KR101136404B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

3레벨 PWM 컨버터(3)는 한쪽 단자가 각각 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14) 및 직류 중성점 모선(15)에 접속된 제 1 ~ 제 3 퓨즈(F1R~F3R), 각각 제 1 및 제 2 퓨즈(F1R,F2R)의 다른쪽 단자와 교류 라인(RL) 사이에 접속된 제 1 및 제 2 IGBT 소자(Q1R,Q2R), 교류 라인(RL)과 제 3 퓨즈(F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 교류 스위치(Q3R,Q4R,D3R,D4R), 제 1 및 제 2 IGBT 소자(Q1R,Q2R)에 각각 역병렬로 접속된 제 1 및 제 2 다이오드(D1R,D2R), 제 1 및 제 3 퓨즈(F1R,F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 1 콘덴서(C1R), 및 제 2 및 제 3 퓨즈(F2R,F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 2 콘덴서(C2R)를 구비한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이고, 특히 직류 전력 및 교류 전력 중 어느 한쪽의 전력을 다른쪽의 전력으로 변환하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래부터, 컴퓨터 시스템 등의 중요 부하에 교류 전력을 안정적으로 공급하기 위한 전원 장치로서 무정전 전원 장치가 널리 사용되고 있다. 예를 들면, 일본 특허 공개 2006-109603호 공보(특허문헌 1)에 나타낸 바와 같이, 무정전 전원 장치는 일반적으로 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터, 및 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터를 구비한다. 평소에는 컨버터는 상용 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 축전지 등의 전력 저장 장치를 충전하면서 인버터에 직류 전력을 공급한다. 인버터는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급한다. 상용 교류 전원이 정전되었을 경우에는 축전지 등의 전력 저장 장치로부터의 전력이 인버터에 공급되고, 인버터는 부하로의 교류 전력의 공급을 계속한다.
또한, 상용 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터, 및 그 직류 전력을 소망의 주파수 및 전압의 교류 전력으로 변환하는 인버터를 구비한 전력 변환 장치도 있다. 예를 들면, 일본 특허 공개 2003-70262호 공보(특허문헌 2)에는 3레벨 PWM 컨버터 및 3레벨 PWM 인버터를 구비한 전력 변환 장치가 개시되어 있다. 이 전력 변환 장치에서 3레벨 PWM 컨버터는 직렬 접속된 4개의 스위치와 평활 콘덴서를 포함하고, 3레벨 PWM 인버터는 직렬 접속된 4개의 스위치를 포함한다. 또한, 8개의 스위치 중 사용 빈도가 높은 스위치가 발열에 의해 파손되는 것을 방지하기 위해서 사용 빈도가 높은 스위치를 병렬 접속된 2개의 반도체 스위칭 소자로 구성하고 있다.
일본 특허 공개 2006-109603호 공보 일본 특허 공개 2003-70262호 공보
그러나, 종래의 전력 변환 장치에서는 스위치가 발열에 의해 파손되어서 단락 상태가 되면, 큰 단락 전류가 흐르거나 평활 콘덴서가 통상의 √2배의 전압으로 과충전되어 다른 회로 부분까지 파괴된다는 문제가 있었다.
또한, 파손되기 쉬운 스위치를 병렬 접속된 2개의 반도체 스위칭 소자로 구성하면 반도체 스위칭 소자의 수가 많아져 비용이 높아진다.
그러므로, 본 발명의 주된 목적은 과전류, 과전압의 발생을 방지할 수 있는 저가의 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 의한 전력 변환 장치는 교류 라인과 직류 포지티브 모선(DC positive bus), 직류 네거티브 모선(DC negative bus) 및 직류 중성점 모선(DC neutral point bus) 사이에 설치되어 직류 전력 및 교류 전력 중 한쪽의 전력을 다른쪽의 전력으로 변환하는 전력 변환 장치로서, 제 1 ~ 제 3 퓨즈, 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자, 교류 스위치, 제 1 및 제 2 다이오드, 및 제 1 및 제 2 콘덴서를 구비한다. 제 1 퓨즈의 한쪽 단자는 직류 포지티브 모선에 접속된다. 제 2 퓨즈의 한쪽 단자는 직류 네거티브 모선에 접속된다. 제 3 퓨즈의 한쪽 단자는 직류 중성점 모선에 접속된다. 제 1 반도체 스위칭 소자는 제 1 퓨즈의 다른쪽 단자와 교류 라인 사이에 접속된다. 제 2 반도체 스위칭 소자는 교류 라인과 제 2 퓨즈의 다른쪽 단자 사이에 접속된다. 교류 스위치는 교류 라인과 제 3 퓨즈의 다른쪽 단자 사이에 접속된다. 제 1 및 제 2 다이오드는 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자에 각각 역병렬로 접속된다. 제 1 콘덴서는 제 1 및 제 3 퓨즈의 다른쪽 단자 사이에 접속된다. 제 2 콘덴서는 제 2 및 제 3 퓨즈의 다른쪽 단자 사이에 접속된다.
(발명의 효과)
본 발명에 의한 전력 변환 장치에서 반도체 스위칭 소자나 교류 스위치가 파손되어 단락 상태가 되었을 경우에는 퓨즈가 끊어져 전류가 흐르는 경로가 절단되므로 과전류, 과전압이 발생될 일은 없다. 또한, 반도체 스위칭 소자의 수를 증가시켜 스위치의 파손을 방지하였던 종래에 비해 회로의 저가격화를 도모할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시형태에 의한 무정전 전원 장치의 주회로 구성을 나타내는 개략 블록도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 3레벨 PWM 컨버터 및 3레벨 PWM 인버터의 구성을 상세하게 설명하는 회로도이다.
도 3은 도 2에 나타낸 IGBT 소자의 온/오프 타이밍을 설명하기 위한 파형도이다.
도 4는 도 2에 나타낸 3레벨 PWM 컨버터의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 5는 도 2에 나타낸 3레벨 PWM 컨버터의 동작을 나타내는 다른 회로도이다.
도 6은 도 2에 나타낸 3레벨 PWM 인버터의 동작을 나타내는 회로도이다.
도 7은 도 2에 나타낸 3레벨 PWM 인버터의 동작을 나타내는 다른 회로도이다.
도 8은 도 2에 나타낸 퓨즈의 작용을 나타내는 회로도이다.
도 9는 실시형태의 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 10은 실시형태의 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 11은 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 12는 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 13은 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 14는 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 15는 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 16은 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이다.
도 1은 본 발명의 일실시형태에 의한 무정전 전원 장치(100)의 주회로 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 도 1을 참조하면, 무정전 전원 장치(100)는 입력 필터(2), 3레벨 PWM 컨버터(3), 3레벨 PWM 인버터(4), 출력 필터(5), 직류 전압 변환기(도면 중 「DC/DC」로 나타냄)(7), 제어 장치(10), 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14), 직류 중성점 모선(15), 전압 센서(31,36), 전류 센서(32,37), 정전 검출 회로(33), R상 라인(RL), S상 라인(SL), T상 라인(TL), U상 라인(UL), V상 라인(VL), 및 W상 라인(WL)을 구비한다.
3상 교류 전원인 상용 교류 전원(1)으로부터의 3상 교류 전력은 R상 라인(RL), S상 라인(SL), 및 T상 라인(TL)을 통하여 3레벨 PWM 컨버터(3)에 공급된다. R상 라인(RL), S상 라인(SL), 및 T상 라인(TL)에는 입력 필터(2)가 설치되어 있다. 입력 필터(2)는 컨버터(3)에서 발생된 고조파의 상용 교류 전원(1)으로의 유출을 방지한다. 입력 필터(2)는 콘덴서(11)[콘덴서(11R,11S,11T)] 및 리액터(12)[리액터(12R,12S,12T)]에 의해 구성된 3상의 LC 필터 회로이다.
3레벨 PWM 컨버터(3)는 상용 교류 전원(1)으로부터 공급되는 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14), 및 직류 중성점 모선(15)을 통하여 3레벨 PWM 인버터(4)에 그 직류 전력을 공급한다. 3레벨 PWM 인버터(4)는 3레벨 PWM 컨버터(3)로부터의 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다.
3레벨 PWM 인버터(4)에서 생성된 3상 교류 전력은 U상 라인(UL), V상 라인(VL), 및 W상 라인(WL)을 통하여 부하(6)에 공급된다. U상 라인(UL), V상 라인(VL), 및 W상 라인(WL)에는 출력 필터(5)가 설치되어 있다. 출력 필터(5)는 인버터(4)의 동작에 의해 발생된 고조파를 제거한다. 출력 필터(5)는 리액터(18)[리액터(18U,18V,18W)] 및 콘덴서(19)[콘덴서(19U,19V,19W)]에 의해 구성된 3상의 LC 필터 회로이다. 입력 필터(2)의 콘덴서(11R,11S,11T)의 중성점과 출력 필터(5)의 콘덴서(19U,19V,19W)의 중성점은 접속되어 있다.
직류 전압 변환기(7)는 직류 포지티브 모선(13)과 직류 네거티브 모선(14) 사이의 직류 전압과 축전지(8)의 전압을 상호 변환한다. 또한, 직류 전압 변환기(7)에는 충방전 가능한 전력 저장 장치가 접속되어 있으면 좋고, 예를 들면 전기 이중층 커패시터가 직류 전압 변환기(7)에 접속되어 있어도 좋다. 또한, 본 실시형태에서 축전지(8)는 무정전 전원 장치(100)의 외부에 설치되어 있지만 축전지(8)는 무정전 전원 장치(100)에 내장되어 있어도 좋다.
전압 센서(31)는 R상 라인의 전압(VR), S상 라인의 전압(VS), 및 T상 라인의 전압(VT)을 검출하여 전압(VR,VS,VT)을 나타내는 3상 전압 신호를 제어 장치(10) 및 정전 검출 회로(33)에 출력한다. 전류 센서(32)는 R상 라인의 전류(IR), S상 라인의 전류(IS), 및 T상 라인의 전류(IT)를 검출하여 전류(IR,IS,IT)를 나타내는 3상 전류 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
정전 검출 회로(33)는 전압 센서(31)로부터의 3상 전압 신호에 의거하여 상용 교류 전원(1)의 정전을 검출한다. 정전 검출 회로(33)는 상용 교류 전원(1)의 정전을 나타내는 정전 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전압 센서(36)는 축전지(8)의 포지티브극과 네거티브극 사이의 전압(VB)을 검출하여 전압(VB)을 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전류 센서(37)는 축전지(8)에 대하여 입출력되는 전류(IB)를 검출하여 전류(IB)를 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
제어 장치(10)는 3레벨 PWM 컨버터(3), 3레벨 PWM 인버터(4), 및 직류 전압 변환기(7)의 동작을 제어한다. 이후에 상세하게 설명되지만 3레벨 PWM 컨버터(3), 3레벨 PWM 인버터(4), 및 직류 전압 변환기(7)는 반도체 스위칭 소자를 포함하는 반도체 스위치에 의해 구성된다. 또한, 본 실시형태에서는 반도체 스위칭 소자로서 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 사용된다. 또한, 본 실시형태에서는 반도체 스위칭 소자의 제어 방식으로서 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 채용한다. 제어 장치(10)는 전압 센서(31)로부터의 3상 전압 신호, 전류 센서(32)로부터의 3상 전류 신호, 정전 검출 회로(33)로부터의 정전 신호, 전압 센서(36)가 검출한 전압(VB)을 나타내는 신호, 전류 센서(37)가 검출한 전류(IB)를 나타내는 신호 등을 수신하여 PWM 제어를 실행한다.
이어서, 본 실시형태에 의한 무정전 전원 장치(100)의 동작에 대해서 설명한다. 상용 교류 전원(1)이 정상으로 교류 전력을 공급할 수 있는 경우, 3레벨 PWM 컨버터(3)는 상용 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 3레벨 PWM 인버터(4)는 그 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하(6)에 공급한다. 직류 전압 변환기(7)는 3레벨 PWM 컨버터(3)로부터의 직류 전압을 축전지(8)의 충전에 바람직한 전압으로 변환하여 축전지(8)를 충전한다. 한편, 상용 교류 전원이 정전되었을 경우에 제어 장치(10)는 정전 검출 회로(33)로부터의 정전 신호에 의거하여 컨버터(3)를 정지시킨다. 또한, 제어 장치(10)는 축전지(8)로부터 3레벨 PWM 인버터(4)에 직류 전력이 공급되도록 직류 전압 변환기(7)를 동작시켜서 3레벨 PWM 인버터(4)에 의한 교류 전력의 공급을 계속시킨다. 이 경우, 직류 전압 변환기(7)는 축전지(8)의 전압을 3레벨 PWM 인버터(4)의 입력 전압으로서 바람직한 전압으로 변환한다. 이것에 의해, 교류 부하에 안정되게 교류 전력을 공급할 수 있다.
도 2는 도 1에 나타낸 3레벨 PWM 컨버터(3) 및 3레벨 PWM 인버터(4)의 구성을 상세하게 설명하는 회로도이다. 도 2를 참조하면, 3레벨 PWM 컨버터(3)는 IGBT 소자(Q1R~Q4R,Q1S~Q4S,Q1T~Q4T), 다이오드(D1R~D4R,D1S~D4S,D1T~D4T), 퓨즈(F1R~F3R,F1S~F3S,F1T~F3T), 및 콘덴서(C1R,C2R,C1S,C2S,C1T,C2T)를 포함한다. 3레벨 PWM 인버터(4)는 IGBT 소자(Q1U~Q4U,Q1V~Q4V,Q1W~Q4W), 다이오드(D1U~D4U, D1V~D4V,D1W~D4W), 퓨즈(F1U~F3U,F1V~F3V,F1W~F3W), 및 콘덴서(C1U,C2U,C1V,C2V, C1W,C2W)를 포함한다.
여기서, 3레벨 PWM 컨버터(3) 및 3레벨 PWM 인버터(4)의 각 상의 구성을 총괄적으로 설명하기 위해서 부호 R,S,T,U,V,W를 통합하여 부호 「x」라고 나타낸다. IGBT 소자(Q1x)의 이미터는 x상 라인(xL)에 접속되고, 그 콜렉터는 퓨즈(F1x)를 통하여 직류 포지티브 모선(13)에 접속된다. IGBT 소자(Q2x)의 콜렉터는 x상 라인(xL)에 접속되고, 그 이미터는 퓨즈(F2x)를 통하여 직류 네거티브 모선(14)에 접속된다. IGBT 소자(Q3x)의 이미터는 x상 라인(xL)에 접속되고, 그 콜렉터는 IGBT 소자(Q4x)의 콜렉터에 접속된다. IGBT 소자(Q4x)의 이미터는 퓨즈(F3x)를 통하여 직류 중성점 모선(15)에 접속된다. 다이오드(D1x~D4x)는 IGBT 소자(Q1x~Q4x)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(D1x,D2x)는 환류 다이오드로서 기능하고, 다이오드(D3x,D4x)는 클램프 다이오드로서 기능한다. IGBT 소자(Q3x,Q4x) 및 다이오드(D3x,D4x)는 교류 스위치를 구성한다.
이어서, 3레벨 PWM 컨버터(3) 및 3레벨 PWM 인버터(4)의 동작에 대해서 설명한다. 도 3은 R상의 교류 전압(VR)과 IGBT 소자(Q1R~Q4R)의 온/오프의 관계를 나타내는 파형도이다. 교류 전압(VR)과 참조 신호 φ1R, φ2R의 고저가 비교되고, 그 비교 결과에 의거하여 IGBT 소자(Q1R~Q4R)의 온/오프의 조합이 결정된다. 참조 신호 φ1R은 교류 전압(VR)의 5배의 주파수를 갖고 교류 전압(VR)에 동기된 삼각파 신호이다. 참조 신호 φ1R의 최저값은 0V이며, 그 최고값은 교류 전압(VR)의 포지티브의 피크 전압과 동일하다. 참조 신호 φ2R은 참조 신호 φ1R과 동상인 삼각파 신호이며, 참조 신호 φ2R의 최저값은 교류 전압(VR)의 네거티브측의 피크 전압이며, 그 최고값은 0V이다.
교류 전압(VR)의 레벨이 참조 신호 φ1R, φ2R의 레벨 사이에 있는 기간(t1,t3,t5,t7,t9,t11,t13)에는 IGBT 소자(Q3R,Q4R)가 온되고 IGBT 소자(Q1R,Q2R)가 오프된다. 교류 전압(VR)의 레벨이 참조 신호 φ1R, φ2R의 레벨보다 높은 기간(t2,t4,t10,t12)에는 IGBT 소자(Q1R,Q3R)가 온되고 IGBT 소자(Q2R,Q4R)가 오프된다. 교류 전압(VR)의 레벨이 참조 신호 φ1R, φ2R의 레벨보다 낮은 기간(t6,t8)에는 IGBT 소자(Q2R,Q4R)가 온 되고 IGBT 소자(Q1R,Q3R)가 오프된다.
또한, 실제로는 예를 들면, IGBT 소자(Q1R)가 온인 기간(예를 들면, t2)에 있어서도 IGBT 소자(Q1R)는 교류 전압(VR)보다 충분히 높은 주파수(예를 들면, 10㎑)로 온/오프되고, 전류계(32,37) 및 전압계(31,36)의 측정 결과에 의거하여 온 기간과 오프 기간의 비가 제어된다. IGBT 소자(Q1R)가 오프인 기간(예를 들면, t1)에서 IGBT 소자(Q1R)는 오프 상태로 고정된다. 다른 상(S,T,U,V,W)의 회로도 R상과 위상만 다를 뿐이고 R상의 회로와 동일하게 동작한다.
도 4(a) ~ 도 4(e)는 교류 전압(VR)이 포지티브 전압으로부터 네거티브 전압으로 변화되는 기간(t4~t6)에 있어서의 IGBT 소자(Q1R~Q4R)의 온/오프 상태와 전류 경로를 나타내는 도면이다. 기간(t4)에서는, 도 4(a)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1R,Q3R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q1R)를 통하여 콘덴서(C1R)에 포지티브의 전류가 유입되어 직류 포지티브 모선(13)이 포지티브 전압으로 충전된다. 기간(t4)으로부터 기간(t5)으로 이행되는 기간에서는, 도 4(b)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1R)가 오프되어 IGBT 소자(Q3R)만 온된다.
기간(t5)에서는, 도 4(c)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3R,Q4R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q3R,Q4R)를 통하여 콘덴서(C1R,C2R)에 포지티브 및 네거티브의 전류가 유입되어 직류 중성점 모선(15)이 중성점 전압으로 충전된다. 기간(t5)으로부터 기간(t6)으로 이행되는 기간에서는, 도 4(d)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3R)가 오프되어 IGBT 소자(Q4R)만 온된다.
기간(t6)에서는, 도 4(e)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2R,Q4R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q2R)를 통하여 콘덴서(C2R)에 네거티브의 전류가 유입되어 직류 네거티브 모선(14)이 네거티브 전압으로 충전된다.
도 5(a) ~ 도 5(e)는 교류 전압(VR)이 네거티브 전압으로부터 포지티브 전압으로 변화되는 기간(t8~t10)에 있어서의 IGBT 소자(Q1R~Q4R)의 온/오프 상태와 전류 경로를 나타내는 도면이다. 기간(t8)에서는, 도 5(a)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2R,Q4R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q2R)를 통하여 콘덴서(C2R)에 네거티브의 전류가 유입되어 직류 네거티브 모선(14)이 네거티브 전압으로 충전된다. 기간(t8)으로부터 기간(t9)으로 이행되는 기간에서는, 도 5(b)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2R)가 오프되어 IGBT 소자(Q3R)만 온된다.
기간(t9)에서는, 도 5(c)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3R,Q4R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q3R,Q4R)를 통하여 콘덴서(C1R,C2R)에 네거티브 및 포지티브의 전류가 유입되어 직류 중성점 모선(15)이 중성점 전압으로 충전된다. 기간(t9)로부터 기간(t10)으로 이행되는 기간에서는, 도 5(d)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q4R)가 오프되어 IGBT 소자(Q3R)만 온된다.
기간(t10)에서는, 도 5(e)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1R,Q3R)가 온되고 R상 라인(RL)으로부터 IGBT 소자(Q1R)를 통하여 콘덴서(C1R)에 포지티브의 전류가 유입되어 직류 포지티브 모선(13)이 포지티브 전압으로 충전된다.
IGBT 소자(Q1S~Q4S,Q1T~Q4T)도 IGBT 소자(Q1R~Q4R)와 위상만 다를 뿐이고 IGBT 소자(Q1R~Q4R)와 동일하게 동작한다. 따라서, 3레벨 PWM 컨버터(3)에 의해 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14) 및 직류 중성점 모선(15)은 각각 직류 포지티브 전압, 직류 네거티브 전압 및 직류 중성점 전압으로 충전된다.
또한, 도 6(a) ~ 도 6(e)는 교류 전압(VR)이 포지티브 전압으로부터 네거티브 전압으로 변화되는 기간(t4~t6)에 있어서의 IGBT 소자(Q1U~Q4U)의 온/오프 상태와 전류 경로를 나타내는 도면이다. 기간(t4)에서는, 도 6(a)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1U, Q3U)가 온되고 콘덴서(C1U)로부터 IGBT 소자(Q1U)를 통하여 U상 라인(UL)에 포지티브 전압이 출력된다. 기간(t4)으로부터 기간(t5)으로 이행되는 기간에서는, 도 6(b)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1U)가 오프되어 IGBT 소자(Q3U)만 온된다.
기간(t5)에서는, 도 6(c)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3U,Q4U)가 온되고 콘덴서(C1U,C2U)로부터 IGBT 소자(Q3U,Q4U)를 통하여 U상 라인(UL)에 중성점 전압이 출력된다. 기간(t5)로부터 기간(t6)으로 이행되는 기간에서는, 도 6(d)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3U)가 오프되어 IGBT 소자(Q4U)만 온된다. 기간(t6)에서는, 도 6(e)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2U,Q4U)가 온되고 콘덴서(C2U)로부터 IGBT 소자(Q2U)를 통하여 U상 라인(UL)에 네거티브 전압이 출력된다.
도 7(a) ~ 도 7(e)는 교류 전압(VR)이 네거티브 전압으로부터 포지티브 전압으로 변화되는 기간(t8~t10)에 있어서의 IGBT 소자(Q1U~Q4U)의 온/오프 상태와 전류 경로를 나타내는 도면이다. 기간(t8)에서는, 도 7(a)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2U,Q4U)가 온되고 콘덴서(C2U)로부터 IGBT 소자(Q2U)를 통하여 U상 라인(UL)에 네거티브 전압이 출력된다. 기간(t8)으로부터 기간(t9)으로 이행되는 기간에서는, 도 7(b)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q2U)가 오프되어 IGBT 소자(Q4U)만 온된다.
기간(t9)에서는, 도 7(c)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3U,Q4U)가 온되고 콘덴서(C1U,C2U)로부터 IGBT 소자(Q3U,Q4U)를 통하여 U상 라인(UL)에 중성점 전압이 출력된다. 기간(t9)으로부터 기간(t10)으로 이행되는 기간에서는, 도 7(d)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q4U)가 오프되어 IGBT 소자(Q3U)만 온된다. 기간(t10)에서는, 도 7(e)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q1U,Q3U)가 온되고 콘덴서(C1U)로부터 IGBT 소자(Q1U)를 통하여 U상 라인(UL)에 포지티브 전압이 출력된다.
IGBT 소자(Q1V~Q4V,Q1W~Q4W)도 IGBT 소자(Q1U~Q4U)와 위상만 다를 뿐이고, IGBT 소자(Q1U~Q4U)와 동일하게 동작한다. 따라서, 3레벨 PWM 인버터(4)에 의해 U상 라인(UL), V상 라인(VL) 및 W상 라인(WL)에는 3레벨의 3상 교류 전압이 출력된다.
이어서, 퓨즈(F1R~F3R,F1S~F3S,F1T~F3T,F1U~F3U,F1V~F3V,F1W~F3W)의 작용에 대해서 설명한다. 도 8(a)는 IGBT 소자(Q1R,Q3S)가 온되어 있는 기간에 있어서 IGBT 소자(Q4R)가 고장나서 통호(通弧) 상태가 된 경우를 나타내는 도면이다. 이 경우에는 R상 라인(RL)으로부터 다이오드(D3R), IGBT 소자(Q4R), 퓨즈(F3R,F3S), 다이오드(D4S), 및 IGBT 소자(Q3S)를 통하여 S상 라인(SL)에 이르는 경로로 단락 전류가 흐르고 퓨즈(F3R,F3S)가 절단된다. 또한, 콘덴서(C1S)의 포지티브측 전극으로부터 퓨즈(F1S,F1R), IGBT 소자(Q1R), 다이오드(D3R), IGBT 소자(Q4R), 및 퓨즈(F3R, F3S)를 통하여 콘덴서(C1S)의 네거티브측 전극에 이르는 경로로 단락 전류가 흐르고 퓨즈(F1S,F1R,F3R,F3S)가 절단된다.
또한, 도 8(b)는 IGBT 소자(Q2R,Q4S)가 온되어 있는 기간에 있어서 IGBT 소자(Q3R)가 고장나서 통호 상태가 된 경우를 나타내는 도면이다. 이 경우에는 S상 라인(SL)으로부터 다이오드(D3S), IGBT 소자(Q4S), 퓨즈(F3S,F3R), 다이오드(D4R),및 IGBT 소자(Q3R)를 통하여 R상 라인(RL)에 이르는 경로로 단락 전류가 흐르고 퓨즈(F3R,F3S)가 절단된다. 또한, 콘덴서(C2S)의 포지티브측 전극으로부터 퓨즈(F3S,F3R), 다이오드(D4R), IGBT 소자(Q3R,Q2R), 및 퓨즈(F2R,F2S)를 통하여 콘덴서(C2S)의 네거티브측 전극에 이르는 경로로 단락 전류가 흐르고 퓨즈(F2R,F3R,F2S,F3S)가 절단된다.
이와 같이 하여, 도 8(c)에 나타낸 바와 같이, 모든 퓨즈(F1R~F3R,F1S~F3S)가 절단되면 R상과 S상은 완전히 단절되어 과전류가 흐르거나 과전압이 발생되는 것이 방지된다. 예를 들면, 통상적으로는 R상 라인(RL)과 SL 사이의 전압은 직렬 접속된 2개의 콘덴서(C1R,C2R)에 인가된다. 그러나, 도 8(c)에 나타낸 바와 같이, IGBT 소자(Q3R,Q4R)가 통호된 경우, 퓨즈(F1R~F3R,F1S~F3S)가 절단되어 있지 않으면 R상 라인(RL)과 SL 사이의 전압은 1개의 콘덴서(C1R 또는 C2R)에 인가되어 콘덴서(C1R,C2R)가 통상의 √2배로 과충전된다. 그러나, 본 출원의 발명에서는 퓨즈(F1R~F3R,F1S~F3S)가 절단되므로 콘덴서(C1R,C2R)가 과충전될 일은 없다. 도8(a) ~ 도 8(c)에서는 R상과 S상을 예로서 설명하였지만, 다른 상(T상,U상,V상,W상)에서도 동일하다.
이하, 이 실시형태의 각종 변경예에 대해서 설명한다. 도 9(a) ~ 도 9(c)는 이 실시형태의 변경예를 나타내는 회로도이며, 도 8(a) ~ 도 8(c)와 대비되는 도면이다. 이 변경예에서는 x상 라인(xL)과 IGBT 소자(Q1x,Q2x) 사이의 접속 노드 사이에 퓨즈(F4x)가 배치된다. 도 9(a) ~ 도 9(c)에서는 R상 라인(RL)과 IGBT 소자(Q1R,Q2R) 사이의 접속 노드 사이에 퓨즈(F4R)가 배치되고, S상 라인(SL)과 IGBT 소자(Q1S,Q2S) 사이의 접속 노드 사이에 퓨즈(F4S)가 배치된 상태가 나타내어져 있다. IGBT 소자(Q4S)가 온되어 있는 기간 동안에 IGBT 소자(Q3R 또는 Q4R)가 통호되면 단락 전류가 흘러서 퓨즈(F3R,F4R,F3S,F4S)가 절단된다. 이 변경예에서도 실시형태와 동일한 효과가 얻어진다.
또한, 도 10(a) ~ 도 10(c)는 이 실시형태의 다른 변경예를 나타내는 회로도이며, 도 8(a) ~ 도 8(c)와 대비되는 도면이다. 이 변경예에서 퓨즈(F3x)는 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드와 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속되는 대신에 IGBT 소자(Q1x,Q2x) 사이의 접속 노드와 IGBT 소자(F3x)의 이미터 사이에 배치된다. 도 10(a) ~ 도 10(c)에서는 퓨즈(F3R)가 IGBT 소자(Q1R,Q2R) 사이의 접속 노드와 IGBT 소자(F3R)의 이미터 사이에 배치되고, 퓨즈(F3S)가 IGBT 소자(Q1S,Q2S) 사이의 접속 노드와 IGBT 소자(F3S)의 이미터 사이에 배치된 상태가 나타내어져 있다. IGBT 소자(Q4S)가 온되어 있는 기간 동안에 IGBT 소자(Q3R 또는 Q4R)가 통호되면 단락 전류가 흘러서 퓨즈(F3R,F3S)가 절단된다. 이 변경예에서도 실시형태와 동일한 효과가 얻어진다. 단, 퓨즈(F3x)에 교류 전류가 흐르므로 퓨즈(F3x)의 인덕턴스가 증대된다는 문제가 있다.
또한, 도 11(a) ~ 도 11(c)는 이 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이며, 도 8(a) ~ 도 8(c)과 대비되는 도면이다. 이 변경예에서 퓨즈(F3x)는 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드와 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속되는 대신에 IGBT 소자(Q4x)의 이미터와 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드 사이에 배치된다. 도 11(a) ~ 도 11(c)에서는 퓨즈(F3R)가 IGBT 소자(Q4R)의 이미터와 콘덴서(C1R,C2R) 사이의 접속 노드 사이에 배치되고, 퓨즈(F3S)가 IGBT 소자(Q4S)의 이미터와 콘덴서(C1S,C2S) 사이의 접속 노드 사이에 배치된 상태가 나타내어져 있다. IGBT 소자(Q4S)가 온되어 있는 기간 동안에 IGBT 소자(Q3R 또는 Q4R)가 통호되면 단락 전류가 흘러서 퓨즈(F3R,F3S)가 절단된다. 이 변경예에서도 실시형태와 동일한 효과가 얻어진다. 단, 퓨즈(F3x)에 교류 전류가 흐르므로 퓨즈(F3x)의 인덕턴스가 증대된다는 문제가 있다.
또한, 도 12는 이 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이며, 도 8(a)와 대비되는 도면이다. 이 변경예에서는 단락 검출 보호 회로(40)가 추가된다. 단락 검출 보호 회로(40)는 IGBT 소자(Q3x,Q4x) 각각의 콜렉터-이미터간 전압을 모니터하여 IGBT 소자(Q3x,Q4x)가 고장나서 단락(통호)되었는지의 여부를 검출한다. 도 12에서는 단락 검출 보호 회로(40)가 IGBT 소자(Q3R,Q4R,Q3S,Q4S) 각각의 콜렉터-이미터간 전압을 모니터하고 있는 상태가 나타내어져 있다.
단락 검출 보호 회로(40)는 예를 들면 IGBT 소자(Q3x)(또는 Q4x)의 오프 기간에 IGBT 소자(Q3x)(또는 Q4x)의 콜렉터-이미터간 전압이 소정의 전압보다 저하되었을 경우에 IGBT 소자(Q3x)(또는 Q4x)가 고장나서 단락되었다고 판정하고 단락 검출 신호(φ40)를 비활성화 레벨인 「L」레벨로부터 활성화 레벨인 「H」레벨로 상승시킨다. 도 1의 제어 회로(10)는 단락 검출 신호(φ40)가 「H」레벨로 상승됨에 따라 전체 IGBT 소자(Q1x~Q4x)를 오프 상태로 고정한다. 이것에 의해, 퓨즈(F1x~F3x)가 절단되기 전에 3레벨 PWM 컨버터(3) 및 3레벨 PWM 인버터(4)의 동작을 정지시킬 수 있고, 퓨즈(F1x~F3x)와 단락 검출 보호 회로(40)로 장치를 2중으로 보호할 수 있다.
또한, 도 13은 이 실시형태의 또 다른 변경예를 나타내는 회로도이며, 도 8(a)과 대비되는 도면이다. 이 변경예에서는 과전류 검출 보호 회로(41) 및 전류 센서(Sx)가 추가된다. 전류 센서(Sx)는 IGBT 소자(Q1x,Q2x) 사이의 접속 노드와 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드 사이에 있어서 IGBT 소자(Q3x,Q4x)에 흐르는 전류를 검출하여 검출값을 나타내는 신호를 출력한다. 과전류 검출 보호 회로(41)는 전류 센서(Sx)의 출력 신호에 의거하여 IGBT 소자(Q3x,Q4x)에 흐르는 전류를 모니터 하여 IGBT 소자(Q3x,Q4x)가 고장나서 과전류가 흐르고 있는지의 여부를 검출한다. 도 13에서는 과전류 검출 보호 회로(41)가 전류 센서(SR)의 출력 신호에 의거하여 IGBT 소자(Q3R,Q4R)에 흐르는 전류를 모니터함과 아울러, 전류 센서(SS)의 출력 신호에 의거하여 IGBT 소자(Q3S,Q4S)에 흐르는 전류를 모니터하고 있는 상태가 나타내어져 있다.
과전류 검출 보호 회로(41)는 IGBT 소자(Q3x,Q4x)에 과전류가 흘렀을 경우에 과전류 검출 신호(φ41)를 비활성화 레벨인 「L」레벨로부터 활성화 레벨인 「H」레벨로 상승시킨다. 도 1의 제어 회로(10)는 과전류 검출 신호(φ41)가 「H」레벨로 상승됨에 따라 전체 IGBT 소자(Q1x~Q4x)를 오프 상태로 고정한다. 이것에 의해, 퓨즈(F1x~F3x)가 절단되기 전에 3레벨 PWM 컨버터(3) 및 3레벨 PWM 인버터(4)의 동작을 정지시킬 수 있고, 퓨즈(F1x~F3x)와 과전류 검출 보호 회로(41)로 장치를 2중으로 보호할 수 있다.
또한, 도 14에 나타낸 바와 같이, 전류 센서(Sx)를 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드와 직류 중성점 모선(15) 사이의 라인에 배치하여 전류 센서(Sx)에 의해 퓨즈(F3x)에 흐르는 전류를 검출하여도 좋다.
또한, 본 실시형태에서는 본 출원의 발명이 3레벨 회로에 적용되었을 경우에 대해서 설명하였지만, 본 출원의 발명은 직류 전압과 적어도 3개의 전압값을 갖는 교류 전압을 상호 변환하는 멀티 레벨 회로에 적용할 수도 있다.
또한, 본 실시형태에서는 3상 3선식의 교류 전원 및 부하에 적용가능한 무정전 전원 장치를 나타내었지만, 본 발명은 3상 4선식의 교류 전원 및 부하에도 적용가능하고, 3상 4선의 경우에는, 도 15에 나타낸 바와 같이, 콘덴서(11,19)의 중성점과 직류 중성점 모선(15)을 접속하면 좋다. 또한, 교류 전원 및 교류 부하는 3상인 것에 한정되지 않고 단상인 것이어도 좋다. 이 경우에는 컨버터 및 인버터 각각에 2개의 멀티 레벨 회로가 포함되어 있으면 좋다.
또한, 본 실시형태에서는 축전지와 직류 모선 사이에 직류 전압 변환기를 적용하였지만, 축전지를 직류 모선의 정격 운전 범위 내에서 선정할 수 있는 경우에는 직류 전압 변환기를 생략하는 것이 물론 가능하다.
또한, 본 실시형태에서는 축전지를 사용한 무정전 전원 장치에 본 발명의 전력 변환 장치를 적용한 예를 설명하였지만, 멀티 레벨 회로를 사용한 필터의 소형?경량화, 대지 전위 변동 억제는 태양광 발전 시스템, 연료 전지 발전 시스템, 또는 2차 전지 에너지 축전 시스템 등의 직류 전력으로부터 교류 전력을 출력하는 전력 변환 장치에 적용가능하다.
또한, 본 실시형태에서는 교류 스위치로서 이미터끼리 접속된 2개의 IGBT 소자(Q3x,Q4x)와 각각 IGBT 소자(Q3x,Q4x)에 역병렬 접속된 2개의 다이오드(D3x,D4x)를 포함하는 것을 사용했지만, 도 16(a) ~ 도 16(c)에 나타낸 바와 같이, 다른 구성의 교류 스위치를 사용하여도 좋다.
도 16(a)의 교류 스위치는 이미터가 노드(N1)에 접속된 IGBT 소자(Q3x), 콜렉터가 IGBT 소자(Q3x)의 콜렉터에 접속되고 이미터가 노드(N2)에 접속된 IGBT 소자(Q4x), 및 각각 IGBT 소자(Q3x,Q4x)에 역병렬 접속된 2개의 다이오드(D3x,D4x)를 포함한다. 또한, 노드(N1)는 IGBT 소자(Q1x,Q2x) 사이의 접속 노드에 접속되고, 노드(N2)는 콘덴서(C1x,C2x) 사이의 접속 노드에 접속된다.
도 16(b)의 교류 스위치는 애노드가 노드(N1)에 접속된 다이오드(D3x), 콜렉터가 다이오드(D3x)의 캐소드에 접속되고 이미터가 노드(N2)에 접속된 IGBT 소자(Q4x), 이미터가 노드(N1)에 접속된 IGBT 소자(Q3x), 및 캐소드가 IGBT 소자(Q3x)의 콜렉터에 접속되고 애노드가 노드(N2)에 접속된 다이오드(D4x)를 포함한다. 도 16(c)의 교류 스위치는 노드(N1,N2) 사이에 접속된 역저지 IGBT 소자(Q5x)를 포함한다.
이번에 개시된 실시형태는 모든 관점에 있어서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 상술된 설명이 아닌 청구의 범위에 의해 나타내어지고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1: 상용 교류 전원 2: 입력 필터
3: 3레벨 PWM 컨버터 4: 3레벨 PWM 인버터
5: 출력 필터 6: 부하
7: 직류 전압 변환기 8: 축전지
10: 제어 장치
11, 11R, 11S, 11T, 19, 19U, 19V, 19W, C1R, C2R, C1S, C2S, C1T, C2T, C1U, C2U, C1V, C2V, C1W, C2W: 콘덴서
12, 12R, 12S, 12T, 18, 18U, 18V, 18W: 리액터
13: 직류 포지티브 모선 14: 직류 네거티브 모선
15: 직류 중성점 모선 31, 36: 전압 센서
32, 32R, 32S, 32T, 37, SR, SS: 전류 센서
33: 정전 검출 회로 40: 단락 검출 보호 회로
41: 과전류 검출 보호 회로 100: 무정전 전원 장치
D1R~D4R, D1S~D4S, D1T~D4T, D1U~D4U, D1V~D4V, D1W~D4W, D3x, D4x: 다이오드
F1R~F4R, F1S~F4S, F1T~F3T, F1U~F3U, F1V~F3V, F1W~F3W: 퓨즈
Q1R~Q4R, Q1S~Q4S, Q1T~Q4T, Q1U~Q4U, Q1V~Q4V, Q1W~Q4W, Q3x~Q5x: IGBT 소자
RL: R상 라인 SL: S상 라인
TL: T상 라인 UL: U상 라인
VL: V상 라인 WL: W상 라인

Claims (9)

  1. 교류 라인(RL)과 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14) 및 직류 중성점 모선(15) 사이에 설치되어 직류 전력 및 교류 전력 중 한쪽의 전력을 다른쪽의 전력으로 변환하는 전력 변환 장치(3)로서:
    한쪽 단자가 상기 직류 포지티브 모선(13)에 접속된 제 1 퓨즈(F1R);
    한쪽 단자가 상기 직류 네거티브 모선(14)에 접속된 제 2 퓨즈(F2R);
    한쪽 단자가 상기 직류 중성점 모선(15)에 접속된 제 3 퓨즈(F3R);
    상기 제 1 퓨즈(F1R)의 다른쪽 단자와 상기 교류 라인(RL) 사이에 접속된 제 1 반도체 스위칭 소자(Q1R);
    상기 교류 라인(RL)과 상기 제 2 퓨즈(F2R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 2 반도체 스위칭 소자(Q2R);
    상기 교류 라인(RL)과 상기 제 3 퓨즈(F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 교류 스위치(Q3R,Q4R,D3R,D4R);
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(Q1R,Q2R)에 각각 역병렬로 접속된 제 1 및 제 2 다이오드(D1R,D2R);
    상기 제 1 및 제 3 퓨즈(F1R,F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 1 콘덴서(C1R); 및
    상기 제 2 및 제 3 퓨즈(F2R,F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 2 콘덴서(C2R)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 교류 라인(RL)과 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14) 및 직류 중성점 모선(15) 사이에 설치되어 직류 전력 및 교류 전력 중 한쪽의 전력을 다른쪽의 전력으로 변환하는 전력 변환 장치(3)로서:
    한쪽 단자가 상기 직류 포지티브 모선(13)에 접속된 제 1 퓨즈(F1R);
    한쪽 단자가 상기 직류 네거티브 모선(14)에 접속된 제 2 퓨즈(F2R);
    한쪽 단자가 상기 교류 라인(RL)에 접속된 제 3 퓨즈(F3R);
    상기 제 1 퓨즈(F1R)의 다른쪽 단자와 상기 교류 라인(RL) 사이에 접속된 제 1 반도체 스위칭 소자(Q1R);
    상기 교류 라인(RL)과 상기 제 2 퓨즈(F2R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 2 반도체 스위칭 소자(Q2R);
    상기 제 3 퓨즈(F3R)의 다른쪽 단자와 상기 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속된 교류 스위치(Q3R,Q4R,D3R,D4R);
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(Q1R,Q2R)에 각각 역병렬로 접속된 제 1 및 제 2 다이오드(D1R,D2R);
    상기 제 1 퓨즈(F1R)의 다른쪽 단자와 상기 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속된 제 1 콘덴서(C1R); 및
    상기 제 2 퓨즈(F2R)의 다른쪽 단자와 상기 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속된 제 2 콘덴서(C2R)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 교류 라인(RL)과 직류 포지티브 모선(13), 직류 네거티브 모선(14) 및 직류 중성점 모선(15) 사이에 설치되어 직류 전력 및 교류 전력 중 한쪽의 전력을 다른쪽의 전력으로 변환하는 전력 변환 장치(3)로서:
    한쪽 단자가 상기 직류 포지티브 모선(13)에 접속된 제 1 퓨즈(F1R);
    한쪽 단자가 상기 직류 네거티브 모선(14)에 접속된 제 2 퓨즈(F2R);
    한쪽 단자가 상기 직류 중성점 모선(15)에 접속된 제 3 퓨즈(F3R);
    상기 제 1 퓨즈(F1R)의 다른쪽 단자와 상기 교류 라인(RL) 사이에 접속된 제 1 반도체 스위칭 소자(Q1R);
    상기 교류 라인(RL)과 상기 제 2 퓨즈(F2R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 제 2 반도체 스위칭 소자(Q2R);
    상기 교류 라인(RL)과 상기 제 3 퓨즈(F3R)의 다른쪽 단자 사이에 접속된 교류 스위치(Q3R,Q4R,D3R,D4R);
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(Q1R,Q2R)에 각각 역병렬로 접속된 제 1 및 제 2 다이오드(D1R,D2R);
    상기 제 1 퓨즈(F1R)의 다른쪽 단자와 상기 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속된 제 1 콘덴서(C1R); 및
    상기 제 2 퓨즈(F2R)의 다른쪽 단자와 상기 직류 중성점 모선(15) 사이에 접속된 제 2 콘덴서(C2R)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위칭 소자(Q1R,Q2R) 사이의 접속 노드와 상기 교류 라인(RL) 사이에 배치된 제 4 퓨즈(F4R)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 교류 스위치는,
    직렬 접속된 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(Q3R,Q4R), 및
    상기 제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(Q3R,Q4R)에 각각 역병렬로 접속된 제 3 및 제 4 다이오드(D3R,D4R)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(Q3R,Q4R) 중 적어도 어느 한쪽이 파손됨에 따라 상기 제 1 ~ 제 4 반도체 스위칭 소자(Q1R~Q4R)를 비도통으로 하는 보호 회로(40)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    제 3 및 제 4 반도체 스위칭 소자(Q3R,Q4R)에 과전류가 흐름에 따라 상기 제 1 ~ 제 4 반도체 스위칭 소자(Q1R~Q4R)를 비도통으로 하는 보호 회로(41)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 상기 교류 라인(RL)을 통하여 공급된 교류 전압을 포지티브 전압, 네거티브 전압 및 중성점 전압으로 변환하여 각각 상기 직류 포지티브 모선(13), 상기 직류 네거티브 모선(14) 및 상기 직류 중성점 모선(15)에 제공하는 3레벨 PWM 컨버터(3)인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 각각 상기 직류 포지티브 모선(13), 상기 직류 네거티브 모선(14) 및 상기 직류 중성점 모선(15)을 통하여 공급된 포지티브 전압, 네거티브 전압 및 중성점 전압을 교류 전압으로 변환하여 상기 교류 라인(UL)에 제공하는 3레벨 PWM 인버터(4)인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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