JP2003070262A - 電力変換装置 - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
Abstract
(57)【要約】
【課題】 通常運転状態で発熱するスイッチング素子の
発熱による素子破壊を防止することができる電力変換装
置を提供することである。 【解決手段】 電力変換装置の３レベルＰＷＭコンバー
タ回路において、通常の運転状態で高周波スイッチング
を常時繰り返す第２のスイッチング要素および第３のス
イッチング要素のスイッチング素子を２個並列接続して
定格容量を上げる。また、電力変換装置の３レベルＰＷ
Ｍインバータ回路において、通常の運転状態で高周波ス
イッチング動作を繰り返す第１のスイッチング要素およ
び第４のスイッチング要素のスイッチング素子を２個並
列接続して定格容量を上げる。これにより、スイッチン
グ素子の発熱による素子破壊を防止する。
発熱による素子破壊を防止することができる電力変換装
置を提供することである。 【解決手段】 電力変換装置の３レベルＰＷＭコンバー
タ回路において、通常の運転状態で高周波スイッチング
を常時繰り返す第２のスイッチング要素および第３のス
イッチング要素のスイッチング素子を２個並列接続して
定格容量を上げる。また、電力変換装置の３レベルＰＷ
Ｍインバータ回路において、通常の運転状態で高周波ス
イッチング動作を繰り返す第１のスイッチング要素およ
び第４のスイッチング要素のスイッチング素子を２個並
列接続して定格容量を上げる。これにより、スイッチン
グ素子の発熱による素子破壊を防止する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば交流車両用
の３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路に適用さ
れる電力変換装置に関する。
の３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路に適用さ
れる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、交流車両システムでは、１相分が
４個のスイッチング要素を直列接続して構成された３レ
ベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路を適用した電力
変換装置が用いられている。この３レベルＰＷＭコンバ
ータ／インバータ回路を適用した電力変換装置は、下記
のような利点がある。
４個のスイッチング要素を直列接続して構成された３レ
ベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路を適用した電力
変換装置が用いられている。この３レベルＰＷＭコンバ
ータ／インバータ回路を適用した電力変換装置は、下記
のような利点がある。
【０００３】（１）ＰＷＭ制御周波数ｆｓｗが高いので
入力電源に発生する高調波が少ない。
入力電源に発生する高調波が少ない。
【０００４】（２）出力直流電圧リプルの低減が図れ
る。
る。
【０００５】（３）変換器騒音の低減が図れる。
【０００６】（４）トルクリプルを低減でき、乗り心地
の改善。
の改善。
【０００７】（５）コンバータ回路の出力直流電圧Ｖｐ
ｎを高くできる。
ｎを高くできる。
【０００８】図５は、従来の３レベルＰＷＭコンバータ
／インバータ回路を適用した電力変換装置のコンバータ
回路の回路図である。スイッチング要素として自己消弧
形素子を使用し、架線Ｋｐから単相交流電圧を入力して
直流電圧Vｐｎを得るものを示している。
／インバータ回路を適用した電力変換装置のコンバータ
回路の回路図である。スイッチング要素として自己消弧
形素子を使用し、架線Ｋｐから単相交流電圧を入力して
直流電圧Vｐｎを得るものを示している。
【０００９】交流車両システムのコンバータ回路におい
ては、パンタグラフＰにて架線Ｋｐから変圧器ＴＲを介
して単相交流電圧を入力する。変圧器ＴＲは車輪Ｓｋを
介してレールＲｅに接地されている。
ては、パンタグラフＰにて架線Ｋｐから変圧器ＴＲを介
して単相交流電圧を入力する。変圧器ＴＲは車輪Ｓｋを
介してレールＲｅに接地されている。
【００１０】コンバータ回路のＵｃ相の各スイッチング
要素は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ、Ｑｕ２ｃ、Ｑｘ１ｃ、Ｑｘ２ｃとクランプ
ダイオードＤｕｐｃ、Ｄｕｎｃで構成される。同様に、
Ｖｃ相の各スイッチング要素も、逆導通ダイオードが内
蔵されたスイッチング素子Ｑｖ１ｃ、Ｑｖ２ｃ、Ｑｙ１
ｃ、Ｑｙ２ｃとクランプダイオードＤｗｃ、Ｄｖｎｃで
構成され、このＵｃ相およびＶｃ相の２つの回路で３レ
ベルの単相ＰＷＭコンバータ回路が構成されている。Ｆ
ＣＰ、ＦＣＮは平滑コンデンサである。このコンバータ
回路でのＰＷＭ制御は、出力電圧Ｖｐｎが一定になるよ
うに入力電流ＩｓｕをＰＷＭ制御して行われる。
要素は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ、Ｑｕ２ｃ、Ｑｘ１ｃ、Ｑｘ２ｃとクランプ
ダイオードＤｕｐｃ、Ｄｕｎｃで構成される。同様に、
Ｖｃ相の各スイッチング要素も、逆導通ダイオードが内
蔵されたスイッチング素子Ｑｖ１ｃ、Ｑｖ２ｃ、Ｑｙ１
ｃ、Ｑｙ２ｃとクランプダイオードＤｗｃ、Ｄｖｎｃで
構成され、このＵｃ相およびＶｃ相の２つの回路で３レ
ベルの単相ＰＷＭコンバータ回路が構成されている。Ｆ
ＣＰ、ＦＣＮは平滑コンデンサである。このコンバータ
回路でのＰＷＭ制御は、出力電圧Ｖｐｎが一定になるよ
うに入力電流ＩｓｕをＰＷＭ制御して行われる。
【００１１】ここで、各相の直列接続された各々のスイ
ッチング素子を図の上部から下部にかけて、第１のスイ
ッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッ
チング素子、第４のスイッチング素子と呼ぶことにす
る。例えば、図５では、スイッチング素子Qｕ１ｃ、Qｖ
１ｃを第１のスイッチング素子、スイッチング素子Ｑｕ
２ｃ、Ｑｖ２ｃを第２のスイッチング素子、スイッチン
グ素子Ｑｘ１ｃ、Ｑｙ１ｃを第３のスイッチング素子、
スイッチング素子Ｑｘ２ｃ、Ｑｙ２ｃを第４のスイッチ
ング素子と呼ぶことにする。
ッチング素子を図の上部から下部にかけて、第１のスイ
ッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッ
チング素子、第４のスイッチング素子と呼ぶことにす
る。例えば、図５では、スイッチング素子Qｕ１ｃ、Qｖ
１ｃを第１のスイッチング素子、スイッチング素子Ｑｕ
２ｃ、Ｑｖ２ｃを第２のスイッチング素子、スイッチン
グ素子Ｑｘ１ｃ、Ｑｙ１ｃを第３のスイッチング素子、
スイッチング素子Ｑｘ２ｃ、Ｑｙ２ｃを第４のスイッチ
ング素子と呼ぶことにする。
【００１２】次に、図６は従来の３レベルＰＷＭコンバ
ータ／インバータ回路を適用した電力変換装置のインバ
ータ回路の回路図である。スイッチング要素として自己
消弧形素子を使用し、コンバータ回路で得られた直流電
圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機Ｍ１
〜Ｍ３に供給するものを示している。
ータ／インバータ回路を適用した電力変換装置のインバ
ータ回路の回路図である。スイッチング要素として自己
消弧形素子を使用し、コンバータ回路で得られた直流電
圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機Ｍ１
〜Ｍ３に供給するものを示している。
【００１３】インバータ回路のＵｉ相は、逆導通ダイオ
ードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｕ１ｉ、Ｑｕ２
ｉ、Ｑｘ１ｉ、Ｑｘ２ｉとクランプダイオードＤｕｐ
ｉ、Ｄｕｎｉで構成され、１相分の３レベルのＰＷＭイ
ンバータを構成する。他相のＶｉ相およびＷｉ相も同様
に構成され、この３回路で３相の３レベルＰＷＭインバ
ータ回路を構成する。インバータ回路のＰＷＭ制御は、
コンバータ回路の出力電圧Ｖｐｎを電圧源として可変電
圧可変周波数の電力を負荷電動機Ｍに供給する。
ードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｕ１ｉ、Ｑｕ２
ｉ、Ｑｘ１ｉ、Ｑｘ２ｉとクランプダイオードＤｕｐ
ｉ、Ｄｕｎｉで構成され、１相分の３レベルのＰＷＭイ
ンバータを構成する。他相のＶｉ相およびＷｉ相も同様
に構成され、この３回路で３相の３レベルＰＷＭインバ
ータ回路を構成する。インバータ回路のＰＷＭ制御は、
コンバータ回路の出力電圧Ｖｐｎを電圧源として可変電
圧可変周波数の電力を負荷電動機Ｍに供給する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、車両の運転
では、図７に示すように力行領域での運転モードが多い
ため、３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路では
動作するスイッチング素子が限られている。
では、図７に示すように力行領域での運転モードが多い
ため、３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ回路では
動作するスイッチング素子が限られている。
【００１５】力行領域でのＰＷＭコンバータ動作は、直
流電圧Vｐnを一定制御するために、第２のスイッチング
素子Ｑｕ２ｃ（Ｑｖ２ｃ）と第３のスイッチング素子Ｑ
ｘ１ｃ（Ｑｙ１ｃ）とを半サイクル毎にオンオフ制御す
ることになる。つまり、第２のスイッチング素子Ｑｕ２
ｃ（Ｑｖ２ｃ）および第３のスイッチング素子Ｑｘ１ｃ
（Ｑｙ１ｃ）は常時高周波スイッチングを繰り返してい
る。
流電圧Vｐnを一定制御するために、第２のスイッチング
素子Ｑｕ２ｃ（Ｑｖ２ｃ）と第３のスイッチング素子Ｑ
ｘ１ｃ（Ｑｙ１ｃ）とを半サイクル毎にオンオフ制御す
ることになる。つまり、第２のスイッチング素子Ｑｕ２
ｃ（Ｑｖ２ｃ）および第３のスイッチング素子Ｑｘ１ｃ
（Ｑｙ１ｃ）は常時高周波スイッチングを繰り返してい
る。
【００１６】その結果、第２のスイッチング素子Ｑｕ２
ｃ（Ｑｖ２ｃ）および第３のスイッチング素子Ｑｘ１ｃ
（Ｑｙ１ｃ）がオンオフするたびにスイッチング損失Ｐ
ｏｎ、Ｐｏｆｆが発生し、素子のジャンクション温度Ｔ
ｊを上げる大きな要因になっている。この損失Ｐｓｗ
（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）はスイッチング周波数と遮断電流
等に比例して大きくなり、高圧大電流形素子ほど大きい
傾向を示す。なお、回生領域では第１のスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ
２ｃ（Ｑｙ２ｃ）がスイッチング動作するが、通常は短
時間なので問題にならない。
ｃ（Ｑｖ２ｃ）および第３のスイッチング素子Ｑｘ１ｃ
（Ｑｙ１ｃ）がオンオフするたびにスイッチング損失Ｐ
ｏｎ、Ｐｏｆｆが発生し、素子のジャンクション温度Ｔ
ｊを上げる大きな要因になっている。この損失Ｐｓｗ
（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）はスイッチング周波数と遮断電流
等に比例して大きくなり、高圧大電流形素子ほど大きい
傾向を示す。なお、回生領域では第１のスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ
２ｃ（Ｑｙ２ｃ）がスイッチング動作するが、通常は短
時間なので問題にならない。
【００１７】また、インバータ動作の場合は、起動時
（期間ｔ０−ｔ１）においては、第１のスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ
２ｃ（Ｑｙ２ｃ）とが半サイクル毎に高周波スイッチン
グを繰り返す。その結果、コンバータ回路と同様に第１
のスイッチング素子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイ
ッチング素子Ｑｘ２ｃ（Ｑｙ２ｃ）がオンオフするたび
にスイッチング損失Ｐｓｗ（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）が発生
し、素子のジャンクション温度Ｔｊを上げる要因になっ
ている。
（期間ｔ０−ｔ１）においては、第１のスイッチング素
子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ
２ｃ（Ｑｙ２ｃ）とが半サイクル毎に高周波スイッチン
グを繰り返す。その結果、コンバータ回路と同様に第１
のスイッチング素子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１ｃ）と第４のスイ
ッチング素子Ｑｘ２ｃ（Ｑｙ２ｃ）がオンオフするたび
にスイッチング損失Ｐｓｗ（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）が発生
し、素子のジャンクション温度Ｔｊを上げる要因になっ
ている。
【００１８】その他の損失としては、スイッチング素子
に電流が流れた場合に発生するオン損失Ｐｓａｔと、素
子に内蔵された逆導通ダイオードに流れた場合に発生す
るオン損失Ｐｄがある。これらの損失は一般的に定常損
失と呼ばれ、電流に比例して大きくなる。
に電流が流れた場合に発生するオン損失Ｐｓａｔと、素
子に内蔵された逆導通ダイオードに流れた場合に発生す
るオン損失Ｐｄがある。これらの損失は一般的に定常損
失と呼ばれ、電流に比例して大きくなる。
【００１９】車両用電力変換装置では限られたスペース
にスイッチング素子を配置しなければならないため、ス
イッチング素子の冷却能力にも限界がある。また、図７
の運転パターンに示すように、通常はほとんど力行モー
ドで運転されるため、上記のようにコンバータ回路では
第２のスイッチング素子Ｑｕ２ｃ（Ｑｖ２ｃ）と第３の
スイッチング素子Ｑｘ１ｃ（Ｑｙ１ｃ）、インバータ回
路の場合は、第１のスイッチング素子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１
ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ２ｃ（Ｑｙ２ｃ）に
損失が集中し、最悪の場合には発生損失の熱による素子
破壊に至る可能性が大きい。
にスイッチング素子を配置しなければならないため、ス
イッチング素子の冷却能力にも限界がある。また、図７
の運転パターンに示すように、通常はほとんど力行モー
ドで運転されるため、上記のようにコンバータ回路では
第２のスイッチング素子Ｑｕ２ｃ（Ｑｖ２ｃ）と第３の
スイッチング素子Ｑｘ１ｃ（Ｑｙ１ｃ）、インバータ回
路の場合は、第１のスイッチング素子Ｑｕ１ｃ（Ｑｖ１
ｃ）と第４のスイッチング素子Ｑｘ２ｃ（Ｑｙ２ｃ）に
損失が集中し、最悪の場合には発生損失の熱による素子
破壊に至る可能性が大きい。
【００２０】本発明の目的は、通常運転状態で発熱する
スイッチング素子の発熱による素子破壊を防止すること
ができる電力変換装置を提供することである。
スイッチング素子の発熱による素子破壊を防止すること
ができる電力変換装置を提供することである。
【００２１】
【発明を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ回路と、コンバータ回路で得られた直流電圧を可変電
圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機に供給するイン
バータ回路とを備えた電力変換装置において、前記コン
バータ回路は、１相分が４個のスイッチング要素を直列
接続して構成された３レベルＰＷＭコンバータ回路であ
り、第２のスイッチング要素および第３のスイッチング
要素はそれぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して
構成されたことを特徴とする。
力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ回路と、コンバータ回路で得られた直流電圧を可変電
圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機に供給するイン
バータ回路とを備えた電力変換装置において、前記コン
バータ回路は、１相分が４個のスイッチング要素を直列
接続して構成された３レベルＰＷＭコンバータ回路であ
り、第２のスイッチング要素および第３のスイッチング
要素はそれぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して
構成されたことを特徴とする。
【００２２】請求項１の発明に係る電力変換装置におい
ては、３レベルＰＷＭコンバータ回路において、通常の
運転状態で高周波スイッチングを常時繰り返す第２のス
イッチング要素および第３のスイッチング要素のスイッ
チング素子を２個並列接続して定格容量を上げ、スイッ
チング素子の発熱による素子破壊を防止するものであ
る。
ては、３レベルＰＷＭコンバータ回路において、通常の
運転状態で高周波スイッチングを常時繰り返す第２のス
イッチング要素および第３のスイッチング要素のスイッ
チング素子を２個並列接続して定格容量を上げ、スイッ
チング素子の発熱による素子破壊を防止するものであ
る。
【００２３】請求項２の発明に係る電力変換装置は、交
流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、コンバ
ータ回路で得られた直流電圧を可変電圧可変周波数の交
流に変換し負荷電動機に供給するインバータ回路とを備
えた電力変換装置において、前記インバータ回路は、１
相分が４個のスイッチング要素を直列接続して構成され
た３レベルＰＷＭインバータ回路であり、第１のスイッ
チング要素および第４のスイッチング要素はそれぞれ２
個のスイッチング素子を並列接続して構成されたことを
特徴とする。
流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、コンバ
ータ回路で得られた直流電圧を可変電圧可変周波数の交
流に変換し負荷電動機に供給するインバータ回路とを備
えた電力変換装置において、前記インバータ回路は、１
相分が４個のスイッチング要素を直列接続して構成され
た３レベルＰＷＭインバータ回路であり、第１のスイッ
チング要素および第４のスイッチング要素はそれぞれ２
個のスイッチング素子を並列接続して構成されたことを
特徴とする。
【００２４】請求項２の発明に係る電力変換装置におい
ては、３レベルＰＷＭインバータ回路において、通常の
運転状態で高周波スイッチング動作を繰り返す第１のス
イッチング要素および第４のスイッチング要素のスイッ
チング素子を２個並列接続して定格容量を上げ、スイッ
チング素子の発熱による素子破壊を防止するものであ
る。
ては、３レベルＰＷＭインバータ回路において、通常の
運転状態で高周波スイッチング動作を繰り返す第１のス
イッチング要素および第４のスイッチング要素のスイッ
チング素子を２個並列接続して定格容量を上げ、スイッ
チング素子の発熱による素子破壊を防止するものであ
る。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換
装置のコンバータ回路を示す回路図である。この第１の
実施の形態は、図５に示した従来例に対し、第２のスイ
ッチング要素および第３のスイッチング要素を、それぞ
れ２個のスイッチング素子を並列接続して構成したもの
である。その他の構成は、図５に示した従来例と同様で
あるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は
省略する。
する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換
装置のコンバータ回路を示す回路図である。この第１の
実施の形態は、図５に示した従来例に対し、第２のスイ
ッチング要素および第３のスイッチング要素を、それぞ
れ２個のスイッチング素子を並列接続して構成したもの
である。その他の構成は、図５に示した従来例と同様で
あるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は
省略する。
【００２６】図１において、パンタグラフＰにて架線Ｋ
ｐから変圧器ＴＲを介して単相交流電圧が入力される。
変圧器ＴＲは車輪Ｓｋを介してレールＲｅに接地されて
いる。コンバータ回路のＵｃ相の第１のスイッチング要
素および第４のスイッチング要素は、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｕ１ｃ、Ｑｘ２ｃで形
成されている。
ｐから変圧器ＴＲを介して単相交流電圧が入力される。
変圧器ＴＲは車輪Ｓｋを介してレールＲｅに接地されて
いる。コンバータ回路のＵｃ相の第１のスイッチング要
素および第４のスイッチング要素は、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｕ１ｃ、Ｑｘ２ｃで形
成されている。
【００２７】また、Ｕｃ相の第２のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ２ａｃおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｕ２ｂｃを並列接続して形成され、同様に、
Ｕｃ相の第３のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ１ａｃおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ１ｂｃを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｃ、Ｄｕｎｃが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ２ａｃおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｕ２ｂｃを並列接続して形成され、同様に、
Ｕｃ相の第３のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ１ａｃおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ１ｂｃを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｃ、Ｄｕｎｃが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
【００２８】コンバータ回路のＶｃ相についても同様
に、Ｖｃ相の第１のスイッチング要素および第４のスイ
ッチング要素は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッ
チング素子Ｑｖ１ｃ、Ｑｙ２ｃで形成されている。
に、Ｖｃ相の第１のスイッチング要素および第４のスイ
ッチング要素は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッ
チング素子Ｑｖ１ｃ、Ｑｙ２ｃで形成されている。
【００２９】また、Ｖｃ相の第２のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｖ２ａｃおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｖ２ｂｃを並列接続して形成され、同様に、
Ｖｃ相の第３のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ１ａｃおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ１ｂｃを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｖｐｃ、Ｄｖｎｃが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｖ２ａｃおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｖ２ｂｃを並列接続して形成され、同様に、
Ｖｃ相の第３のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ１ａｃおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ１ｂｃを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｖｐｃ、Ｄｖｎｃが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
【００３０】図２は、コンバータ動作時において、第２
のスイッチング要素に流れる電流Ｉｑ２ｃの説明図であ
る。図２に示すように２並列のスイッチング素子Ｑｕ２
ａｃ、Ｑｕ２ｂｃに分流して電流Ｉｑ２ａｃ、Ｉｑ２ｂ
ｃが流れるので、スイッチング素子が１個の場合と比較
して、スイッチング素子素子Ｑｕ２ａｃ、Ｑｕ２ｂｃの
発生する損失が低減する。その結果、スイッチング素子
Ｑｕ２ａｃ、Ｑｕ２ｂｃの損失による発熱は分散がで
き、１個のスイッチング素子の責務も軽くなる。
のスイッチング要素に流れる電流Ｉｑ２ｃの説明図であ
る。図２に示すように２並列のスイッチング素子Ｑｕ２
ａｃ、Ｑｕ２ｂｃに分流して電流Ｉｑ２ａｃ、Ｉｑ２ｂ
ｃが流れるので、スイッチング素子が１個の場合と比較
して、スイッチング素子素子Ｑｕ２ａｃ、Ｑｕ２ｂｃの
発生する損失が低減する。その結果、スイッチング素子
Ｑｕ２ａｃ、Ｑｕ２ｂｃの損失による発熱は分散がで
き、１個のスイッチング素子の責務も軽くなる。
【００３１】また、スイッチング素子１個とスイッチン
グ素子を並列接続した場合との損失を比較すると、並列
接続で使用した方が定常損失（Ｐａｓｔ＋Ｐｄ）および
スイッチング損失Ｐｓｗ等が少ないことがわかってい
る。従って、並列接続した場合には損失が軽減され発熱
が抑制できる。第３のスイッチング要素の場合も同様で
あり同様な効果が得られる。
グ素子を並列接続した場合との損失を比較すると、並列
接続で使用した方が定常損失（Ｐａｓｔ＋Ｐｄ）および
スイッチング損失Ｐｓｗ等が少ないことがわかってい
る。従って、並列接続した場合には損失が軽減され発熱
が抑制できる。第３のスイッチング要素の場合も同様で
あり同様な効果が得られる。
【００３２】図３は本発明の第２の実施の形態に係る電
力変換装置のインバータ回路を示す回路図である。この
第２の実施の形態は、図６に示した従来例に対し、第１
のスイッチング要素および第４のスイッチング要素を、
それぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して構成し
たものである。その他の構成は、図６に示した従来例と
同様であるので、同一要素には同一符号を付し重複する
説明は省略する。
力変換装置のインバータ回路を示す回路図である。この
第２の実施の形態は、図６に示した従来例に対し、第１
のスイッチング要素および第４のスイッチング要素を、
それぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して構成し
たものである。その他の構成は、図６に示した従来例と
同様であるので、同一要素には同一符号を付し重複する
説明は省略する。
【００３３】図３において、インバータ回路のＵｉ相の
第２のスイッチング要素および第３のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ２ｉ、Ｑｘ１ｉで形成されている。
第２のスイッチング要素および第３のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ２ｉ、Ｑｘ１ｉで形成されている。
【００３４】また、Ｕｉ相の第１のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｕ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｕｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｕ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｕ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｕｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｘ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
【００３５】また、Ｖｉ相の第１のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｖ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｖ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｖｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｖ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｖ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｖｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｙ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
【００３６】さらに、Ｗｉ相の第１のスイッチング要素
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｗ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｗ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｗｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｚ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｚ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
は、逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑ
ｗ１ａｉおよび逆導通ダイオードが内蔵されたスイッチ
ング素子Ｑｗ１ｂｉを並列接続して形成され、同様に、
Ｗｉ相の第４のスイッチング要素も、逆導通ダイオード
が内蔵されたスイッチング素子Ｑｚ２ａｉおよび逆導通
ダイオードが内蔵されたスイッチング素子Ｑｚ２ｂｉを
並列接続して形成される。そして、クランプダイオード
Ｄｕｐｉ、Ｄｕｎｉが第２のスイッチング要素および第
３のスイッチング要素と並列に接続されている。
【００３７】この３回路で３相の３レベルＰＷＭインバ
ータ回路を構成する。インバータ回路のＰＷＭ制御は、
コンバータ回路の出力電圧Ｖｐｎを電圧源として可変電
圧可変周波数の電力を負荷電動機Ｍ１〜ん４に供給す
る。
ータ回路を構成する。インバータ回路のＰＷＭ制御は、
コンバータ回路の出力電圧Ｖｐｎを電圧源として可変電
圧可変周波数の電力を負荷電動機Ｍ１〜ん４に供給す
る。
【００３８】図４は、インバータ動作時において、第１
のスイッチング要素に流れる電流Ｉｑ１ｉの説明図であ
る。図４に示すように、２並列のスイッチング素子Ｑｕ
１ａｉ、Ｑｕ１ｂｉに分流して電流Ｉｑ１ａｉ、Ｉｑ１
ｂｉが流れるので、１個のスイッチング素子の場合と比
較して、２個のスイッチング素子Ｑｕ１ａi、Ｑｕ１ｂ
ｉの発生する損失も低減できる。その結果、スイッチン
グ素子の損失による発熱を分散化でき、素子の責務も軽
くなる。第４のスイッチング素子についてもも同様な効
果が得られる。
のスイッチング要素に流れる電流Ｉｑ１ｉの説明図であ
る。図４に示すように、２並列のスイッチング素子Ｑｕ
１ａｉ、Ｑｕ１ｂｉに分流して電流Ｉｑ１ａｉ、Ｉｑ１
ｂｉが流れるので、１個のスイッチング素子の場合と比
較して、２個のスイッチング素子Ｑｕ１ａi、Ｑｕ１ｂ
ｉの発生する損失も低減できる。その結果、スイッチン
グ素子の損失による発熱を分散化でき、素子の責務も軽
くなる。第４のスイッチング素子についてもも同様な効
果が得られる。
【００３９】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、通
常運転状態で発熱するスイッチング素子の発熱による素
子破壊を防止することができる。特に、車両用の３レベ
ルＰＷＭコンバータ／インバータ回路を適用した電力変
換装置において、スイッチング素子を並列接続してスイ
ッチング要素の容量を増加することで、素子損失の低減
と素子損失による発生する熱を分散し、熱損失の集中化
を無くする。従って、温度上昇によるスイッチング素子
の破壊を防止でき、最も動作が厳しい場所にあるスイッ
チング素子の容量ＵＰが図れる。
常運転状態で発熱するスイッチング素子の発熱による素
子破壊を防止することができる。特に、車両用の３レベ
ルＰＷＭコンバータ／インバータ回路を適用した電力変
換装置において、スイッチング素子を並列接続してスイ
ッチング要素の容量を増加することで、素子損失の低減
と素子損失による発生する熱を分散し、熱損失の集中化
を無くする。従って、温度上昇によるスイッチング素子
の破壊を防止でき、最も動作が厳しい場所にあるスイッ
チング素子の容量ＵＰが図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置
のコンバータ回路を示す回路図。
のコンバータ回路を示す回路図。
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるコンバータ
回路のコンバータ動作時において第２のスイッチング要
素に流れる電流の説明図。
回路のコンバータ動作時において第２のスイッチング要
素に流れる電流の説明図。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置
のインバータ回路を示す回路図。
のインバータ回路を示す回路図。
【図４】本発明の第２の実施の形態におけるインバータ
回路のインバータ動作時において第１のスイッチング要
素に流れる電流の説明図。
回路のインバータ動作時において第１のスイッチング要
素に流れる電流の説明図。
【図５】従来の３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ
回路を適用した電力変換装置のコンバータ回路の回路
図。
回路を適用した電力変換装置のコンバータ回路の回路
図。
【図６】従来の３レベルＰＷＭコンバータ／インバータ
回路を適用した電力変換装置のインバータ回路の回路
図。
回路を適用した電力変換装置のインバータ回路の回路
図。
【図７】車両の運転パターンの説明図。
Ｋｐ…架線、Ｒｅ…レール、Ｐ…パンタグラフ、Ｑ…ス
イッチング素子、ＴＲ…トランス、ＳＫ…車輪、Ｍ…負
荷電動機
イッチング素子、ＴＲ…トランス、ＳＫ…車輪、Ｍ…負
荷電動機
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ回路と、コンバータ回路で得られた直流電圧を可変電
圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機に供給するイン
バータ回路とを備えた電力変換装置において、前記コン
バータ回路は、１相分が４個のスイッチング要素を直列
接続して構成された３レベルＰＷＭコンバータ回路であ
り、第２のスイッチング要素および第３のスイッチング
要素はそれぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して
構成されたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 交流電圧を直流電圧に変換するコンバー
タ回路と、コンバータ回路で得られた直流電圧を可変電
圧可変周波数の交流に変換し負荷電動機に供給するイン
バータ回路とを備えた電力変換装置において、前記イン
バータ回路は、１相分が４個のスイッチング要素を直列
接続して構成された３レベルＰＷＭインバータ回路であ
り、第１のスイッチング要素および第４のスイッチング
要素はそれぞれ２個のスイッチング素子を並列接続して
構成されたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001252987A JP2003070262A (ja) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001252987A JP2003070262A (ja) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003070262A true JP2003070262A (ja) | 2003-03-07 |
Family
ID=19081378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001252987A Pending JP2003070262A (ja) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003070262A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100346562C (zh) * | 2004-01-19 | 2007-10-31 | 南京航空航天大学 | 变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路 |
| CN100541993C (zh) * | 2006-05-16 | 2009-09-16 | 中国科学院电工研究所 | 超导储能用双向三电平软开关dc/dc |
| US8208276B2 (en) | 2009-02-20 | 2012-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Indsutrial Systems Corporation | Power conversion device |
| CN102522911A (zh) * | 2011-11-25 | 2012-06-27 | 华为技术有限公司 | 逆变装置及应用其的太阳能光伏并网系统 |
| CN103001518A (zh) * | 2012-11-21 | 2013-03-27 | 华为技术有限公司 | 一种逆变装置、方法以及逆变并网发电系统 |
| CN103248255A (zh) * | 2013-05-24 | 2013-08-14 | 哈尔滨工业大学 | 三相模块化多电平换流器及其子模块中igbt开路故障检测容错方法 |
| CN110198128A (zh) * | 2018-02-27 | 2019-09-03 | 三菱电机株式会社 | 3电平i型逆变器及半导体模块 |
| JP2020039221A (ja) * | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び電気車 |
| GB2601750A (en) * | 2020-12-08 | 2022-06-15 | Dyson Technology Ltd | Buck-boost converter |
| US11456673B2 (en) | 2017-08-31 | 2022-09-27 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion device of a neutral point clamp type |
-
2001
- 2001-08-23 JP JP2001252987A patent/JP2003070262A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100346562C (zh) * | 2004-01-19 | 2007-10-31 | 南京航空航天大学 | 变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路 |
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| WO2012167691A1 (zh) * | 2011-11-25 | 2012-12-13 | 华为技术有限公司 | 逆变装置及应用其的太阳能光伏并网系统 |
| CN103001518A (zh) * | 2012-11-21 | 2013-03-27 | 华为技术有限公司 | 一种逆变装置、方法以及逆变并网发电系统 |
| CN103248255A (zh) * | 2013-05-24 | 2013-08-14 | 哈尔滨工业大学 | 三相模块化多电平换流器及其子模块中igbt开路故障检测容错方法 |
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| CN110198128A (zh) * | 2018-02-27 | 2019-09-03 | 三菱电机株式会社 | 3电平i型逆变器及半导体模块 |
| US10541624B2 (en) | 2018-02-27 | 2020-01-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Three-level I-type inverter and semiconductor module |
| CN110198128B (zh) * | 2018-02-27 | 2021-10-29 | 三菱电机株式会社 | 3电平i型逆变器及半导体模块 |
| JP2020039221A (ja) * | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び電気車 |
| GB2601750A (en) * | 2020-12-08 | 2022-06-15 | Dyson Technology Ltd | Buck-boost converter |
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