CN107534396A - 转换器以及使用该转换器的电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

转换器具备阳极和阴极分别与输入端子(T0)以及第1输出端子(T1)连接的第1二极管(D1)；阳极和阴极分别与第2输出端子(T2)以及输入端子(T0)连接的第2二极管(D2)；以及被连接在输入端子(T0)和第3输出端子(T3)之间的双向开关。双向开关包括第3二极管～第6二极管(D3～D6)以及晶体管(Q1)。第1二极管(D1)、第2二极管(D2)以及晶体管(Q)的各个由宽带隙半导体形成，第3二极管～第6二极管(D3～D6)的各个由宽带隙半导体以外的半导体形成。

Description

转换器以及使用该转换器的电力转换装置
技术领域
本发明涉及转换器以及使用该转换器的电力转换装置，特别涉及将交流电压转换成第1～第3直流电压的转换器以及使用该转换器的电力转换装置。
背景技术
在日本特开2011-78296号公报(专利文献1)中公开了转换器，该转换器具备四个晶体管和六个二极管，并将交流电压转换为高电压、低电压以及中间电压。在该转换器中，通过将六个二极管中的进行反向恢复动作的两个二极管由宽带隙半导体形成来实现降低恢复损失。并且，通过由宽带隙半导体以外的半导体形成不进行反向恢复动作的四个二极管，实现低成本。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-78296号公报
发明内容
发明所要解决的课题
但是，在以往的转换器中，由于半导体元件的数目多，因此存在装置大型化、成本高的问题。并且，四个晶体管中的损失大。
正因为如此，本发明的主要目的在于提供小型、低成本、低损失的转换器以及使用该转换器的电力转换装置。
用于解决课题的手段
本发明涉及的转换器将被施加到输入端子的交流电压转换为第1直流电压～第3直流电压，并分别输出到第1输出端子～第3输出端子，所述转换器包括：第1二极管，其阳极和阴极分别与输入端子和第1输出端子连接；第2二极管，其阳极和阴极分别与第2输出端子和输入端子连接；以及第1双向开关，被连接在输入端子与第3输出端子之间。第1直流电压比第2直流电压高，第3直流电压是第1直流电压与第2直流电压的中间电压。第1双向开关包括第3二极管～第6二极管以及第1晶体管。第3二极管和第4二极管的阳极分别与输入端子和第3输出端子连接，它们的阴极均与第1晶体管的第1电极连接。第5二极管和第6二极管的阴极分别与输入端子和第3输出端子连接，它们的阳极均与第1晶体管的第2电极连接。第1晶体管以预先确定的周期被导通和截止。第1二极管、上述第2二极管以及上述第1晶体管的各个由宽带隙半导体形成。第3二极管～第6二极管的各个由宽带隙半导体以外的半导体形成。
发明效果
本发明涉及的转换器由一个晶体管和六个二极管构成。因此，由于与以往相比半导体元件的数目少，因此能够实现装置的小型化、低成本化。并且，由于由宽带隙半导体形成进行反向恢复动作的第1以及第2二极管以及对电流进行开关的第1晶体管，因此能够实现开关损耗以及恢复损失的降低。由于由宽带隙半导体以外的半导体形成不进行反向恢复动作的第3～第6二极管，因此能够实现低成本化。
附图说明
图1是示出基于本发明的实施方式1的转换器的构成的电路图。
图2是示出对图1所示的晶体管进行控制的PWM信号的波形的时序图。
图3是用于说明图1所示的晶体管的开关损耗的时序图。
图4是示出图1所示的转换器所包含的半导体模块的构成的框图。
图5是示出具备图1所示的转换器的无停电电源装置的构成的电路框图。
图6是示出基于本发明的实施方式2的无停电电源装置所包括的逆变器的构成的电路图。
图7是示出对图6所示的四个晶体管进行控制的四个PWM信号的波形的时序图。
图8是用于说明在图6所示的逆变器中流动的电流的电路图。
图9是示出在图6所示的逆变器中流动的电流的时序图。
图10是示出图6所示的逆变器包括的半导体模块的构成的框图。
图11是示出基于本发明的实施方式3的逆变器的构成的电路图。
图12是示出基于本发明的实施方式4的逆变器的构成的电路图。
图13是示出基于本发明的实施方式5的无停电电源装置的构成的电路框图。
图14是示出图13所示的转换器以及逆变器的构成的电路图。
图15是示出图13所示的双向斩波器的构成的电路图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是示出基于本发明的实施方式1的转换器的构成的电路图。在图1中，该转换器具备输入端子T0、输出端子T1～T3、二极管D1～D6以及晶体管Q1。
输入端子T0例如从商用交流电源10接受商用频率的交流电压VAC。在输出端子T1、T3分别连接电池B1的正极和负极。在输出端子T3、T2分别连接电池B2的正极和负极。电池B1、B2的每个储存直流电力。电池B1和B2被充电到相同值的直流电压。
当将输出端子T1、T2、T3的电压分别设为直流电压V1、V2、V3时，变为V1>V3>V2，成为V3＝(V1+V2)/2。该转换器是将施加到输入端子T0的交流电压VAC转换为直流电压V1～V3并分别输出到输出端子T1～T3的装置。此外，如果输出端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压以及0V。
二极管D1、D2的每个是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管。二极管D1、D2的各自的额定电流例如是600A，比二极管D3～D6以及晶体管Q1的各自的额定电流大。
二极管D3～D6的各个使用作为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)形成。二极管D3～D6的各自的额定电流例如是450A。
晶体管Q1是使用作为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)形成的N沟道MOS晶体管。晶体管Q1的额定电流例如是500A。
对于如上面这样二极管D1和D2的规格、二极管D3～D6的规格、晶体管Q1的规格不同的理由在后面叙述。
二极管D1的阳极与输入端子T0连接，其阴极与输出端子T1(第1输出端子)连接。二极管D2的阳极与输出端子T2(第2输出端子)连接，其阴极与输入端子T0连接。
二极管D3、D4的阳极分别与输入端子T0以及输出端子T3(第3输出端子)连接，它们的阴极被彼此连接。二极管D5、D6的阴极分别与输入端子T0以及输出端子T3连接，它们的阴极被彼此连接。
晶体管Q1的漏极(第1电极)与二极管D3、D4的阴极连接，其源极(第2电极)与二极管D5、D6的阴极连接。二极管D3～D6以及晶体管Q1构成被连接在输入端子T0和输出端子T3之间的第1双向开关。
接着，对该转换器的动作进行说明。在晶体管Q1的栅极被从控制装置(未图示)付与PWM(pulse width modulation；脉宽调制)信号φ1。图2的(a)～(d)是示出PWM信号φ1的生成方法以及波形的图。特别是，图2的(a)示出正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图2的(b)～(d)分别示出PWM信号φ1A、φ1B、φ1的波形。
在图2的(a)～(d)中，正弦波指令值信号CM的频率例如是商用频率。正弦波指令值信号CM的相位例如与商用频率的交流电压VAC的相位相同。载波信号CA1、CA2的周期以及相位是相同的。载波信号CA1、CA2的周期与正弦波指令值信号CM的周期比足够小。
对正弦波指令值信号CM的电平和正侧三角波载波信号CA1的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平高的情况下，PWM信号φ1B被设为“低”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平低的情况下，PWM信号φ1B被设为“高”电平。
因此，在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，PWM信号φ1B与载波信号CA1同步地被设为“高”电平以及“低”电平，在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，PWM信号φ1B被固定为“高”电平。
比较正弦波指令值信号CM的电平与负侧三角波载波信号CA2的电平的高低。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平高的情况下，PWM信号φ1A被设为“高”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平低的情况下，PWM信号φ1A被设为“低”电平。
因此，在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，PWM信号φ1A被固定为“高”电平。在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，PWM信号φ1A与载波信号CA2同步地被设为“高”电平以及“低”电平。PWM信号φ1成为PWM信号φ1A、φ1B的与信号。PWM信号φ1与载波信号CA1、CA2同步地被设为“高”电平以及“低”电平。
PWM信号在一个周期内被设为“高”电平的时间与PWM信号的一个周期的时间之比被称为占空比。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，在正弦波指令值信号CM的正的峰值(90度)附近变为最小，随着从峰值脱离而增大，在0度附近与180度附近变为最大。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，在正弦波指令值信号CM的负的峰值(270度)附近最小，随着从峰值脱离而增大，在180度附近与360度附近变为最大。
接着，对在转换器的动作时在二极管D1～D6以及晶体管Q1的各个中流过的电流进行说明。设为功率因数是1.0、正弦波指令值信号CM与交流电压VAC的相位一致。在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，当晶体管Q1被截止时，与交流电压VAC的电平相应的电平的电流I1从输入端子T0经由二极管D1流入到输出端子T1，当晶体管Q1被导通时，在从输入端子T0经由二极管D3、晶体管Q1以及二极管D6到输出端子T3的路径上流动对电流I1进行补充的电平的电流I1A。
在该期间中，在二极管D1～D6以及晶体管Q1中，流过二极管D1的电流的有效值变得最大，另外，在晶体管Q1中产生开关损耗。每当晶体管Q1从截止状态变化为导通状态时，在二极管D1上被施加反向偏置电压，二极管D1进行反向恢复动作。在该期间中，在二极管D2、D4、D5中不流动电流。
在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，当晶体管Q1被截止时，与交流电压VAC的电平相应的电平的电流I2从输出端子T2经由二极管D2流入到输入端子T0，当晶体管Q1导通时，在从输出端子T3经由二极管D4、晶体管Q1以及二极管D5在到输入端子T0的路径上流动对电流I2进行补充的电平的电流I2A。
在该期间，在二极管D1～D6以及晶体管Q1中，在二极管D2中流动的电流的有效值最大，另外，在晶体管Q1中产生开关损耗。每当晶体管Q1从截止状态变化为导通状态时，二极管D2被施加反向偏置电压，二极管D2进行反向恢复动作。在该期间，在二极管D1、D3、D6中不流动电流。
进行总结，在二极管D1、D2中流动大的电流，二极管D1、D2进行反向恢复动作。在二极管D3～D6中流动比二极管D1、D2小的电流，二极管D3～D6不进行反向恢复动作。在晶体管Q1中流动电流，在晶体管Q1中产生开关损耗。
因此，如上述那样，作为二极管D1、D2使用为宽带隙半导体的SiC来形成，通过使用额定电流大的值(例如600A)的肖特基势垒二极管，来实现反向恢复动作时的恢复损失的降低。作为二极管D3～D6使用为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成，使用额定电流小的值(例如450A)的二极管实现低成本化。
并且，作为晶体管Q1使用为宽带隙半导体的SiC来形成，通过使用额定电流大的值(例如500A)的N沟道MOS晶体管，实现开关损耗的降低。
图3的(a)是示出使用Si来形成的N沟道MOS晶体管(称为Si晶体管)的开关动作的时序图，图3的(b)是示出使用SiC来形成的N沟道MOS晶体管(称为SiC晶体管)的开关动作的时序图。
在图3的(a)、(b)中，设为在初始状态下栅极信号(未图示)被设为“高”电平而晶体管导通，在晶体管中流动固定的电流I，漏极-源极间电压Vds是0V。当在某时刻使栅极信号从“高”电平下降到“低”电平而使晶体管截止时，电流I减小，电压Vds增大。
如图3的(a)、(b)可知，在Si晶体管中电流I从开始下降到变为0A的时间Ta比在SiC晶体管中电流I开始下降到变为0A的时间Tb长。在Si晶体管中，电流I在到达某值之前迅速地降低，从该值变为0A的时间需要长时间。在从某值变为0A为止流动的电流被称为尾电流。
与此相对，在SiC晶体管中，电流I迅速的降低，产生若干的过冲。晶体管的开关损耗是电流I与电压Vds的积，与图中的划斜线的部分的面积对应。因此，SiC晶体管的开关损耗比Si晶体管的开关损耗小。
图4是示出图1所示的转换器的外观的图。在图4中，转换器具备一个半导体模块M1。在半导体模块M1的内部设置有二极管D1～D4和晶体管Q1。在半导体模块M1的外部设置有输入端子T0与输出端子T1～T3。并且，在半导体模块M1的外部设置有用于向晶体管Q1的栅极付与PWM信号φ1的信号端子，但为了简化附图，信号端子的图示被省略。
图5是示出具备图1所示的转换器的无停电电源装置的构成的电路框图。在图5中，无停电电源装置具备输入滤波器1、转换器2、直流正母线L1、直流负母线L2、直流中性点母线L3、电容器C1、C2、逆变器3、输出滤波器4、双向斩波器5以及控制装置6。
输入滤波器1是低通滤波器，使来自商用交流电源10的商用频率的交流电力通过转换器2的输入端子T0，并防止在转换器2产生的载波频率的信号通过商用交流电源10侧。
直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3的一端分别与转换器2的输出端子T1、T2、T3连接，它们的另一端分别与逆变器3的三个输入端子连接。电容器C1被连接在母线L1、L3间，电容器C2被连接在母线L3、L2间。母线L1、L3分别与电池B1的正极以及负极连接，母线L3、L2分别与电池B2的正极以及负极连接。
如图1所示，转换器2包括输入端子T0、输出端子T1～T3、二极管D1～D6以及晶体管Q1，被来自控制装置5的PWM信号φ1控制。
转换器2在被从商用交流电源10正常地供应交流电力的通常时，将从商用交流电源10经由输入滤波器1供应的交流电力转换为直流电力，将该直流电力供应给电池B1、B2的各个，并供应给逆变器3。电池B1、B2的各个储蓄直流电力。
换言之，转换器2被从控制装置5付与的PWM信号φ1控制，基于从商用交流电源10经由输入滤波器1而供应的交流电压VAC生成直流电压V1～V3，并将所生成的直流电压V1～V3分别施加到直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3。此外，如果将输出端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压、0V。直流电压V1～V3通过电容器C1、C2被平滑化。直流电压V1～V3被供应给电池B1、B2以及逆变器3。当来自商用交流电源10的交流电力的供应被停止了的停电时，晶体管Q1被固定于截止状态而转换器2的运行停止。
逆变器3在从商用交流电源10正常地供应交流电力的通常时，将由转换器2生成的直流电力转换为交流电力，在来自商用交流电源10的交流电力的供应被停止了的停电时，将电池B1、B2的直流电力转换为交流电力。
换言之，逆变器3在通常时基于从转换器2经由母线L1～L3供应的直流电压V1～V3来生成3电平的交流电压，在停电时基于从电池B1、B2经由母线L1～L3供应的直流电压V1～V3生成3电平的交流电压。
输出滤波器4被连接在逆变器3的输出端子与负载11之间。输出滤波器4是低通滤波器，使从逆变器3输出的交流电力中的商用频率的交流电力通过负载11，并防止在逆变器3产生的载波频率的信号通过负载11侧。换言之，输出滤波器4将逆变器3的输出电压转换为商用频率的正弦波并供应给负载11。
控制装置5一边监视来自商用交流电源10的交流电压、被输出到负载11的交流电压、直流电压V1～V3等，一边供应PWM信号，由此对转换器2以及逆变器3进行控制。
接着，对该无停电电源装置的动作进行说明。在从商用交流电源10正常地供应交流电力的通常时，来自商用交流电源10的交流电力经由输入滤波器1被供应给转换器2，并通过转换器2转换成直流电力。由转换器2生成的直流电力被储蓄到电池B1、B2中，同时被供应给逆变器3，通过逆变器3被转换成商用频率的交流电力。由逆变器3生成的交流电力经由输出滤波器4被供应给负载11，负载11运行。
当来自商用交流电源10的交流电力的供应被停止了的停电时，转换器2的运行被停止，并且电池B1、B2的直流电力被供应到逆变器3，通过逆变器3转换成商用频率的交流电力。在逆变器3中生成的交流电力经由输出滤波器4被供应到负载11，继续负载11的运行。
因此，即使在发生了停电的情况下，只要在电池B1、B2中储蓄直流电力，也继续负载11的运行。在来自商用交流电源10的交流电力的供应被再次开始的情况下，再次开始转换器2的运行，由转换器2生成的直流电力被供应到电池B1、B2以及逆变器3，并恢复到原来的状态。
如以上那样，在该实施方式1中，由于通过一个晶体管Q1和六个二极管D1～D6构成了转换器，因此与以往比能够减少半导体元件的数目，实现装置的小型化、低成本化。并且，由于由宽带隙半导体形成了进行反向恢复动作的二极管D1、D2以及对电流进行开关的晶体管Q1，因此能够实现恢复损失以及开关损耗的降低。并且，由于由宽带隙半导体以外的半导体形成了不进行反向恢复动作的二极管D3～D6，因此能够实现低成本化。
此外，在该实施方式1中，作为宽带隙半导体而使用了SiC，但并不限于此，只要是宽带隙半导体即可，使用其他任何的半导体都可以。例如，使用GaN(氮化镓)作为宽带隙半导体。
[实施方式2]
图6是示出基于本发明的实施方式2的无停电电源装置所包括的逆变器3的构成的电路框图。无停电电源装置的整体构成如由图5所示的那样。无停电电源装置所包括的转换器2是图1所示的转换器。在图6中，该逆变器3具备输入端子T11～T13(第1～第3输出端子)、输出端子T14(第1～第3输出端子)、晶体管Q11～Q14(第2～第5晶体管)以及二极管D11～D14(第7～第10二极管)。
输入端子T11～T13分别与图5的直流正母线L1、直流负母线L2、直流中性点母线L3连接。输入端子T11、T13分别连接电池B1的正极和负极。输入端子T13、T12分别连接电池B2的正极和负极。电池B1、B2的各个输出直流电压。电池B1的输出电压与电池B2的输出电压相等。因此，输入端子T11、T12、T13分别被施加直流电压V1、V2、V3，为V1>V3>V2，为V3＝(V1+V2)/2。该逆变器将被施加到输入端子T11～T13的直流电压V1～V3转换为3电平的交流电压V4并输出给输出端子T14。此外，如果将输入端子T13接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压以及0V。
晶体管Q11、Q12的各个是使用为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)而形成的N沟道MOS晶体管。晶体管Q11、Q12的各自的额定电流例如是600A，比晶体管Q13、Q14以及二极管D11～D14的各自的额定电流大。
晶体管Q13、Q14的各个是使用为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)而形成的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。晶体管Q13、Q14的各自的额定电流例如是450A。
二极管D11、D12的各个使用为宽带隙半导体以外的半导体的Si(硅)来形成。二极管D11、D12的各自的额定电流例如是300A。
二极管D13、D14的各个是使用为宽带隙半导体的SiC(碳化硅)来形成的肖特基势垒二极管。二极管D13、D14的各自的额定电流例如是500A。晶体管Q11、Q12的额定电流比晶体管Q13、Q14以及二极管D11～D14的各自的额定电流大。
对于如这样的晶体管Q11、Q12的规格与晶体管Q13、Q14的规格不同、二极管D11、D12的规格与二极管D13、D14的规格不同的理由在后面叙述。
晶体管Q11的漏极(第1电极)与输入端子T11(第1输出端子)连接，其源极(第2电极)与输出端子T14(第4输出端子)连接。二极管D11的阳极与输出端子T14连接，其阴极与输入端子T11连接。
晶体管Q12的漏极与输出端子T14连接，其源极与输入端子T12(第2输出端子)连接。二极管D6的阳极与输入端子T12连接，其阴极与输出端子T14连接。即，二极管D11、D12分别与晶体管Q11、Q12反向并联连接。
晶体管Q13、Q14的集电极(第1电极)彼此连接，晶体管Q13、Q14的发射极(第2电极)分别与输入端子T13(第3输出端子)以及输出端子T14连接。二极管D13、D14的阴极均与晶体管Q13、Q14的集电极连接，它们的阳极分别与输入端子T13以及输出端子T14连接。即，二极管D13、D14分别与晶体管Q13、Q14反向并联连接。晶体管Q13、Q14以及二极管D13、D14构成被连接到输入端子T13与输出端子T14之间的第2双向开关。
接着，对该逆变器的动作进行说明。在晶体管Q11～Q14的栅极被从控制装置5分别付与PWM信号φ11～φ14。图7的(a)～(e)是示出PWM信号φ11～φ14的生成方法以及波形的图。特别是，图7的(a)示出正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图7的(b)～(e)分别示出PWM信号φ11、φ14、φ13、φ12的波形。
在图7的(a)～(e)中，正弦波指令值信号CM的频率例如是商用频率。载波信号CA1、CA2的周期以及相位是相同的。载波信号CA1、CA2的周期与正弦波指令值信号CM的周期比充分小。
比较正弦波指令值信号CM的电平与正侧三角波载波信号CA1的电平的高低。当正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平高的情况下，PWM信号φ11、φ13分别被设为“高”电平以及“低”电平。当正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平低的情况下，PWM信号φ11、φ13分别被设为“低”电平以及“高”电平。
因此，在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，PWM信号φ11和φ13与载波信号CA1同步地交替被设为“高”电平，晶体管Q11与Q13被交替地导通。另外，在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，PWM信号φ11、φ13分别被固定为“低”电平以及“高”电平，晶体管Q11被固定为截止状态，并且晶体管Q13被固定为导通状态。
比较正弦波指令值信号CM的电平与负侧三角波载波信号CA2的电平的高低。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平高的情况下，PWM信号φ12、φ14分别被设为“低”电平以及“高”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平低的情况下，PWM信号φ12、φ14分别被设为“高”电平以及“低”电平。
因此，在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，PWM信号φ12、φ14分别被固定为“低”电平以及“高”电平，晶体管Q12被固定为截止状态，并且晶体管Q14被固定为导通状态。另外，在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，PWM信号φ12和φ14与载波信号CA2同步地交替被设为“高”电平，晶体管Q12和Q14被交替地导通。
PWM信号在一个周期内被设为“高”电平的时间与PWM信号的一个周期的时间之比被称为占空比。PWM信号φ11的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，在正弦波指令值信号CM的正的峰值(90度)附近最大，随着从峰值离开而减小，在0度附近与180度附近变为0。PWM信号φ11的占空比在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间被固定为0。PWM信号φ13是PWM信号φ11的互补信号。
PWM信号φ12的占空比在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间被固定为0。PWM信号φ12的占空比在正弦波指令值信号CM的负的峰值(270度)附近最大，随着从峰值离开而减小，在180度附近与360度附近变为0。PWM信号φ12的占空比在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间被固定为0。PWM信号φ14是PWM信号φ12的互补信号。
接着，对当逆变器的动作时在晶体管Q11～Q14以及二极管D11～D14的各个中流动的电流进行说明。如图8所示，将从输入端子T11向输出端子T14流动的电流设为I11，将从输出端子T14向输入端子T12流入的电流设为I12，将从输入端子T13向输出端子T14流入的电流设为I13，将从输出端子T14向输入端子T13流入的电流设为I14。
图9的(a)～(i)是示出逆变器的动作的时序图。特别是图9的(a)示出正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图9的(b)、(d)、(f)、(h)分别示出PWM信号φ11、φ14、φ13、φ12的波形，图9的(c)、(e)、(g)、(i)分别示出电流I11、I14、I13、I12的波形。电流I11～I14中的正的电流示出在晶体管Q中流动的电流，负的电流示出在二极管D中流动的电流。另外，示出功率因数是1.0的情况。
在图9的(a)～(i)中，在正弦波指令值信号CM的电平是正的期间，PWM信号φ14、φ12分别被固定为“高”电平以及“低”电平，PWM信号φ11和φ13被交替地设为“高”电平。因此，晶体管Q14、Q12分别被固定为导通状态以及截止状态，晶体管Q11与Q13被交替地导通，在输出端子T14交替地呈现直流电压V1和V3。
在该期间，当晶体管Q11被导通时流动与晶体管Q11的导通时间相应的电平的电流I11，当晶体管Q11被截止时在二极管D13以及晶体管Q14的路径中流动补充电流I11的电平的电流I13。
晶体管Q12由于被固定为截止状态，因此在晶体管Q12中不流动电流，在晶体管Q12中不产生开关损耗。晶体管Q13被导通/截止，在二极管D13中流动电流，在晶体管Q13中不流动电流，因此在晶体管Q13中不产生开关损耗。晶体管Q14由于被固定为导通状态，因此在晶体管Q14中流动电流，但在晶体管Q14中不产生开关损耗。因此，在该期间，在晶体管Q11～Q14中，在晶体管Q11中流动的电流的有效值最大，晶体管Q11中的开关损耗也最大。
每当晶体管Q11从截止状态变化到导通状态，在二极管D13上都被施加反向偏置电压，二极管D13进行反向恢复动作。在该期间，在其他的二极管D11、D12、D14中不流动电流。
在正弦波指令值信号CM的电平是负的期间，PWM信号φ13、φ11分别被固定为“高”电平以及“低”电平，PWM信号φ12与φ14交替地被设为“高”电平。因此，晶体管Q13、Q11分别被固定为导通状态以及截止状态，晶体管Q12与Q14被交替地导通，在输出端子T14上交替地呈现直流电压V2和V3。
在该期间，当晶体管Q12导通时流动与晶体管Q12的导通时间相应的电平的电流I12，当晶体管Q12被截止时在二极管D14以及晶体管Q13的路径中流动电流I13。
晶体管Q11由于被固定为截止状态，因此在晶体管Q11中不流动电流，在晶体管Q11中不产生开关损耗。晶体管Q1被导通/截止，但由于在二极管D12中流动电流，在晶体管Q14中不流动电流，因此在晶体管Q14中不产生开关损耗。晶体管Q13由于被固定在导通状态，因此在晶体管Q13中流动电流，但在晶体管Q13中不产生开关损耗。因此，在该期间，在晶体管Q11～Q14中，在晶体管Q12中流动的电流的有效值最大，晶体管Q12中的开关损耗最大。
另外，每当晶体管Q12从截止状态变化为导通状态，在二极管D14上都被施加反向偏置电压，二极管D14进行反向恢复动作。另外，在该期间，在其他二极管D11、D12、D13中不流动电流。
进行总结，在晶体管Q11、Q12中流动大的电流，在晶体管Q11、Q12中产生开关损耗。在晶体管Q13、Q14中流动比晶体管Q11、Q12小的电流，在晶体管Q13、Q14中不产生开关损耗。
因此，如上述那样，作为晶体管Q11、Q12使用为宽带隙半导体的SiC来形成，通过使用额定电流为大的值(例如600A)的N沟道MOS晶体管，来实现降低开关损耗。另外，作为晶体管Q13、Q14使用为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成，使用额定电流小的值(例如450A)的IGBT来实现低成本化。
在二极管D13、D14中流动与晶体管Q13、Q14相同程度的电流，二极管D13、D14进行反向恢复动作。在二极管D11、D12中不流动电流。此外，如公知的那样，在作为负载而使用电感器的情况下，为了保护晶体管Q11、Q12不被电感器产生的电压影响而设置有二极管D11、D12。
因此，如上述那样，作为二极管D13、D14，使用为宽带隙半导体的SiC来形成，通过使用额定电流为与晶体管Q13、Q14相同程度的值(例如500A)的肖特基势垒二极管，实现反向恢复动作时的恢复损失的降低。作为二极管D11、D12使用为宽带隙半导体以外的半导体的Si来形成，使用额定电流为小的值(例如300A)的二极管，实现低成本化。
图10是示出图6所示的逆变器3的外观的图。在图10中，逆变器3具备一个半导体模块M2。在半导体模块M2的内部设置有晶体管Q11～Q14以及二极管D11～D14。在半导体模块M2的外部设置有输入端子T11～T13和输出端子T14。并且，在半导体模块M2的外部设置有用于向晶体管Q11～Q14的栅极付与PWM信号φ11～φ14的四个信号端子，但为了简化附图，四个信号端子的图示被省略。
如以上那样，在该实施方式2中，作为对电流进行接通/断开的晶体管Q11、Q12而使用由宽带隙半导体形成的N沟道MOS晶体管，作为不对电流进行接通/断开的晶体管Q13、Q14使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的IGBT，因此能够实现开关损耗的降低化和低成本化。
并且，作为进行反向恢复动作的二极管D13、D14而使用由宽带隙半导体形成的肖特基势垒二极管，作为不进行反向恢复动作的二极管D11、D12而使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的二极管，因此能够实现恢复损失的降低化和低成本化。
此外，在该实施方式2中，作为宽带隙半导体使用了SiC，但并不限于此，只要是宽带隙半导体即可，即使使用其他任何半导体都可以。例如，作为宽带隙半导体可以使用GaN(氮化镓)。
[实施方式3]
图11是示出基于本发明的实施方式3的逆变器的构成的电路图，是与图6对比的图。参照图11，该逆变器与图6的逆变器3不同之处在于，晶体管Q13以及二极管D13的并联连接体与晶体管Q14以及二极管D14的并联连接体进行了置换。
晶体管Q13、Q14的发射极被彼此连接，它们的集电极分别与输入端子T13以及输出端子T14连接。晶体管Q11～Q14分别被PWM信号φ11～φ14控制。在向输出端子T14交替地输出直流电压V1、V3的情况下，晶体管Q14被导通，并且晶体管Q11、Q13被交替地导通。另外，在向输出端子T14交替地输出直流电压V2、V3的情况下，晶体管Q13被导通，并且晶体管Q12、Q14被交替地导通。
由于其他的构成以及动作与实施方式2是相同的，因此不再重复其说明。即使在该实施方式3中也能够得到与实施方式2相同的效果。
[实施方式4]
图12是示出基于本发明的实施方式4的逆变器的构成的电路图，是与图6对比的图。参照图12，该逆变器与图6的逆变器3不同之处在于，晶体管Q13、Q14的集电极与二极管D13、D14的阴极割离，晶体管Q13的集电极与二极管D14的阴极连接，晶体管Q14的集电极与二极管D13的阴极连接。
晶体管Q11～Q14分别被PWM信号φ11～φ14控制。在向输出端子T14交替地输出直流电压V1、V3的情况下，晶体管Q14被导通，并且晶体管Q11、Q13被交替地导通。另外，在向输出端子T14交替地输出直流电压V2、V3的情况下，晶体管Q13被导通，并且晶体管Q12、Q14被交替地导通。
由于其他的构成以及动作是与实施方式2相同的，因此不再重复其说明。即使在该实施方式4中也能够得到与实施方式2相同的效果。
[实施方式5]
图13是示出基于本发明的实施方式5的无停电电源装置的构成的电路框图。图14是示出图13所示的转换器22以及逆变器24的构成的电路图。图15是示出图13所示的双向斩波器23的构成的电路图。在图13～图15中，无停电电源装置包括输入滤波器21、转换器22、直流正母线L1、直流负母线L2、直流中性点母线L3、电容器C1、C2、双向斩波器23、逆变器24以及输出滤波器25。为了简化附图，对转换器22、双向斩波器23以及逆变器24进行控制的控制装置的图示被省略。
输入滤波器21包括电抗器31～33以及电容器34～36。电抗器31～33的一个端子分别接受来自商用交流电源20的三相交流电压VU、VV、VW，它们的另一个端子与转换器22的输入端子T0a～T0c连接。电容器34～36的一个电极分别与电抗器31～33的一个端子连接，它们的另一个电极均与中性点NP连接。电抗器31～33以及电容器34～36构成低通滤波器。输入滤波器21使来自商用交流电源20的商用频率的三相交流电力通过转换器22，并防止在转换器22中产生的载波频率的信号通过商用交流电源20侧。
直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3的一端分别与转换器22的输出端子T1、T2、T3连接，它们的另一端分别与逆变器24的输入端子T11、T12、T13连接。电容器C1被连接在母线L1、L3间，电容器C2被连接在母线L3、L2间。母线L1～L3经由双向斩波器23与电池B11连接。
如图14所示，转换器22包括输入端子T0a～T0c、输出端子T1～T3、二极管D1a～D1c、D2a～D2c以及双向开关S1a～S1c。输入端子T0a～T0c分别从商用交流电源20接受经由输入滤波器21而被供应的三相交流电压VU、VV、VW。二极管D1a～D1c的阳极分别与输入端子T0a～T0c连接，它们的阴极均与输出端子T1连接。二极管D2a～D2c的阳极均与输出端子T2连接，它们的阴极分别与输入端子T0a～T0c连接。
双向开关S1a～S1c的一个端子分别与输入端子T0a～T0c连接，它们的另一端子均与输出端子T3连接。双向开关S1a～S1c的各个如图1所示包括二极管D3～D6以及N沟道MOS晶体管Q1。
二极管D3的阳极以及二极管D5的阴极均与输入端子T0a(或者T0b、或者T0c)连接。二极管D4的阳极以及二极管D6的阴极均与输出端子T3连接。二极管D3、D4的阴极彼此连接，二极管D5、D6的阳极彼此连接。晶体管Q1的漏极与二极管D3、D4的阴极连接，晶体管Q1的源极与二极管D5、D6的阳极连接。
双向开关S1a～S1c的晶体管Q1被来自控制装置(未图示)的PWM信号φ1a、φ1b、φ1c分别控制。PWM信号φ1a、φ1b、φ1c的波形是与图2的(d)所示的PWM信号φ1同样的。PWM信号φ1a、φ1b、φ1c的相位分别与三相交流电压VU、VV、VW的相位同步，分别错开120度。
即，输入端子T0a、输出端子T1～T3、二极管D1a、D2a以及双向开关S1a构成图1所示的转换器，将交流电压VU转换为直流电压V1～V3并输出给输出端子T1～T3。输入端子T0b、输出端子T1～T3、二极管D1b、D2b以及双向开关S1b构成图1所示的转换器，将交流电压VV转换成直流电压V1～V3并输出给输出端子T1～T3。输入端子T0c、输出端子T1～T3、二极管D1c、D2c以及双向开关S1c构成图1所示的转换器，将交流电压VW转换成直流电压V1～V3并输出给输出端子T1～T3。转换器22将三相交流电压VU、VV、VW转换为直流电压V1～V3并输出到输出端子T1～T3。
如在实施方式1中说明的那样，二极管D1a～D1c、D2a～D2c与双向开关S1a～S1c的晶体管Q1由宽带隙半导体形成，双向开关S1a～S1c的二极管D3～D6由宽带隙半导体以外的半导体形成。二极管D1a～D1c、D2a～D2c的各自的额定电流比二极管D3～D6以及晶体管Q1的各自的额定电流大。
转换器22在被从商用交流电源20正常地供应三相交流电力的通常时，将从商用交流电源20经由输入滤波器21供应的三相交流电力转换为直流电力，将该直流电力经由双向斩波器23供应给电池B11，并供应给逆变器24。电池B11储蓄直流电力。
换言之，转换器20被从控制装置(未图示)付与的PWM信号φ1a、φ1b、φ1c控制，基于从商用交流电源20经由输入滤波器21供应的三相交流电压VU、VV、VW生成直流电压V1～V3，并将所生成的直流电压V1～V3分别施加到直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3。此外，如果将输出端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压、0V。直流电压V1～V3通过电容器C1、C2被平滑化。直流电压V1～V3经由双向斩波器23被供应给电池B11，并被供应给逆变器24。当被停止供应来自商用交流电源20的交流电力的停电时，晶体管Q1被固定为截止状态，转换器22的运行停止。
双向斩波器23在被从商用交流电源20供应三相交流电力的情况下，从电容器C1、C2向电池B11供应直流电力，在被从商用交流电源20停止供应三相交流电力的情况下、即停电时，从电池B11向电容器C1、C2供应直流电力。
即，如图15所示，双向斩波器23包括端子T21～T25、晶体管Q21～Q24、二极管D21～D24以及正常模式电抗器(直流电抗器)40。端子T21～T23分别与直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3连接。端子T24、T25分别与电池B11的正极以及负极连接。
晶体管Q21、Q22在端子T21、T23间被串联连接，晶体管Q23、Q24在端子T23、T22间被串联连接。二极管D21～D24分别与晶体管Q21～Q24反向并联连接。正常模式电抗器40包括连接在晶体管Q21、Q22间的节点与端子T24之间的线圈41以及连接在端子T25与晶体管Q23、Q24间的节点之间的线圈42。
晶体管Q21～Q24的各个是使用宽带隙半导体以外的半导体、即Si(硅)而形成的IGBT。二极管D21～D24的各个使用宽带隙半导体以外的半导体、即Si(硅)来形成。
在从商用交流电源20供应三相交流电力的情况下，从电容器C1、C2经由双向斩波器23向电池B11供应直流电力，电池B11被充电。该情况下，晶体管Q22、Q23被固定为截止状态，晶体管Q21、Q24被交替地导通。
即，在第1电池充电模式下，晶体管Q22～Q24截止，并且晶体管Q21导通。由此，从端子T21经由晶体管Q21、线圈41、电池B11、线圈42以及二极管D23向端子T23流入电流，电容器C1被放电，并且电池B11被充电。
另外，在第2电池充电模式中，晶体管Q22、Q23截止，并且晶体管Q21、Q24导通。由此，从端子T21经由晶体管Q21、线圈41、电池B11、线圈42以及晶体管Q24向端子T22流入电流，电容器C1、C2被放电，电池B11被充电。
在第3电池充电模式中，晶体管Q21～Q23截止，并且晶体管Q24导通。由此，从端子T23经由二极管D22、线圈41、电池B11、线圈42以及晶体管Q24向端子T22流入电流，电容器C2被放电，并且电池B11被充电。
第1电池充电模式和第3电池充电模式被交替地进行。在第1电池充电模式和第3电池充电模式的之间的期间，储蓄在线圈41、42中的电磁能量被释放，在二极管D22、线圈41、电池B11、线圈42以及二极管D23的路径中流动电流，电池B11被充电。第2电池充电模式是第1电池充电模式与第3电池充电模式相重叠的模式。
在停止供应来自商用交流电源20的三相交流电力的情况下，从电池B11经由双向斩波器23向电容器C1、C2供应直流电力，电容器C1、C2被充电。该情况下，晶体管Q21、Q24被固定为截止状态，晶体管Q22、Q23被交替地导通。
即，在第1电池放电模式中，晶体管Q21、Q23、Q24截止，并且晶体管Q22导通。由此，从电池B11的正电极经由线圈41、晶体管Q22、电容器C2、二极管D24以及线圈42向电池B11的负电极流动电流，电池B11被放电，并且电容器C2被充电。
在第2电池放电模式中，晶体管Q21～Q24截止。由此，从电池B11的正电极经由线圈41、二极管D21、电容器C1、C2、二极管D24以及线圈42向电池B11的负电极流动电流，电池B11被放电，电容器C1、C2被充电。
在第3电池放电模式中，晶体管Q21、Q22、Q24截止，并且晶体管Q23导通。由此，从电池B11的正电极经由线圈41、二极管D21、电容器C1、晶体管Q23以及线圈42向电池B11的负电极流动电流，电池B11被放电，电容器C1被充电。
第1电池放电模式和第3电池放电模式被交替地进行。在第1电池放电模式与第3电池放电模式的之间的期间，在端子T21、T22间的电压比电池B11的电压低的情况下，进行第2电池放电模式。
如图14所示，逆变器24包括输入端子T11～T13、输出端子T14a～T14c、晶体管Q11a～Q11c、Q12a～Q12c、二极管D11a～D11c、D12a～D12c以及双向开关S2a～S2c。输入端子T11～T13分别与直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3连接。
晶体管Q11a～Q11c的漏极均与输入端子T11连接，它们的源极分别与输出端子T14a～T14c连接。晶体管Q12a～Q12c的漏极分别与输出端子T14a～T14c连接，它们的源极均与输入端子T12连接。二极管D11a～D11c、D12a～D12c分别与晶体管Q11a～Q11c、Q12a～Q12c反向并联连接。
双向开关S2a～S2c的一个端子均与输入端子T13连接，它们的另一个端子分别与输出端子T14a～T14c连接。双向开关S2a～S2c的各个如在图6中所示的那样，包括晶体管Q13、Q14以及二极管D13、D14。
晶体管Q13、Q14的集电极彼此连接，晶体管Q13的发射极与输入端子T13连接，晶体管Q14的发射极与输出端子T14a(或者T14b、或者T14c)连接。二极管D13、D14分别与晶体管Q13、Q14反向并联连接。
晶体管Q11a～Q11c被来自控制装置(未图示)的PWM信号φ11a、φ11b、φ11c分别控制。PWM信号φ11a、φ11b、φ11c的波形是与图7的(b)所示的PWM信号φ11同样的。PWM信号φ11a、φ11b、φ11c的相位分别与三相交流电压VU、VV、VW的相位同步，各错开120度。
晶体管Q12a～Q12c被来自控制装置(未图示)的PWM信号φ12a、φ12b、φ12c分别控制。PWM信号φ12a、φ12b、φ12c的波形是与在图7的(e)中所示的PWM信号φ12同样的。PWM信号φ12a、φ12b、φ12c的相位分别与三相交流电压VU、VV、VW的相位同步，各错开120度。
双向开关S2a～S2c的晶体管Q13被来自控制装置(未图示)的PWM信号φ13a、φ13b、φ13c分别控制。PWM信号φ13a、φ13b、φ13c如在图7的(d)所示的那样，分别是PWM信号φ11a、φ11b、φ11c的互补信号。
双向开关S2a～S2c的晶体管Q14被来自控制装置(未图示)的PWM信号φ14a、φ14b、φ14c分别控制。PWM信号φ14a、φ14b、φ14c如在图7的(c)所示的那样，分别是PWM信号φ12a、φ12b、φ12c的互补信号。
即，输入端子T11～T13、输出端子T14a、晶体管Q11a、Q12a、二极管D11a、D12a以及双向开关S2a构成图6所示的逆变器，将直流电压V1～V3转换为交流电压V4a并输出到输出端子T14a。
输入端子T11～T13、输出端子T14b、晶体管Q11b、Q12b、二极管D11b、D12b以及双向开关S2b构成图6所示的逆变器，将直流电压V1～V3转换为交流电压V4b并输出到输出端子T14b。
输入端子T11～T13、输出端子T14c、晶体管Q11c、Q12c、二极管D11c、D12c以及双向开关S2c构成图6所示的逆变器，并将直流电压V1～V3转换为交流电压V4c并输出给输出端子T14c。交流电压V4a～V4c与三相交流电压VU、VV、VW同步地变化，交流电压V4a～V4c的相位各错开120度。
如在实施方式2说明的那样，晶体管Q11a～Q11c、Q12a～Q12c以及双向开关S2a～S2c的二极管D13、D14由宽带隙半导体形成，二极管D11a～D11c、D12a～D12c以及双向开关S2a～S2c的晶体管Q13、Q14由宽带隙半导体以外的半导体形成。晶体管Q11a～Q11c、Q12a～Q12c的各自的额定电流比晶体管Q13、Q14以及二极管D13、D14的各自的额定电流大。
逆变器24在从商用交流电源20被正常地供应三相交流电力的通常时，将由转换器22生成的直流电力转换为三相交流电力，在停止供应来自商用交流电源20的交流电力的停电时，将从电池B11经由双向斩波器23供应的直流电力转换为三相交流电力。
换言之，逆变器24基于在通常时从转换器22经由母线L1～L3供应的直流电压V1～V3生成三相交流电压V4a～V4c，在停电时，基于从电池B11经由双向斩波器23以及母线L1～L3供应的直流电压V1～V3生成三相交流电压V4a～V4c。
如图13所示，输出滤波器25包括电抗器51～53以及电容器54～56。电抗器51～53的一个端子分别与逆变器24的输出端子T14a～T14c连接，它们的另一个端子与负载26连接。电容器54～56的一个电极分别与电抗器51～53的另一个端子连接，它们的另一个电极均与中性点NP连接。电抗器51～53以及电容器54～56构成低通滤波器。
输出滤波器25使从逆变器24输出的交流电力中的商用频率的交流电力通过负载26，并防止在逆变器24产生的载波频率的信号通过负载26侧。换言之，输出滤波器25将逆变器24的输出电压V4a～V4c转换为商用频率的正弦波的三相交流电压VR、VS、VT并供应给负载26。负载26被三相交流电压VR、VS、VT驱动。
控制装置(未图示)一边监视来自商用交流电源20的三相交流电压VU、VV、VW、被输出到负载26的三相交流电压VR、VS、VT、直流电压V1～V3、电池B11的端子间电压等，一边供应PWM信号，由此对转换器22、双向斩波器23以及逆变器24进行控制。
接着，对该无停电电源装置的动作进行说明。在从商用交流电源20正常地供应三相交流电力的通常时，来自商用交流电源20的交流电力经由输入滤波器21被供应到转换器22，并由转换器22转换为直流电力。在转换器22中生成的直流电力经由双向斩波器23被蓄积于电池B11，并被供应到逆变器24，通过逆变器24被转换为商用频率的三相交流电力。在逆变器24中生成的三相交流电力经由输出滤波器25被供应到负载26，负载26运行。
当停止供应来自商用交流电源20的交流电力的停电时，转换器22的运行停止，并且电池B11的直流电力经由双向斩波器23被供应到逆变器24，通过逆变器24被转换成商用频率的三相交流电力。在逆变器24中生成的三相交流电力经由输出滤波器25被供应给负载26，负载26继续运行。
因此，即使在发生停电的情况下，只要在电池B11中蓄积直流电力，则负载26继续运行。在再次开始供应来自商用交流电源20的交流电力的情况下，再次开始转换器22的运行，在转换器22中生成的直流电力经由双向斩波器23被供应到电池B11，并被供应到逆变器24，返回到原来的状态。在该实施方式5中也能够得到与实施方式1～4相同的效果。
应该认为在此次公开的实施方式在所有的点上仅是例示，而不是限制性的。本发明的范围不是被上述的说明示出而是被技术方案示出，意为包括与技术方案等同的含义以及在范围内的所有的变更。
符号说明
T0、T0a～T0c、T11～T13：输入端子；T1～T3、T14、T14a～T14c：输出端子；T21～T25：端子；Q1、Q11～Q14、Q11a～Q11c、Q12a～Q12c、Q21～Q24：晶体管；D1～D6、D1a～D1c、D2a～D2c、D11～D14、D11a～D11c、D12a～D12c、D21～D24：二极管；B1、B2、B11：电池；M1、M2：半导体模块；1、21：输入滤波器；2、22：转换器；L1：直流正母线；L2：直流负母线；L3：直流中性点母线；C1、C2、34～36、54～56：电容器；3、24：逆变器；4、25：输出滤波器；5：控制装置；10、20：商用交流电源；11、26：负载；23：双向斩波器；31～33、51～53：电抗器；S1a～S1c、S2a～S2c：双向开关；40：正常模式电抗器；41、42：线圈。

Claims (11)

1.一种转换器，将被施加到输入端子的交流电压转换为第1直流电压～第3直流电压，并分别输出到第1输出端子～第3输出端子，上述转换器具备：
第1二极管，其阳极和阴极分别与上述输入端子和上述第1输出端子连接；
第2二极管，其阳极和阴极分别与上述第2输出端子和上述输入端子连接；以及
第1双向开关，被连接在上述输入端子与上述第3输出端子之间，
上述第1直流电压比上述第2直流电压高，上述第3直流电压是上述第1直流电压与上述第2直流电压的中间电压，
上述第1双向开关包括第3二极管～第6二极管以及第1晶体管，
上述第3二极管和第4二极管的阳极分别与上述输入端子和上述第3输出端子连接，它们的阴极均与上述第1晶体管的第1电极连接，
上述第5二极管和第6二极管的阴极分别与上述输入端子和上述第3输出端子连接，它们的阳极均与上述第1晶体管的第2电极连接，
上述第1晶体管以预先确定的周期被导通和截止，
上述第1二极管、上述第2二极管以及上述第1晶体管的各个由宽带隙半导体形成，
上述第3二极管～第6二极管的各个由宽带隙半导体以外的半导体形成。
2.如权利要求1所述的转换器，其中，
具备包括上述第1二极管～第6二极管以及上述第1晶体管的半导体模块。
3.如权利要求1所述的转换器，其中，
上述第1二极管和第2二极管的各自的额定电流比上述第3二极管～第6二极管和上述第1晶体管的各自的额定电流大。
4.如权利要求1所述的转换器，其中，
上述宽带隙半导体是SiC，上述宽带隙半导体以外的半导体是Si。
5.一种电力转换装置，具备：
权利要求1所述的转换器；以及
逆变器，将分别施加到上述第1输出端子～第3输出端子的第1直流电压～第3直流电压转换为3电平的交流电压并输出到第4输出端子，
上述逆变器具备：
第2晶体管，其第1电极和第2电极分别与上述第1输出端子和第4输出端子连接；
第3晶体管，其第1电极和第2电极分别与上述第4输出端子和第2输出端子连接；
第7二极管和第8二极管，分别与上述第2晶体管和第3晶体管反向并联连接；以及
第2双向开关，被连接在上述第3输出端子与第4输出端子之间，
上述第2双向开关包括第4晶体管和第5晶体管以及第9二极管和第10二极管，
上述第2晶体管、上述第3晶体管、上述第9二极管以及上述第10二极管的各个由上述宽带隙半导体形成，
上述第4晶体管、上述第5晶体管、上述第7二极管以及上述第8二极管的各个由上述宽带隙半导体以外的半导体形成。
6.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述第4晶体管以及第5晶体管的第1电极彼此连接，它们的第2电极分别与上述第3输出端子和第4输出端子连接，
上述第9二极管和第10二极管分别与上述第4晶体管和第5晶体管反向并联连接，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第1直流电压和第3直流电压的情况下，上述第5晶体管被导通，并且上述第2晶体管和第4晶体管被交替地导通，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第2直流电压和第3直流电压的情况下，上述第4晶体管被导通，并且上述第3晶体管和第5晶体管被交替地导通。
7.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述第4晶体管和第5晶体管的第1电极分别与上述第4输出端子和第3输出端子连接，它们的第2电极彼此连接，
上述第9二极管和第10二极管分别与上述第4晶体管和第5晶体管反向并联连接，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第1直流电压和第3直流电压的情况下，上述第5晶体管被导通，并且上述第2晶体管和第4晶体管被交替地导通，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第2直流电压和第3直流电压的情况下，上述第4晶体管被导通，并且上述第3晶体管和第5晶体管被交替地导通。
8.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述第4晶体管和第5晶体管的第2电极分别与上述第3输出端子和第4输出端子连接，
上述第9二极管和第10二极管的阳极分别与上述第3输出端子和第4输出端子连接，它们的阴极分别与上述第5晶体管和第4晶体管的第1电极连接，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第1直流电压和第3直流电压的情况下，上述第5晶体管被导通，并且上述第2晶体管和第4晶体管被交替地导通，
在向上述第4输出端子交替地输出上述第2直流电压和第3直流电压的情况下，上述第4晶体管被导通，并且上述第3晶体管和第5晶体管被交替地导通。
9.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述逆变器具备包括上述第2晶体管～第5晶体管以及上述第7二极管～第10二极管的半导体模块。
10.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述第2晶体管和第3晶体管的各自的额定电流比上述第4晶体管和第5晶体管以及上述第7二极管～第10二极管的各自的额定电流大。
11.如权利要求5所述的电力转换装置，其中，
上述宽带隙半导体是SiC，上述宽带隙半导体以外的半导体是Si。
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