JP2020039221A - 電力変換装置及び電気車 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置の小型化を図る。【解決手段】電力変換装置は、第１のパワー半導体素子を上アームとし第１のダイオードを下アームとする第１のパワーモジュール、第２のパワー半導体素子を上アームとし第３のパワー半導体素子を下アームとする第２のパワーモジュール、及び第２のダイオードを上アームとし第４のパワー半導体素子を下アームとする第３のパワーモジュールとを有し、第１のパワー半導体素子〜第４のパワー半導体素子は、この順序で直流電源の高圧側から低圧側に向かって直列接続されたワイドバンドギャップ半導体であり、第１のダイオードは、第１のパワー半導体素子と第２のパワー半導体素子の間の第１の接続点と、直流電源の中間の第２の接続点との間に接続され、第２のダイオードは、第３のパワー半導体素子と第４のパワー半導体素子の第３の接続点と、第２の接続点との間に接続されている。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置及び電気車に関する。

現在、高電圧の電力変換システムにはパワー半導体素子をスイッチング素子に使った電力変換回路が広く使われている。これらの高電圧の電力変換回路には例えば２レベル形回路と３レベル形回路がある。２レベル形回路は、回路構成がシンプルで部品点数が少ないことから、装置の小型化や軽量化が重視される場合に用いられる。

一方、３レベル形回路は、交流出力波形の歪が少なく低ノイズかつ低騒音であることや、高耐圧の特殊なスイッチング素子を必要とせず低耐圧のスイッチング素子を組合せることで回路を構成できる等の特徴があり、鉄道車両の駆動装置や鉄鋼の圧延機のドライブシステム等に用いられている。

近年、省エネルギーの観点から電力変換システムの高効率化、小型化及び軽量化が強く求められている。しかし、３レベル形回路では、２レベル形回路と比較して回路を構成する部品点数が多いことから電力変換装置が大型になってしまう。また、スイッチング素子間の接続が複雑になるためにインダクタンスが大きくなるという問題があった。

この問題に対して、特許文献１では、１対のパスイッチング素子とダイオードの２素子入りパワーモジュールを使用し、電力変換装置の小型化を行うとともにパワーモジュール間を接続する部品を減らし、インダクタンスを低減する手法を提案している。

国際公開第２０１３／１６１０４５号

しかしながら上述の特許文献１に開示の技術では、２素子入りパワーモジュールの１つのパッケージに、１対のスイッチング素子とダイオードを内蔵している。この構成では、１つのパワーモジュールが２つのスイッチング素子と２つのダイオードで構成されるため、パワーモジュールの実装面積が大きくなり電力変換装置が大型化してしまうという課題があった。

また、特許文献１に開示の技術では、２素子入りパワーモジュールの１つのパッケージに、１対のスイッチング素子とダイオードとクランプダイオードを内蔵している。このパワーモジュールの構成では、１対のパワー半導体素子とダイオードで構成される側の定格電流（許容電流）とクランプダイオードで構成される側の定格電流とが異なり、パワーモジュール１つあたりの定格電流が制限される。

また電力変換システムの高効率化、小型化、及び軽量化のために、高温まで動作が可能であるワイドバンドギャップのパワー半導体素子を電力変換装置に適用した場合、パワー半導体素子の発熱によりパワー半導体素子の動作温度が制限され、パワーモジュール１つあたりの定格電流が制限される。

このようにパワーモジュール１つあたりの定格電流が制限されることから、パワーモジュールの搭載数を多くして電力変換装置の定格電流を確保する必要があり、電力変換装置が大型化してしまうという課題があった。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、電力変換装置の小型化を図ることを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明においては、電力変換装置は、第１のパワー半導体素子を上アームとし第１のダイオードを下アームとする第１のパワーモジュールと、第２のパワー半導体素子を上アームとし第３のパワー半導体素子を下アームとする第２のパワーモジュールと、第２のダイオードを上アームとし第４のパワー半導体素子を下アームとする第３のパワーモジュールとを有し、前記第１のパワー半導体素子、前記第２のパワー半導体素子、前記第３のパワー半導体素子、及び前記第４のパワー半導体素子は、この順序で、２つの直流電源が直列接続されて構成された直流電源の高圧側から低圧側に向かって直列接続された、寄生ダイオードを還流ダイオードとして用いるバンドギャップが所定値以上であるワイドバンドギャップ半導体であり、前記第１のダイオードは、前記第１のパワー半導体素子と前記第２のパワー半導体素子の間の第１の接続点と、前記２つの直流電源の間の第２の接続点との間に、前記第１の接続点から前記第２の接続点への電流を阻止する向きで接続され、前記第２のダイオードは、前記第３のパワー半導体素子と前記第４のパワー半導体素子の第３の接続点と、前記第２の接続点との間に、前記第２の接続点から前記第３の接続点への電流を阻止する向きで接続されている。

本発明によれば、電力変換装置の小型化を図ることができる。

実施例１の電力変換装置の部分構成例を示す図。 実施例１の電力変換装置が有する第１のパワーモジュールの構成例を示す回路図。 実施例１の電力変換装置が有する第２のパワーモジュールの構成例を示す回路図。 実施例１の電力変換装置が有する第３のパワーモジュールの構成例を示す回路図。 実施例１の電力変換装置が有するパワーモジュールの構造例を示す平面図。 実施例１の電力変換装置が有するパワーモジュールの構造例を概略的に示す断面図。 実施例２の電力変換装置の部分構成例を示す図。 比較対象としての実施例１の電力変換装置の３レベル回路動作を説明するための図。 比較対象としての実施例１の電力変換装置の３レベル回路動作を説明するための図。 比較対象としての実施例１の電力変換装置の３レベル回路動作時の温度をシミュレーションする際のパワー半導体素子のグループを示す図。 実施例２の電力変換装置の３レベル回路動作時の温度をシミュレーションする際のパワー半導体素子のグループを示す図。 実施例２の変形例の電力変換装置の部分構成例を示す図。 実施例３として、実施例１及び２の電力変換装置を用いた電気車を示す図。

以下、図面に基づいて本発明の実施例を詳述する。以下の実施例を説明するための各図面において参照番号が同一の構成要素は、同一あるいは類似の機能又は処理を備えた構成要素を示し、後出の説明を省略する。また各実施例及び各変形例は、本発明の技術思想の範囲内及び整合する範囲内で一部又は全部を組合せることができる。

図１は、実施例１の電力変換装置の部分構成例を示す図である。図２〜図３は、実施例１の電力変換装置が有する第１〜第３のパワーモジュールの構成例を示す回路図である。

図１では、実施例１の電力変換装置１０の１相分の回路を示している。電力変換装置１０がモータ等の３相の負荷へ電力を供給する３レベルインバータ装置である場合には、図１に示す回路を３相分備えて、直流電力を３相交流電力に変換して出力する。また電力変換装置１０が交流電力を直流電力に変換する３レベルコンバータ装置である場合には、図１に示す回路を２相あるいは３相分備えて、３相交流電力を直流電力に変換して出力する。

実施例１の電力変換装置１０は、第１のパワーモジュール１と、第２のパワーモジュール２と、第３のパワーモジュール３と、直流電源コンデンサ３０及び３１と、ゲートドライバ４０〜４３と、交流端子ＡＣと、直流正極端子Ｐと、直流負極端子Ｎとを有する。直流電源コンデンサ３０及び３１は互いに直列に接続されて直流電源を構成する。ゲートドライバ４０〜４３は、後述のパワー半導体素子１１〜１２それぞれにゲートを駆動させるための電圧を印可する。

第１のパワーモジュール１は、図２に示すように、直列に接続されたパワー半導体素子１１とクランプダイオード２１を含む２素子入りモジュールである。図２に示すように、第１のパワーモジュール１は、パワー半導体素子１１のみで上アームを構成し、クランプダイオード２１のみで下アームを構成する。よって第１のパワーモジュール１の１つあたりの定格電流を大きくすることが可能になり、同一定格電流であれば電力変換装置１０を構成する第１のパワーモジュール１の数を減らすことができるので、電力変換装置１０を小型化することができる。

第２のパワーモジュール２は、図３に示すように、直列に接続されたパワー半導体素子１２及び１３を含む２素子入りモジュールである。図３に示すように、第２のパワーモジュール２は、パワー半導体素子１２のみで上アームを構成し、パワー半導体素子１３のみで下アームを構成する。よって第２のパワーモジュール２の１つあたりの定格電流を大きくすることが可能になり、同一定格電流であれば電力変換装置１０を構成する第２のパワーモジュール２の数を減らすことができるので、電力変換装置１０を小型化することができる。

第３のパワーモジュール３は、図４に示すように、直列に接続されたクランプダイオード２２とパワー半導体素子１４を含む２素子入りパワーモジュールである。図４に示すように、第３のパワーモジュール３は、クランプダイオード２２のみで上アームを構成し、パワー半導体素子１４のみで下アームを構成する。よって第３のパワーモジュール３の１つあたりの定格電流を大きくすることが可能になり、同一定格電流であれば電力変換装置１０を構成する第３のパワーモジュール３の数を減らすことができるので、電力変換装置１０を小型化することができる。

図１の説明に戻る。パワー半導体素子１１〜１４は、直流電源の高圧側（正極）から低圧側（負極）に向かってパワー半導体素子１１〜１４の順で直列に接続される。またクランプダイオード２１及び２２は互いに直列に接続されており、クランプダイオード２１と２２の接続点は直流電源コンデンサ３０と３１の中間点Ｃに接続される。

クランプダイオード２１の一端はパワー半導体素子１１と１２の間に接続され、パワー半導体素子１１と１２の接続点から直流電源の中間点Ｃへの電流を阻止する向きで接続される。また、クランプダイオード２２の一端は、パワー半導体素子１３と１４の間に接続され、直流電源の中間点Ｃからパワー半導体素子１３と１４の接続点への電流を阻止する向きで接続される。

なお本実施例では、パワー半導体素子１１〜１４は、電力変換装置１０のデッドタイム時には内蔵する寄生ダイオードにより還流動作を行うことで外付けの還流ダイオードを省略可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を例とするが、寄生ダイオードを有するバンドギャップが所定値以上の他のワイドバンドギャップ半導体素子、すなわちシリコン、ガリウムナイトライド、ダイヤモンド等のパワー半導体素子であってもよい。また本実施例では、クランプダイオード２１〜２２はＳｉＣダイオードを例とするが、他のダイオードであってもよい。

図５は、実施例１の電力変換装置が有するパワーモジュールの構造例を示す平面図である。パワーモジュール６０は、第１のパワーモジュール１、第２のパワーモジュール２、及び第３のパワーモジュール３のパッケージ形態を示す。パワーモジュール６０は、その長手方向の一方の端部に短手方向に並んだ２つの交流端子６１を有し、他方の端部に短手方向に並んだ２つの直流端子６３を有する。さらにパワーモジュール６０は、交流端子６１と直流端子６３の間に、長手方向の距離が交流端子６１よりも直流端子６３に近い側に、短手方向に並んだ２つの直流端子６２を有する。

なお説明の便宜上、図５のように、パワーモジュール６０の長手方向及び短手方向を定めているが、これによりパワーモジュール６０の方向、形状、各辺の長さ、及び各辺の長さの比率が限定されるものではない。

例えば図２に示す第１のパワーモジュール１を図５に示すパワーモジュール６０で実装した場合、端子Ｓ１（Ｋ１）が２つの交流端子６１から引き出され、端子Ａ１が２つの直流端子６２から引き出され、端子Ｄ１が２つの直流端子６３から引き出される。ゲート端子Ｇ１１は交流端子６１と直流端子６２の間に設けられた第１ゲート端子（不図示）から引き出される。

また例えば図３に示す第２のパワーモジュール２を図５に示すパワーモジュール６０で実装した場合、端子Ｓ２１（Ｄ２２）が２つの交流端子６１から引き出され、端子Ｓ２２が２つの直流端子６２から引き出され、端子Ｄ２１が２つの直流端子６３から引き出される。ゲート端子Ｇ２１は交流端子６１と直流端子６２の間に設けられた第１ゲート端子（不図示）から引き出され、ゲート端子Ｇ２２は交流端子６１と直流端子６２の間に設けられた第２ゲート端子（不図示）から引き出される。

また例えば図４に示す第３のパワーモジュール３を図５に示すパワーモジュール６０で実装した場合、端子Ｄ３（Ａ３）が２つの交流端子６１から引き出され、端子Ｓ３が２つの直流端子６２から引き出され、端子Ｋ３が２つの直流端子６３から引き出される。ゲート端子Ｇ３２は交流端子６１と直流端子６２の間に設けられた第２ゲート端子（不図示）から引き出される。

第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３をパワーモジュール６０で実装することによって、電力変換装置１０において第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３それぞれの間の接続を簡素化することができる。これにより電力変換装置１０のインダクタンスを低減できる。

図６は、実施例１の電力変換装置が有するパワーモジュールの構造例を概略的に示す断面図である。図６は、長手方向のある位置において図５に示すパワーモジュール６０を短手方向に平行に切った場合の断面図である。

パワー半導体素子は、高温まで動作が可能である特徴を持つ。その一方、パワー半導体素子は、絶縁基板との接合材料が接合を保持しうる温度により動作温度が制限されているため、パワーモジュールの定格電流（許容電流）を制限して使用しなければならないという課題があった。

そこで本実施例では、放熱板５３上に載置されるパワー半導体素子５１（パワー半導体素子１１〜１４）と絶縁基板５２との接合に焼結Ｃｕ５４や焼結Ａｇ５４を用いている。パワー半導体素子５１と絶縁基板５２との接合材料に、焼結Ｃｕ５４や焼結Ａｇ５４等の高温対応の接合材料を用いることにより、パワー半導体素子５１の動作温度をさらに上げることができる。よって電力変換装置１０を、インバータ装置やコンバータ装置に適用する際、パワーモジュールの定格電流を大きくすることが可能になり、同一定格電流であれば電力変換装置１０に搭載するパワーモジュールの数を削減できるので、電力変換装置１０をより小型化することができる。

なお第１のパワーモジュール１、第２のパワーモジュール２、及び第３のパワーモジュール３を用いて、３レベル以上のマルチレベルインバータ装置及びマルチレベルコンバータ装置を構成することもできる。

本実施例によれば、第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３の１つあたりの定格電流を大きくすることで、同一定格電流であれば電力変換装置１０を構成する第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３の数を減らすことができるので、電力変換装置１０を小型化することができる。

以下実施例２について、実施例１との差異部分のみ説明する。

図７は、実施例２の電力変換装置の部分構成例を示す図である。実施例２の電力変換装置１０Ｂは、第２のパワーモジュール２を並列に接続して構成されている点で実施例１の電力変換装置１０と異なる。具体的には、第２のパワーモジュール２に対して、第２のパワーモジュール２と同様の第２のパワーモジュール２−２が並列に接続されている。

例えば電力変換装置１０Ｂが３レベルのインバータ装置である場合、第２のパワーモジュール２に含まれるパワー半導体素子１２及び１３の通電時間が長くなるため、パワー半導体素子１２及び１３の発熱密度が大きくなる。以下パワー半導体素子１２及び１３の発熱密度が大きくなる理由について図８及び図９を参照して説明する。

図８及び図９は、比較対象としての実施例１の電力変換装置の３レベル回路動作を説明するための図である。実施例１の電力変換装置１０は、実施例２の電力変換装置１０Ｂとは異なり、第２のパワーモジュール２を並列に接続せず単独で構成されている。図８及び図９において、直流電源コンデンサ３０及び３１が互いに直列に接続されて構成される直流電源の最上位の電位を“＋Ｅ”とし、最低位の電位を“−Ｅ”とし、これらの中間電位を“０”としている。

図８（ａ）に示すように、モータ等の負荷４に対して「＋Ｅの電圧を出力するモード」であるとき、パワー半導体素子１１に０〜＋Ｅのスイッチング電圧が印可され、パワー半導体素子１３に０〜＋Ｅの阻止電圧が印可され、パワー半導体素子１４に−Ｅ〜０の阻止電圧が印可される。この場合、電力変換装置１０ではパワー半導体素子１１からパワー半導体素子１２の経路方向を含む図示の矢印Ａ１１の経路で電流が流れる。

続いて図８（ｂ）に示すように、負荷４に対して「０電圧を出力するモード（ＩＬ＞０）」（ＩＬは図（ｂ）に示す電流ＩＬ）であるとき、パワー半導体素子１２に−Ｅ〜０のスイッチング電圧が印可され、パワー半導体素子１１に０〜＋Ｅの阻止電圧が印可され、パワー半導体素子１４に−Ｅ〜０の阻止電圧が印可される。この場合、電力変換装置１０ではクランプダイオード２１からパワー半導体素子１２の経路方向を含む図示の矢印Ａ２２の経路で電流が流れる。

続いて図９（ｃ）に示すように、負荷４に対して「０電圧を出力するモード（ＩＬ＜０）」（ＩＬは図（ｃ）に示す電流ＩＬ）であるとき、パワー半導体素子１３に０〜＋Ｅのスイッチング電圧が印可され、パワー半導体素子１１に０〜＋Ｅの阻止電圧が印可され、パワー半導体素子１４に−Ｅ〜０の阻止電圧が印可される。この場合、電力変換装置１０ではパワー半導体素子１３からクランプダイオード２２の経路方向を含む図示の矢印Ａ３３の経路で電流が流れる。

続いて図９（ｄ）に示すように、負荷４に対して「−Ｅの電圧を出力するモード」であるとき、パワー半導体素子１４に−Ｅ〜０のスイッチング電圧が印可され、パワー半導体素子１１に０〜＋Ｅの阻止電圧が印可され、パワー半導体素子１２に−Ｅ〜０の阻止電圧が印可される。この場合、電力変換装置１０ではパワー半導体素子１３からパワー半導体素子１４の経路方向を含む図示の矢印Ａ４４の経路で電流が流れる。

そして電力変換装置１０において「−Ｅの電圧を出力するモード」に続いて再び「＋Ｅの電圧を出力するモード」となり、上述の順序でモード遷移が繰り返される。

このように、３レベルインバータ装置では、順次繰り返される４つの電圧出力モードのうち「＋Ｅの電圧を出力するモード」及び「０電圧を出力するモード（ＩＬ＞０）」の両方のモードでパワー半導体素子１２に電流が流れる。また「０電圧を出力するモード（ＩＬ＜０）」及び「−Ｅの電圧を出力するモード」の両方のモードでパワー半導体素子１３に電流が流れる。つまりパワー半導体素子１１及び１４は、これら４つのモードのうち１つのモード時でしか電流が流れないのに対し、パワー半導体素子１２及び１３はこれら４つのモードのうち２つのモード時で電流が流れる。このためパワー半導体素子１２及び１３は、パワー半導体素子１１及び１４と比較して通電時間が長くなり、発熱量が大きくなる。

そこで本実施例では、図７に示すように、パワー半導体素子１２及び１３を含む第２のパワーモジュール２に対して、さらにパワー半導体素子１５及び１６を含む第２のパワーモジュール２−２を並列に接続する。これにより、第２のパワーモジュール２を流れる電流を第２のパワーモジュール２−２に分流させ、パワー半導体素子１２及び１３を通電する電流量を減らすことで、通電時間が長くなっても発熱量が低減される。

図１０は、比較対象としての実施例１の電力変換装置の３レベル回路動作時の温度をシミュレーションする際のパワー半導体素子のグループを示す図である。図１１は、実施例２の電力変換装置の３レベル回路動作時の温度をシミュレーションする際のパワー半導体素子のグループを示す図である。

図１０に示す比較例としての実施例１の電力変換装置１０の３レベル回路動作時では、パワー半導体素子１１及びパワー半導体素子１４それぞれの温度が１４０℃、パワー半導体素子１２及び１３のグループの温度が１８０℃というシミュレーション結果が得られた。これに対し図１１に示す実施例２の電力変換装置１０Ｂの３レベル回路動作時では、パワー半導体素子１１及びパワー半導体素子１４それぞれの温度が１３５℃、パワー半導体素子１２，１３及び１５，１６のグループの温度が１１０℃というシミュレーション結果が得られた。

このように、本実施例によれば、第２のパワーモジュール２，２−１の発熱を低減して定格電流をさらに大きくすることができるため、同一定格電流であれば電力変換装置１０に搭載するパワーモジュールの数を削減でき、電力変換装置１０Ｂをより小型化することができる。また第２のパワーモジュール２，２−１を冷却する冷却部品をさらに簡略化できることにより、電力変換装置１０Ｂを小型化できる。

（実施例２の変形例）
図１２は、実施例２の変形例の電力変換装置の部分構成例を示す図である。実施例２の変形例の電力変換装置１０Ｂ−２は、第１のパワーモジュール１に対して、第１のパワーモジュール１と同様のパワー半導体素子１７とクランプダイオード２３を含む第１のパワーモジュール１−２が並列に接続されている。また電力変換装置１０Ｂ−２は、第２のパワーモジュール２に対して、第２のパワーモジュール２と同様のパワー半導体素子１５及び１６を含む第２のパワーモジュール２−２が並列に接続されている。また電力変換装置１０Ｂ−２は、第３のパワーモジュール３に対して、第３のパワーモジュール３と同様のクランプダイオード２４とパワー半導体素子１８を含む第３のパワーモジュール３−２が並列に接続されている。

これにより、電力変換装置１０Ｂ−２は、第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３を流れる電流を、第１のパワーモジュール１−２〜第３のパワーモジュール３−２それぞれに分流させ、パワー半導体素子１１〜１４を通電する電流量を減らすことで、通電時間が長くなっても発熱量が低減される。

よって第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３の定格電流を大きくすることができるため、同一定格電流であれば電力変換装置１０Ｂ−２に搭載するパワーモジュールの数を削減でき、電力変換装置１０Ｂ−２をより小型化することができる。また第１のパワーモジュール１〜第３のパワーモジュール３を冷却する冷却部品を簡略化でき、電力変換装置１０Ｂ−２を小型化できる。

また第１のパワーモジュール１，１−２、第２のパワーモジュール２，２−２、及び第３のパワーモジュール３，３−２を用いて電力変換装置１０Ｂ−２を構成することで、並列接続時のパワーモジュール間の配線が簡素化でき、電力変換装置１０Ｂ−２をよりコンパクトに大容量化することができる。

上述した実施例に開示の電力変換装置１０、１０Ｂ、１０Ｂ−２は、鉄道車両や、自動車、建機等の車両の電力変換装置として用いることができる。以下電力変換装置１０、１０Ｂ、１０Ｂ−２が搭載された電気車について説明する。図１３は、実施例３として、実施例１及び２の電力変換装置を用いた電気車を示す図である。

電気車５００は、架線５０２から集電装置５０５を介して直流又は交流の電力が供給され、電力変換装置１０、１０Ｂ、又は１０Ｂ−２を経由して交流電力が電動機５０６に供給されることで電動機５０６を駆動する。電動機５０６は電気車５００の車軸５０４と連結されており、電動機５０６により電気車の走行が制御される。電気的なグランドはレール５０３を介して接続されている。

なお本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換・統合・分散をすることが可能である。また実施例で示した各処理は、処理効率又は実装効率に基づいて適宜分散又は統合してもよい。

１，１−２…第１のパワーモジュール、２，２−２…第２のパワーモジュール、３，３−２…第３のパワーモジュール、４…負荷、１０，１０Ｂ，１０Ｂ−２…電力変換装置、１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８…パワー半導体素子、２１，２２，２３，２４…クランプダイオード、３０，３１…直流電源コンデンサ、４０，４１，４２，４３，４４，４５，４６，４７，４８…ゲートドライバ、５１…パワー半導体素子、５２…絶縁基板、５３…放熱板、６０…パワーモジュール、６１…交流端子、６２，６３…直流端子、５００…電気車

Claims (8)

1. 第１のパワー半導体素子を上アームとし第１のダイオードを下アームとする第１のパワーモジュールと、
   第２のパワー半導体素子を上アームとし第３のパワー半導体素子を下アームとする第２のパワーモジュールと、
   第２のダイオードを上アームとし第４のパワー半導体素子を下アームとする第３のパワーモジュールとを有し、
   前記第１のパワー半導体素子、前記第２のパワー半導体素子、前記第３のパワー半導体素子、及び前記第４のパワー半導体素子は、この順序で、２つの直流電源が直列接続されて構成された直流電源の高圧側から低圧側に向かって直列接続された、寄生ダイオードを還流ダイオードとして用いるバンドギャップが所定値以上であるワイドバンドギャップ半導体であり、
   前記第１のダイオードは、前記第１のパワー半導体素子と前記第２のパワー半導体素子の間の第１の接続点と、前記２つの直流電源の間の第２の接続点との間に、前記第１の接続点から前記第２の接続点への電流を阻止する向きで接続され、
   前記第２のダイオードは、前記第３のパワー半導体素子と前記第４のパワー半導体素子の第３の接続点と、前記第２の接続点との間に、前記第２の接続点から前記第３の接続点への電流を阻止する向きで接続されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. ２つの前記第２のパワーモジュールが並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. ２つの前記第１のパワーモジュール及び２つの前記第３のパワーモジュールが並列接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のパワー半導体素子、前記第２のパワー半導体素子、前記第３のパワー半導体素子、及び前記第４のパワー半導体素子は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. ３レベルインバータ装置であることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. ３レベルコンバータ装置であることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電力変換装置。
7. 鉄道車両用電力変換装置であることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電力変換装置。
8. 請求項１〜７の何れか１項に記載の電力変換装置を有する電気車。