を
直流電圧Ｖdcの２／３の電圧に保つことができるので、
電流供給回路を構成するトランジスタＴｒ1 ，Ｔｒ2 の
電圧印加分は、常に直流電圧Ｖdcの１／３となる。
説明する。インバータ回路３が動作を開始すると、コン
デンサＣ4 に漏れ電流が流れ電荷が蓄積される。このと
き、コンデンサＣ4 に並列に接続された分圧用抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 によって常にクランプ電圧値をモニタする。
そして、分圧用抵抗Ｒ1 ，Ｒ2の出力電圧がＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路８に入力され、直流電圧Ｖdcの２／３を越え
た場合に、コンデンサＣ4 に並列に接続されたエネルギ
ー回生用トランスＴＲ1を介して、整流用ダイオードＤ
4 へ電流が流れる。この結果、コンデンサＣ4 の電圧を
直流電圧Ｖdcの２／３の電圧に保つことができるので、
電流供給回路を構成するトランジスタＴｒ1 ，Ｔｒ2 の
電圧印加分は、常に直流電圧Ｖdcの１／３となる。
【００１５】電圧クランプ回路のクランプ電圧値を直流
電圧Ｖdcの２／３としても、トランジスタが直流電圧の
１／３だけ変化することができるため、図１の供給電流
ｉc1は変わりなく流せる。また、交流電源１の電圧値が
変動したり、モータ４の停止時などにインバータ回路３
を介して平滑用コンデンサＣ0 へエネルギーが回生する
場合に、直流電圧Ｖdcが上昇することがあるが、エネル
ギー回生用トランスＴＲ1 の１次巻線７ａと２次巻線７
ｂとの巻数比で設定されるように、直流電圧Ｖdcの２／
３の電圧にクランプするので、常に交流中性点電位変動
量と等しい直流電圧Ｖdcの１／３の電圧をトランジスタ
Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 に印加することができる。よって、漏れ
電流ｉc と逆相の電流ｉc1が流れるときのトランジスタ
Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 の印加電圧をほぼ零電圧にすることがで
きる。その他の動作は図３と同じなので、詳細は省略す
る。
電圧Ｖdcの２／３としても、トランジスタが直流電圧の
１／３だけ変化することができるため、図１の供給電流
ｉc1は変わりなく流せる。また、交流電源１の電圧値が
変動したり、モータ４の停止時などにインバータ回路３
を介して平滑用コンデンサＣ0 へエネルギーが回生する
場合に、直流電圧Ｖdcが上昇することがあるが、エネル
ギー回生用トランスＴＲ1 の１次巻線７ａと２次巻線７
ｂとの巻数比で設定されるように、直流電圧Ｖdcの２／
３の電圧にクランプするので、常に交流中性点電位変動
量と等しい直流電圧Ｖdcの１／３の電圧をトランジスタ
Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 に印加することができる。よって、漏れ
電流ｉc と逆相の電流ｉc1が流れるときのトランジスタ
Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 の印加電圧をほぼ零電圧にすることがで
きる。その他の動作は図３と同じなので、詳細は省略す
る。
【００１６】図２にこの発明の第２の実施の形態を示
す。図１との相違点は、電圧クランプ回路７２が３次巻
線５ｃ、４次巻線５ｄ、整流用ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，
Ｄ4 、ＭＯＳＦＥＴとしてのＦＥＴ1 、コンデンサ
Ｃ4 、保護用ダイオードＤ3 、保護用定電圧ダイオード
ＺＤ1 、エネルギー回生用トランスＴＲ1 およびスナバ
コンデンサＣ5 等から構成した点にある。なお、エネル
ギー回生用トランスＴＲ1 の巻数比は、電圧クランプ回
路７１の場合と同様とする。よって、コンデンサＣ4の
電圧は、常に直流電圧Ｖdcの２／３となる。
す。図１との相違点は、電圧クランプ回路７２が３次巻
線５ｃ、４次巻線５ｄ、整流用ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，
Ｄ4 、ＭＯＳＦＥＴとしてのＦＥＴ1 、コンデンサ
Ｃ4 、保護用ダイオードＤ3 、保護用定電圧ダイオード
ＺＤ1 、エネルギー回生用トランスＴＲ1 およびスナバ
コンデンサＣ5 等から構成した点にある。なお、エネル
ギー回生用トランスＴＲ1 の巻数比は、電圧クランプ回
路７１の場合と同様とする。よって、コンデンサＣ4の
電圧は、常に直流電圧Ｖdcの２／３となる。
【００１７】電圧クランプ回路７２の作用について説明
する。インバータ回路３が動作を開始すると、コンデン
サＣ4 に漏れ電流が流れ電荷が蓄積される。同時に電流
検出器５の３次巻線５ｃ、４次巻線５ｄを流れる電流ｉ
B2，ｉB3の合成電流ｉB4によってＦＥＴ1 がＯＮし、ト
ランスＴＲ1 の巻数比の関係でコンデンサＣ4 の電圧が
直流電圧Ｖdcの２／３を越える場合に、整流用ダイオー
ドＤ4 を介してエネルギー回生用トランスＴＲ1 の２次
側に電流が流れる。この結果、コンデンサＣ4 の電圧を
直流電圧Ｖdcの２／３の電圧に保つことができるので、
電流供給回路を構成するトランジスタＴｒ1 ，Ｔｒ2 の
電圧印加分は、常に直流電圧Ｖdcの１／３となる。その
他の図１または図３と同じなので、詳細は省略する。
する。インバータ回路３が動作を開始すると、コンデン
サＣ4 に漏れ電流が流れ電荷が蓄積される。同時に電流
検出器５の３次巻線５ｃ、４次巻線５ｄを流れる電流ｉ
B2，ｉB3の合成電流ｉB4によってＦＥＴ1 がＯＮし、ト
ランスＴＲ1 の巻数比の関係でコンデンサＣ4 の電圧が
直流電圧Ｖdcの２／３を越える場合に、整流用ダイオー
ドＤ4 を介してエネルギー回生用トランスＴＲ1 の２次
側に電流が流れる。この結果、コンデンサＣ4 の電圧を
直流電圧Ｖdcの２／３の電圧に保つことができるので、
電流供給回路を構成するトランジスタＴｒ1 ，Ｔｒ2 の
電圧印加分は、常に直流電圧Ｖdcの１／３となる。その
他の図１または図３と同じなので、詳細は省略する。
【００１８】
【発明の効果】この発明によれば、従来のノイズ低減装
置にエネルギー回生機能を持った電圧クランプ回路を用
いるようにしたので、ノイズ低減装置での発生損失を電
力変換装置へ回生でき、損失を低減することが可能とな
る。また、電流制御素子の電源電圧を、電圧クランプ回
路を用いて常に直流電源電圧の１／３にできるので、電
流制御素子に漏れ電流と逆相の電流が流れるときの印加
電圧をほぼ零電圧にでき、素子での発生損失を低減でき
る。
置にエネルギー回生機能を持った電圧クランプ回路を用
いるようにしたので、ノイズ低減装置での発生損失を電
力変換装置へ回生でき、損失を低減することが可能とな
る。また、電流制御素子の電源電圧を、電圧クランプ回
路を用いて常に直流電源電圧の１／３にできるので、電
流制御素子に漏れ電流と逆相の電流が流れるときの印加
電圧をほぼ零電圧にでき、素子での発生損失を低減でき
る。
【００１９】例えば容量２２ｋＷ，入力電圧４００Ｖの
電力変換装置において、ノイズ低減装置での発生損失を
約１／８（約５８０Ｗから約７０Ｗ）に低減できる。さ
らに、電流供給回路にて使用する電流制御素子を低耐圧
の素子にすることができ、従来高耐圧のデバイスを使用
していた場合に比べて動作速度を増加できるため、電流
の補償効果が増大する。加えて、１ＭＨ以上の高周波領
域でもノイズを増加させることがなく、高周波フィルタ
を小型化できる。
電力変換装置において、ノイズ低減装置での発生損失を
約１／８（約５８０Ｗから約７０Ｗ）に低減できる。さ
らに、電流供給回路にて使用する電流制御素子を低耐圧
の素子にすることができ、従来高耐圧のデバイスを使用
していた場合に比べて動作速度を増加できるため、電流
の補償効果が増大する。加えて、１ＭＨ以上の高周波領
域でもノイズを増加させることがなく、高周波フィルタ
を小型化できる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図３】ノイズ低減装置の従来例を示す構成図である。
【図４】インバータの等価回路図である。
１…交流電源、２…整流器、３…インバータ回路、４…
モータ、５…電流検出器、５ａ，７ａ…１次巻線、５
ｂ，７ｂ…２次巻線、５ｃ…３次巻線、５ｄ…４次巻
線、６…電流供給回路、７１，７２…電圧クランプ回
路、８…ＯＮ／ＯＦＦ制御回路、Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 …トラ
ンジスタ、ＦＥＴ1 …ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体
形電界効果トランジスタ）、Ｑ1 〜Ｑ6 …スイッチング
素子、Ｃ0 〜Ｃ4 …コンデンサ、Ｒ1 ，Ｒ2 …分圧用抵
抗、ＺＤ1 …定電圧ダイオード、Ｄ1〜Ｄ4 …整流用ダ
イオード、Ｄ3 …保護用ダイオード、ＴＲ1 …エネルギ
ー回生用トランス。
モータ、５…電流検出器、５ａ，７ａ…１次巻線、５
ｂ，７ｂ…２次巻線、５ｃ…３次巻線、５ｄ…４次巻
線、６…電流供給回路、７１，７２…電圧クランプ回
路、８…ＯＮ／ＯＦＦ制御回路、Ｔｒ1 ，Ｔｒ2 …トラ
ンジスタ、ＦＥＴ1 …ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体
形電界効果トランジスタ）、Ｑ1 〜Ｑ6 …スイッチング
素子、Ｃ0 〜Ｃ4 …コンデンサ、Ｒ1 ，Ｒ2 …分圧用抵
抗、ＺＤ1 …定電圧ダイオード、Ｄ1〜Ｄ4 …整流用ダ
イオード、Ｄ3 …保護用ダイオード、ＴＲ1 …エネルギ
ー回生用トランス。
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源に接続された整流回路と、この
整流回路の直流出力端に接続されたインバータ回路とか
らなる電力変換装置に、この電力変換装置から接地に流
れる漏れ電流を検出する電流検出手段と、この電流検出
手段で検出した漏れ電流と逆相の電流を、前記電力変換
装置の漏れ電流が流れている線に供給する電流供給回路
とを設けてなる電力変換装置のノイズ低減装置におい
て、 前記電力変換装置の直流出力端子と前記電流供給回路と
の間に、エネルギー回生機能を持った電圧クランプ回路
を直列に接続したことを特徴とする電力変換装置のノイ
ズ低減装置。 - 【請求項２】 前記電圧クランプ回路は、クランプ電圧
値を保持するコンデンサと、このコンデンサの出力電圧
をモニタするためのクランプ電圧検出回路と、このクラ
ンプ電圧検出回路の出力信号に対応して動作するＯＮ／
ＯＦＦ制御回路と、このＯＮ／ＯＦＦ制御回路の出力信
号に応じて動作するスイッチング素子としての電界効果
トランジスタと、前記コンデンサに並列に接続されたエ
ネルギー回生用トランスと、このエネルギー回生用トラ
ンスの２次側に接続された整流ダイオードとからなるこ
とを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置のノイズ
低減装置。 - 【請求項３】 前記電圧クランプ回路は、クランプ電圧
値を保持するコンデンサと、このコンデンサに並列に接
続されたエネルギー回生用トランスと、このエネルギー
回生用トランスの２次側に接続された整流ダイオード
と、前記エネルギー回生用トランスの１次側に接続され
てエネルギー回生のタイミングを制御するスイッチング
素子としての電界効果トランジスタと、整流ダイオード
と前記電流検出手段で用いられるコモンモードリアクト
ルに巻かれた３次巻線，４次巻線とを有し、前記電界効
果トランジスタのゲート駆動信号を生成する両波整流器
とからなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換
装置のノイズ低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000302310A JP2002119065A (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | 電力変換装置のノイズ低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000302310A JP2002119065A (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | 電力変換装置のノイズ低減装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002119065A true JP2002119065A (ja) | 2002-04-19 |
Family
ID=18783683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000302310A Pending JP2002119065A (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | 電力変換装置のノイズ低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002119065A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004222421A (ja) * | 2003-01-15 | 2004-08-05 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011120440A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-06-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
-
2000
- 2000-10-02 JP JP2000302310A patent/JP2002119065A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004222421A (ja) * | 2003-01-15 | 2004-08-05 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011120440A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-06-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US8432710B2 (en) | 2009-10-28 | 2013-04-30 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion apparatus |
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