JP4902029B1 - パワー半導体モジュール - Google Patents

Abstract

Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームとして動作する素子対６２と、電力変換装置における負側アームとして動作する素子対６４と、を有し、これら第１、第２の素子対６２，６４は、１つのパワー半導体モジュール６０Ａ内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成され、かつ、素子対６２，６４間の直列接続を可能とする端子Ｓ１，Ｄ２を有して構成される。
【選択図】図３

Description

本発明は、パワーデバイス機器に適用可能な電力変換装置に係り、詳細には、この種の電力変換装置に搭載可能なパワー半導体モジュールに関する。

近年、パワー半導体モジュールの用途は、家電製品から鉄道車両、電気自動車、産業用ロボット、パワーコンディショナなど、多種広範囲なパワーデバイス機器に及んでいる。パワー半導体モジュールの有用性が高まるに従い、その性能向上が期待され、高周波化、小型化、大電力化がますます望まれている。

その一方で、スイッチング素子であるＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)の高耐圧化が進み、サイリスタと同様な定格電圧を有する高耐圧ＩＧＢＴが製品化されている。ＩＧＢＴは、高速動作が可能であり、高耐圧および大電流容量のものが比較的得られ易く、しかも、入力抵抗が高く電圧制御が行い易いという利点を有している。このため、鉄道車両、電気自動車、パワーコンディショナなどの高電圧入力のアプリケーションでは、ＩＧＢＴをスイッチング素子とするパワー半導体モジュールを用いることが非常に多くなっている。実際のところ、ＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールには豊富なラインナップが揃っている。なお、ＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールとしては、例えば下記特許文献１などにその一構造が開示されている。

特開２００９−１４７０６２号公報

ところで、スイッチング素子を直列に接続して駆動する場合における重要な課題の一つは、各スイッチング素子に印加される素子電圧を均等化することにある。特に、スイッチング素子がターンオフするときには、主回路インダクタンス（Ｌ）およびコレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）に起因して発生するサージ電圧により、特定のスイッチング素子に定格を超える電圧が印加されて素子破壊を招く可能性があることが指摘されている。既に、ＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールには豊富なラインナップが揃っていることについて触れたが、このことはＩＧＢＴを直列接続して駆動することの困難性を物語っている。つまり、従来技術では、ＩＧＢＴを直列接続して駆動することが困難であるため、豊富なラインナップを揃える必要があったのである。

このような理由により、従来の鉄道応用におけるＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールでは、例えば７５０Ｖ架線用として耐圧１．７ｋＶのパワー半導体モジュール、１５００Ｖ架線用として耐圧３．３ｋＶのパワー半導体モジュール、３０００Ｖ架線用として耐圧６．５ｋＶのパワー半導体モジュールをそれぞれ開発しなければならなかった。なお、鉄道車両仕様によっては、２．５ｋＶや、４．５ｋＶのパワー半導体モジュールが必要になることもあり、このことも豊富なラインナップを揃えなければならない理由の一つであった。

また、高耐圧仕様のパワー半導体モジュールが必要なことは、電気自動車、パワーコンディショナなどの応用においても同様であった。このため、ＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールでは、少数多品種の生産とならざるを得ず、従って量産効果を得ることができず、コストダウンを図ることが難しいという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、汎用性を有し、量産効果を得ることができる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを提供することを目的とする。

また、本発明は、上記のようなパワー半導体モジュールを備えた電力変換装置および、上記のような電力変換装置を備えた鉄道車両を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るパワー半導体モジュールは、入力された直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、ダイオード素子とＭＯＳ型スイッチング素子とが逆並列に接続され、前記電力変換装置における正側アームとして動作する第１の素子対と、ダイオード素子とＭＯＳ型スイッチング素子とが逆並列に接続され、前記電力変換装置における負側アームとして動作する第２の素子対と、を有し、前記第１、第２の素子対は、１つのモジュール内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、これら第１、第２の素子対同士の直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されることを特徴とする。

本発明によれば、汎用性を有し、量産効果を得ることができる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを提供することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略の機能構成を示す図である。 図２は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図である。 図３は、図２に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。 図４は、実施の形態１における図２とは異なるタイプのパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図である。 図５は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の一構成例を示す図である。 図６は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の図５とは異なる構成例を示す図である。 図７は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の図５および図６とは異なる構成例を示す図である。 図８は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。 図９は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成したインバータ回路の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成したインバータ回路の図９とは異なる構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成した３レベルインバータ回路の構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成した３レベルインバータ回路の図１１とは異なる構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態１，２に係るパワー半導体モジュールを含む駆動回路の一構成例を示す回路図である。 図１４は、図１３の駆動回路を駆動モジュールとして構成した場合の一構成例を示す図である。 図１５は、各素子対をスイッチとコンデンサで置き換えた駆動モジュールの等価回路および各素子対のターンオン時の充電動作を示す図である。 図１６は、一方の素子対のターンオフ時の放電動作を説明する図である。 図１７は、他方の素子対のターンオフ時の放電動作を説明する図である。 図１８は、図１４に示した駆動モジュールに搭載される２つのスイッチング素子（素子対）を直列接続して使用する場合の接続例を示す図である。 図１９は、２つのＭＯＳ型半導体素子（素子対）を直列接続せずに個別に使用する場合の接続例を示す図である。

実施の形態１．
まず、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置について説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の概略の機能構成を示す図であり、鉄道車両１００に搭載される電力変換装置５０の一構成例を示している。図１に示すように、電力変換装置５０は、コンバータ１０、コンデンサ２０およびインバータ３０を備えて構成される。鉄道車両１００には、電力変換装置５０の入力端側に配置されてコンバータ１０に接続される変圧器６および、電力変換装置５０の出力端側に配置されてインバータ３０に接続され、電力変換装置５０からの電力供給を受けて車両を駆動する電動機４０が搭載されている。なお、電動機４０としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。

変圧器６の一次巻線の一端は集電装置２を介して架線１に接続され、他端は車輪３を介して大地電位であるレール４に接続されている。架線１から供給される電力は、集電装置２を介して変圧器６の一次巻線に入力されるとともに、変圧器６の二次巻線に生じた電力がコンバータ１０に入力される。

コンバータ１０は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＣ）と、スイッチング素子ＵＮＣ，ＶＮＣで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＣ）とがそれぞれ直列に接続された回路部（以下「レグ」という）を有している。すなわち、コンバータ１０には、２組（Ｕ相分、Ｖ相分）のレグを有する単相ブリッジ回路が構成されている。

コンバータ１０は、スイッチング素子ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＮＣ，ＶＮＣをＰＷＭ制御することで入力された交流電圧を所望の直流電圧に変換して出力する。

コンバータ１０の出力端には、直流電源となるコンデンサ２０が並列に接続されるとともに、コンデンサ２０の直流電圧を入力とし、任意電圧および任意周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ３０が接続される。

インバータ３０は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＵＰＩ）と、スイッチング素子ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＵＮＩ）とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ３０には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する３相ブリッジ回路が構成されている。

インバータ３０は、スイッチング素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩをＰＷＭ制御することで入力された直流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する。

なお、図１では、実施の形態１に係る電力変換装置の好適な例として、交流入力の電気車に適用する場合を一例として示したが、地下鉄や郊外電気車等に多用される直流入力の電気車に対しても同様に適用することができる。なお、直流入力の電気車の構成は公知であるため、ここでの説明は省略する。

つぎに、実施の形態１の電力変換装置に用いられるパワー半導体モジュールについて説明する。図２は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図であり、図３は、図２に示すパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。

図２および図３に示すように、実施の形態１に係るパワー半導体モジュール６０Ａでは、例えばシリコン（Ｓｉ）をベースとするＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）と、例えばＳｉをベースとするＦＷＤ（Ｓｉ−ＦＷＤ(Fly Wheel Diode)）とが逆並列に接続された２個の素子対である第１の素子対６２，第２の素子対６４がパッケージ内に収容されている。このように、実施の形態１に係るパワー半導体モジュール６０Ａは、２個の素子対が一つのモジュール内に収容される、いわゆる２ｉｎ１モジュールを構成している。

ここで、第１の素子対６２では、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのドレインとＳｉ−ＦＷＤのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されてパワー半導体モジュール６０Ａの上面に設けられたドレイン電極Ｄ１に接続されると共に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのソースとＳｉ−ＦＷＤのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されてパワー半導体モジュール６０Ａの上面に設けられたソース電極Ｓ１に接続されるように構成されている。同様に、第２の素子対６４では、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのドレインとＳｉ−ＦＷＤのカソードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されてパワー半導体モジュール６０Ａの上面に設けられたドレイン電極Ｄ２に接続されると共に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのソースとＳｉ−ＦＷＤのアノードとがモジュール内で接続され、その接続端は引き出されてパワー半導体モジュール６０Ａの上面に設けられたソース電極Ｓ２に接続されるように構成されている。

なお、図２の構造および図３の回路構成から明らかなように、パワー半導体モジュール６０Ａにおけるソース電極Ｓ１とドレイン電極Ｄ２もしくはドレイン電極Ｄ１とソース電極Ｓ２とを、導体バーなどで電気的に接続すれば第１の素子対６２と第２の素子対６４とが直列接続された回路を構成することができる。したがって、図２に示すパワー半導体モジュール６０Ａは、素子（モジュール）耐圧を増大させた使用態様（以下「直列応用」と称する）に好適なパワー半導体モジュールを構成する。

また、図４は、実施の形態１における図２とは異なるタイプのパワー半導体モジュールの概略形状を示す斜視図である。図４に示すパワー半導体モジュール６０Ｂの回路構成は図３に示すものと同一である。図４に示すパワー半導体モジュール６０Ｂでは、モジュールの上面に設けた電極の配置が図２のものと異なっており、具体的には、図２のものと、ドレイン電極Ｄ２とソース電極Ｓ２の配置を逆にしている。図４において、ドレイン電極Ｄ１とドレイン電極Ｄ２および、ソース電極Ｓ１とソース電極Ｓ２を、それぞれ導体バーなどで電気的に接続すれば第１の素子対６２と第２の素子対６４とが並列接続された回路を構成することができる。したがって、図４に示すパワー半導体モジュール６０Ｂは、電流容量を増大させた使用態様（以下「並列応用」と称する）に好適なパワー半導体モジュールを構成する。

図５は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の一構成例を示す図であり、詳細には、１５００Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の一構成例を示している。図５に示す例では、図１における各正側アーム（ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ）および各負側アーム（ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ）を例えば図２に示すパワー半導体モジュール６０Ａを６個用いて構成している。ここで、インバータ回路の各アームを構成する２ｉｎ１モジュール６０Ａ１〜６０Ａ６は、一つの素子対の耐圧が例えば１．７ｋＶであるため、直列接続された各２ｉｎ１モジュール６０Ａ１〜６０Ａ６の各耐圧は、１．７ｋＶ×２＝３．４ｋＶである。このため、これら３．４ｋＶの耐圧を有する２ｉｎ１モジュールを各アームのスイッチング素子として使用することにより、１５００Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路を構成することが可能となる。

また、図６は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の他の構成例を示す図であり、詳細には、７５０Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の一構成例を示している。図６に示す例では、図１における各レグ［Ｕ相（ＵＰＩ，ＵＮＩ）、Ｖ相（ＶＰＩ，ＶＮＩ）、Ｗ相（ＷＰＩ，ＷＮＩ）］を例えば図２に示すパワー半導体モジュール６０Ａを３個用いて構成している。ここで、インバータ回路の各レグを構成する２ｉｎ１モジュール６０Ａ７〜６０Ａ９は、一つの素子対の耐圧が例えば１．７ｋＶであるため、２ｉｎ１モジュール６０Ａ７〜６０Ａ９における一つの素子対を各アームのスイッチング素子として使用することにより、７５０Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路を構成することが可能となる。

また、図７は、実施の形態１に係るパワー半導体モジュールを用いて構成したインバータ回路の図５および図６とは異なる構成例を示す図である。図７に示す例は、図６と同様に７５０Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の構成例ではあるものの、各アームを構成するパワー半導体モジュールの電流容量を２倍としている。つまり、図７に示すインバータ回路と、図５に示すインバータ回路とでは、それぞれの定格容量が略同一である。

図７に示す例では、図１における各正側アーム（ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ）および各負側アーム（ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ）を例えば図４に示すパワー半導体モジュール６０Ｂを６個用いて構成している。ここで、インバータ回路の各アームを構成する２ｉｎ１モジュール６０Ｂ１〜６０Ｂ６は、各２ｉｎ１モジュール内の２つの素子対を並列接続することで２倍の電流容量を確保している。これら並列接続された各素子対の耐圧は１．７ｋＶであるため、これら並列接続された１．７ｋＶの耐圧を有する２ｉｎ１モジュールを各アームのスイッチング素子として使用することにより、７５０Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路を構成することが可能となる。

なお、図５〜図７の例では、直流架線への適用例を示したが、交流架線についても同様な適用が可能であることは言うまでもない。

つぎに、図２および図４に示すような２ｉｎ１モジュールを製造することの利点および効果について説明する。

まず、上記では、ＩＧＢＴを直列接続して駆動することには、素子電圧の均等化という課題がある一方で、ＩＧＢＴは高速動作が可能であり、高耐圧および大電流容量のものが比較的得られ易いことについて説明した。また、この理由により、ＩＧＢＴを搭載したパワー半導体モジュールでは、耐圧の異なる種々のタイプのモジュールが開発されることが多くなり、ＩＧＢＴを搭載した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールでは、少数多品種の生産とならざるを得ないので量産効果を得ることができず、コストダウンを図ることが難しいということについても説明した。

実際のところ、例えば鉄道車両のアプリケーションでは、架線電圧１５００Ｖ用には３．３ｋＶ程度のパワー半導体モジュールが必要とされ、また例えば海外の架線電圧３０００Ｖ用には６．５ｋＶ程度のパワー半導体モジュールが必要とされるが、このような高耐圧仕様のパワー半導体モジュールは、数多く量産されるとまでは行かない状況にある。

一方、図１に示すように、インバータ回路の構成は、ＭＯＳＦＥＴとＦＷＤとが逆並列に接続されてなる素子対を直列に接続した構成になるため、種々の耐圧の素子対に応用できるものであれば量産効果が期待できる。また、電力変換装置においては、図１に示すように、インバータ回路と同様なレグ構成をとるコンバータ回路を備えているものが多く、コンバータ回路にも同様に適用できるという利点がある。さらに、図１では、鉄道車両用の電力変換装置を例示したが、産業機械用途、電気自動車用途、ハイブリッド車用途、パワーコンディショナ用途などに用いられる電力変換装置においても、同一構成のインバータ回路、コンバータ回路が用いられるので、これら数多くのアプリケーションに適用できるという利点も得られる。

このような理由により、図２および図４に示すような汎用性のあるパワー半導体モジュール（２ｉｎ１モジュール）を最小単位として構成しておけば、種々のアプリケーションに適用可能であり、量産効果も期待できるため、コストメリットの高いパワー半導体モジュールとすることが可能である。

なお、２ｉｎ１モジュールのアプリケーションに係る一例としては、図５〜７に示したとおりであるが、個々のモジュールの接続態様（直列接続、並列接続）と、モジュール間の接続態様（直列接続、並列接続）とを組み合わせることにより、耐圧や電流容量の仕様に応ずる種々の電力変換装置に適用できるという利点が得られる。また、インバータ回路またはコンバータ回路の各アーム素子として使用する限りにおいては、パワー半導体モジュールを２ｉｎ１モジュールとして構成したとしても、各素子対が無駄になることはない。また、パワー半導体モジュールを２ｉｎ１モジュールとして構成することにより、素子対の接続（配線）が容易となり、設計や製造の簡易化が図れるという効果も得られる。この意味で、パワー半導体モジュールを２ｉｎ１モジュールとして構成することの意義は非常に大きい。

以上説明したように、実施の形態１のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームとして動作する第１の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における負側アームとして動作する第２の素子対とを有し、これら第１、第２の素子対は、１つのモジュール内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、これら第１、第２の素子対同士の直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されるので、汎用性を有し、量産効果を期待できる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを得ることができる。

また、実施の形態１のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームまたは負側アームの一つとして動作する第１の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、第１の素子対と共に同一極性のアーム動作を行う第２の素子対とを有し、これら第１、第２の素子対は、１つのモジュール内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、これら第１、第２の素子対同士の直列接続を可能とし、かつ、これら第１、第２の素子対を有する他のパワー半導体モジュールとの直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されるので、汎用性を有し、量産効果を期待できる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを得ることができる。

さらに、実施の形態１のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームまたは負側アームの一つとして動作する第１の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、第１の素子対と共に同一極性のアーム動作を行う第２の素子対とを有し、これら第１、第２の素子対は、１つのモジュール内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、これら第１、第２の素子対同士の並列接続を可能とし、かつ、これら第１、第２の素子対を有する他のパワー半導体モジュールとの直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されるので、汎用性を有し、量産効果を期待できる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを得ることができる。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュールが有する回路構成を概略的に示す図である。図８に示すように、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール７０では、例えばＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと、Ｓｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続された４個の素子対である第１の素子対７１、第２の素子対７２、第３の素子対７３および第４の素子対７４がパッケージ内に収容されている。このように、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール７０は、４個の素子対が一つのモジュール内に収容される、いわゆる４ｉｎ１モジュールを構成している。

図９は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成したインバータ回路の一構成例を示す図であり、詳細には、１５００Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の一構成例を示している。図９に示す例では、図１における各レグ［Ｕ相（ＵＰＩ，ＵＮＩ）、Ｖ相（ＶＰＩ，ＶＮＩ）、Ｗ相（ＷＰＩ，ＷＮＩ）］を例えば図８に示すパワー半導体モジュール７０を３個用いて構成している。ここで、インバータ回路の各レグを構成する４ｉｎ１モジュール７０Ａ１〜７０Ａ３は、一つの素子対の耐圧が例えば１．７ｋＶであるため、４ｉｎ１モジュール７０Ａ１〜７０Ａ３における二つの素子対を各アームのスイッチング素子として使用（つまり、１．７ｋＶ×２＝３．４ｋＶの耐圧を有する各二つの素子対をそれぞれ各アーム（正側アームおよび負側アーム）のスイッチング素子として使用）することにより、１５００Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路を構成することが可能となる。

また、図１０は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成したインバータ回路の他の構成例を示す図であり、詳細には、３０００Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の一構成例を示している。図１０に示す例では、図１における各正側アーム（ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ）および各負側アーム（ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ）として直列接続された６個のパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）７０Ａ４〜７０Ａ９を用いて構成している。ここで、インバータ回路の各アームを構成する４ｉｎ１モジュール７０Ａ４〜７０Ａ９は、一つの素子対の耐圧が例えば１．７ｋＶであるため、直列接続された各４ｉｎ１モジュール７０Ａ４〜７０Ａ９の耐圧は、１．７ｋＶ×４＝６．８ｋＶである。このため、これら６．８ｋＶの耐圧を有する４ｉｎ１モジュールを各アームのスイッチング素子として使用することにより、３０００Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路を構成することが可能となる。

また、図１１は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成した３レベルインバータ回路の構成例を示す図であり、詳細には、７５０Ｖ直流架線に好適な３レベルインバータ回路の一構成例を示している。図１１に示す例では、３レベルインバータ回路の各レグを構成するスイッチング素子（正側アームおよび負側アームのスイッチング素子）として直列接続された３個の４ｉｎ１モジュール７０Ａ１０〜７０Ａ１２を用いて構成している。図１１の構成では、４ｉｎ１モジュール７０Ａ１０を構成する４つの素子対のうち、上側２つの素子対を正側アームのスイッチング素子として使用し、下側２つの素子対を負側アームのスイッチング素子として使用する。３レベルインバータ回路の場合、各アームを構成するスイッチング素子は個々独立に動作するため、各アームを構成するスイッチング素子個々の耐圧が各アームの耐圧となる。したがって、各素子対の耐圧を１．７ｋＶとすれば、図１１のように構成された３レベルインバータ回路は、７５０Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路となる。

また、図１２は、実施の形態２に係るパワー半導体モジュール（４ｉｎ１モジュール）を用いて構成した３レベルインバータ回路の他の構成例を示す図であり、詳細には、１５００Ｖ直流架線に好適なインバータ回路の一構成例を示している。図１２に示す例では、直列接続された６個の４ｉｎ１モジュール７０Ａ１３〜７０Ａ１８を用いて構成している。図１２の構成では、４ｉｎ１モジュール７０Ａ１３を構成する４つの素子対を正側アームのスイッチング素子と使用すると共に、４ｉｎ１モジュール７０Ａ１４を構成する４つの素子対を負側アームのスイッチング素子として使用し、これら４ｉｎ１モジュール７０Ａ１３，１４を直列接続して一つのレグとして使用する。また、正側アームとして使用される４ｉｎ１モジュール７０Ａ１３において、上側２つの素子対と下側２つの素子対とは、それぞれが一体となって同じスイッチング動作を行うため、直列接続された２つの素子対の耐圧が各アームの耐圧となる。したがって、各素子対の耐圧を１．７ｋＶとすれば、図１２のように構成された３レベルインバータ回路は、１５００Ｖ直流架線の鉄道車両に適用可能なインバータ回路となる。

なお、４ｉｎ１モジュールのアプリケーションに係る一例としては、図９〜１２に示したとおりであるが、個々のモジュールの接続態様（直列接続、並列接続）と、モジュール間の接続態様（直列接続、並列接続）とを組み合わせることにより、耐圧や電流容量の仕様に応ずる種々の電力変換装置に適用できるという利点が得られる。また、３レベルインバータ回路を含むインバータ回路）または３レベルコンバータ回路を含むコンバータ回路の各アーム素子として使用する際、パワー半導体モジュールを４ｉｎ１モジュールとして構成したとしても、各素子対が無駄になることはない。一方、パワー半導体モジュールを４ｉｎ１モジュールとして構成することにより、素子対の接続（配線）が容易となり、設計や製造の簡易化が図れるという効果が得られる。この意味で、パワー半導体モジュールを４ｉｎ１モジュールとして構成することの意義は大きい。

以上説明したように、実施の形態２のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームとして動作する第１の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、第１の素子対と共に同一極性のアーム動作を行う第２の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における負側アームとして動作する第３の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、第３の素子対と共に同一極性のアーム動作を行う第４の素子対と、を有し、これら第１〜第４の素子対は、１つのモジュール内に収容されて４ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、第１の素子対と第２の素子対との直列接続、第２の素子対と第３の素子対との直列接続および、第３の素子対と第４の素子対との直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されるので、汎用性を有し、量産効果を期待できる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを得ることができる。

また、実施の形態２のパワー半導体モジュールによれば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、電力変換装置における正側アームまたは負側アームの一つとして動作する第１の素子対と、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続され、第１の素子対と共に同一極性のアーム動作を行う第２〜第４の素子対と、を有し、これら第１〜第４の素子対は、１つのモジュール内に収容されて４ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、第１の素子対と第２の素子対との直列接続、第２の素子対と第３の素子対との直列接続および、第３の素子対と第４の素子対との直列接続を可能とし、かつ、これら第１〜第４の素子対を有する他のパワー半導体モジュールとの直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されるので、汎用性を有し、量産効果を期待できる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを得ることができる。

実施の形態３．
図１３は、実施の形態１，２に係るパワー半導体モジュールを含む駆動回路の一構成例を示す回路図であり、図１４は、図１３の駆動回路を駆動モジュールとして構成した場合の一構成例を示す図である。図１３に示すように、実施の形態３に係る駆動回路では、例えばＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと、Ｓｉ−ＦＷＤとが逆並列に接続された素子対Ｑ１，Ｑ２が直列に接続されると共に、これら直列接続された素子対Ｑ１，Ｑ２を駆動するために種々の回路要素が設けられている。なお、図１３では、素子対Ｑ１，Ｑ２が直列に接続される構成を開示しているが、直列接続される素子対は２つに限定されるものではなく、３つ以上の素子対が直列接続される構成であってもよく、縦方向に同様な回路要素を備えて構成される。

つぎに、図１３の回路構成について説明する。図１３において、素子対Ｑ１におけるソース端Ｓ１とゲート端Ｇ１との間には抵抗ＲＧ１が挿入され、素子対Ｑ２におけるソース端Ｓ２とゲート端Ｇ２との間には抵抗ＲＧ２が挿入されている。また、素子対Ｑ１におけるドレイン端Ｄ１とゲート端Ｇ１との間には、直列接続されたダイオードＤＸ１およびツェナーダイオードＤＺ１が挿入され、素子対Ｑ２におけるドレイン端Ｄ２とゲート端Ｇ２との間には、直列接続されたダイオードＤＸ２およびツェナーダイオードＤＺ２が挿入されている。ここで、ツェナーダイオードＤＺ１，ＤＺ２は、素子対Ｑ１，Ｑ２における各ゲート−ドレイン間電圧を素子対Ｑ１，Ｑ２の耐圧以下にクランプする過電圧クランプ素子であり、ダイオードＤＸ１，ＤＸ２は、ドレインからゲートの向きに順接続された一方向性導通素子、すなわちゲートからドレインに流れようとする電流を阻止する逆流防止素子である。

また、抵抗ＲＧ１，ＲＧ２は、素子対Ｑ１，Ｑ２をオンさせるときのバイス電圧を与えるバイアス抵抗であり、ダイオードＤＸ３，ＤＸ４は、それぞれ直列接続される素子対（図１３の例では、素子対Ｑ２）のゲート電位、ドレイン電位を直流電源電位に固定する電圧固定用素子であり、ダイオードＤＸ３は端子Ｇ２，Ｇ３間に接続され、ダイオードＤＸ４は端子Ｐ１，Ｇ２間に接続される。なお、ダイオードＤＸ４は、素子対Ｑ２がオフとなるときにゲートーソース間およびゲート−ドレイン間に充電されている電荷を放電する際の放電経路上に挿入される放電抵抗としても機能する。

なお、図１３の駆動回路では、ゲート電源ＤＶ１、主回路電源ＤＶ２、主回路電源ＤＶ２の正極端側に接続される負荷ＬＤ、負荷ＬＤに並列に接続されるダイオードＤＸ５を示しているが、これらの要素は、駆動モジュールの構成要素ではない。なお、駆動モジュールとしては、図１４に示すように、外部接続用の端子Ｇ１〜Ｇ３，Ｄ１，Ｄ２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１Ｘ，Ｓ２Ｘ，Ｐ１，Ｎ１を備えて構成される。

つぎに、図１４に示す駆動モジュールの動作について図１５〜図１７の各図面を参照して説明する。なお、図１５は、各素子対をスイッチとコンデンサで置き換えた駆動モジュールの等価回路図であり、素子対Ｑ１，Ｑ２のターンオン時の動作について併せて示している。また、図１６および図１７は、素子対Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時の動作を説明する図であり、図１６は素子対Ｑ１の放電動作を説明する図であり、図１７は素子対Ｑ２の放電動作を説明する図である。

ここではまず、ターンオン時の動作について説明する。図１５において、素子対Ｑ１のゲート端にゲート電圧（ゲートパルス）が印加されると、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ１１に充電電流ｉ１が流れる。つぎに、ゲート電圧ＶＧ１が、ゲート閾値電圧を超えると素子対Ｑ１はオンとなる。この過程で、ドレイン電圧ＶＤ１が減少して行き、ドレイン電圧ＶＤ１がゲート電圧ＶＧ１より小さくなったとき、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ１１に流れていた充電電流ｉ１は、ゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ１２の方に流れを変える。また、ドレイン電圧ＶＤ１が小さくなることにより、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１に充電電流ｉ２が流れ、ゲート電圧ＶＧ２が上昇する。その後、ゲート電圧ＶＧ２が、ゲート閾値電圧を超えると素子対Ｑ２はオンとなる。以後、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１に流れていた充電電流ｉ２は、ゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ２２の方に流れを変え、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１にも電荷が蓄積される。

実施の形態３に係る駆動モジュールは、上記のように動作して、直列接続された素子対Ｑ１，Ｑ２を順次オンさせる。なお、３つ以上の素子対が接続された場合も同様であり、各素子対が最初に駆動された素子対（素子対Ｑ１）から順次オンされることにより、全ての素子対がオンとなる。

つぎに、ターンオフ時の動作について説明する。図１６において、素子対Ｑ１のゲート端に印加されていたゲート電圧がなくなると、放電電流ｉ１’が流れ始める。この放電電流ｉ１’により、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ１１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ１２に蓄積された電荷は、ゲート端に接続されるゲート回路（図示省略）を介して放電され、やがて消滅する。これらの放電過程において、素子対Ｑ１はオフとなる。ここで、素子対Ｑ１がオンの状態では、素子対Ｑ１のドレイン電圧ＶＤ１はＧＮＤレベルにあるが、素子対Ｑ１がオフになると、ドレイン電圧ＶＤ１は素子対Ｑ２のドレイン電圧ＶＤ２（≒ＶＧ）まで上昇する（素子対Ｑ２がオン状態であるため）。

素子対Ｑ２のドレイン電圧ＶＤ２がＶＧまで上昇すると、素子対Ｑ２のゲート電圧ＶＧ２も、当該電圧上昇に併せて上昇するので、ダイオードＤＸ４を通じた放電電流ｉ２’が流れる。この放電電流ｉ２’により、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ１１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ１２に蓄積された電荷は放電され、やがて消滅する。これらの放電過程において、素子対Ｑ２はオフとなる。

実施の形態３に係る駆動モジュールは、上記のように動作して、直列接続された素子対Ｑ１，Ｑ２を順次オフさせる。なお、３つ以上の素子対が接続された場合も同様であり、各素子対が最初に駆動された素子対（素子対Ｑ１）から順次オフされることにより、全ての素子対がオンとなる。

なお、上記の放電動作において、素子対Ｑ１のゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ１１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ１２に蓄積された電荷は、内部抵抗の小さなゲート回路を介して放電されるので、放電時定数は小さく放電動作は速い。また、素子対Ｑ２のゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ２２に蓄積された電荷は、順方向抵抗の小さなダイオードＤＸ４を通じて放電されるので、放電時定数は小さく放電動作は速い。特に、ダイオードＤＸ４を有していない場合、ゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ２２の放電経路は、バイアス用抵抗である抵抗ＲＧ２を通じた放電経路となるため、放電速度は遅くなり、素子対Ｑ２やツェナーダイオードＤＺ２での損失が増大する。

一方、本実施の形態の駆動モジュールでは、素子対Ｑ２のゲート−ドレイン間にダイオードＤＸ４を接続し、このダイオードＤＸ４を通じた放電経路を設けることとしたので、放電速度を速く（放電時間を短く）することができ、素子対Ｑ２やツェナーダイオードＤＺ２での損失を小さくすることが可能となる。また、素子対Ｑ２のゲート−ソース間キャパシタンスＣＧ２１およびゲート−ドレイン間キャパシタンスＣＧ２２に蓄積された電荷の放電速度が速く（放電時間が短く）なるので、直列接続されたモジュール全体のターンオフ時間を短くすることができるという効果も得られる。

図１８は、図１４に示した駆動モジュールに搭載される２つのスイッチング素子（素子対）を直列接続して使用する場合の接続例を示す図であり、図１９は、２つのＭＯＳ型半導体素子（素子対）を直列接続せずに個別に使用する場合の接続例を示す図である。

図１４に示す駆動モジュールに搭載される２つのスイッチング素子（素子対）を直列接続して使用する場合、図１８（ａ）に示すように、まず、端子Ｓ２，Ｄ１間を短絡する。端子Ｓ２，Ｄ１間を短絡することにより、この駆動モジュールは、２つのスイッチング素子（素子対）が直列接続されたモジュールとなる。つぎに、端子Ｇ１，Ｓ１Ｘ間にゲート回路ＧＤ１を接続すると共に、ゲート回路ＧＤ１に印加する直流電源ＤＶ１の正極端を端子Ｇ３に接続する。このように接続することで、図１８（ａ）に示した駆動モジュールの等価回路は、同図（ｂ）に示すものとなり、駆動モジュール単体を一つのスイッチング素子として使用することが可能となる。

また、図１４に示す駆動モジュールに搭載される２つのスイッチング素子（素子対）を直列接続せずに個別に使用する場合には、図１９（ａ）に示すように、端子Ｇ１，Ｓ１Ｘ間にゲート回路ＧＤ１を接続すると共に、端子Ｇ２，Ｓ２Ｘ間にゲート回路ＧＤ１とは異なるゲート回路ＧＤ２を接続し、さらに直流電源ＤＶ１をゲート回路ＧＤ１，ＧＤ２の両端に接続する。このように接続することで、図１９（ａ）に示した駆動モジュールの等価回路は、同図（ｂ）に示すものとなり、駆動モジュール単体を一つのレグを構成する正負アームのスイッチング素子として使用することが可能となる。

以上説明したように、素子対Ｑ１，Ｑ２を構成するＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間には、抵抗が接続され、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのゲートとドレインとの間には、過電圧クランプ素子（ツェナーダイオードＤＺ１，ＤＺ２）と、ドレインからゲートの向きに順接続された一方向性導通素子（ダイオードＤＸ１，ＤＸ２）との直列回路が接続され、素子対Ｑ２のゲートには、電圧固定用素子（ダイオードＤＸ３）が接続され、かつ、ゲートとドレインとの間には、電圧固定用素子（ダイオードＤＸ４）が接続される構成としたので、ＭＯＳ型スイッチング素子を使用した高耐圧仕様のパワー半導体モジュールを簡易に提供することが可能となる。

なお、以上の実施の形態１〜３では、２ｉｎ１モジュールにおける各素子対を構成するスイッチング素子としてＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを使用し、ＦＷＤとしてＳｉ−ＦＷＤを使用する例を示したが、本発明はこれらＳｉ−ＭＯＳＦＥＴおよびＳｉ−ＦＷＤに限定されるものではない。このＳｉに代え、近年注目されているシリコン・カーバイド（ＳｉＣ）をベースとする素子を用いて構成することも可能である。

ここで、ＳｉＣは、高温度での使用が可能であるという特徴を有しているので、各素子対を構成するスイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用し、高温度での使用が可能であるＦＷＤとして、例えば、ＳｉＣ−ショットキーダイオードを使用すれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴチップおよびＳｉＣ−ＦＷＤチップを用いたモジュールの許容動作温度を１５０℃以上に引き上げることが可能である。このため、各素子対におけるチップ占有面積をさらに小さくすることができ、モジュールサイズの更なる削減が可能となるという効果が得られる。

また、ＳｉＣの場合、チップ厚も薄くすることができるので、熱抵抗が小さくなるという利点もある。さらに、ＳｉＣをＦＷＤとして使用した場合、オン電圧を低減することができるので、リカバリ損失も大幅に低減することができるという効果も得られる。このため、チップサイズを削減しても、温度上昇を抑制しつつ、損失を低減することができるという効果が得られる。

また、ＳｉＣをベースとするパワー半導体モジュールは、製造の歴史が比較的浅いため、高耐圧のものは非常に高価になる。しかしながら、上記のように直列接続されたＭＯＳ半導体素子に対する駆動技術を用いれば、低耐圧仕様のＭＯＳ半導体素子を複数用いることで高耐圧仕様のＭＯＳ半導体素子としての使用が可能になるので、単体の高耐圧仕様のＭＯＳ半導体素子を開発する必要が無くなり、コストメリットが非常に大きくなり、半導体パワーモジュールの低コスト化および電力変換装置の低コスト化を実現することができる。

なお、ＳｉＣは、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であり、このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属する。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

また、以上の実施の形態１〜３に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、本実施の形態では、電気鉄道分野への適用を想定したパワー半導体モジュールを対象として発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、種々の産業応用分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明は、汎用性を有し、量産効果を得ることができる高耐圧仕様のパワー半導体モジュールとして有用である。

１ 架線
２ 集電装置
３ 車輪
４ レール
６ 変圧器
１０ コンバータ
２０ コンデンサ
３０ インバータ
４０ 電動機
５０ 電力変換装置
６０Ａ，６０Ｂ，７０ パワー半導体モジュール
６０Ａ１〜６０Ａ９，６０Ｂ１〜６０Ｂ６ ２ｉｎ１モジュール
６２，６４，７１〜７４，Ｑ１，Ｑ２ 素子対
７０Ａ１〜７０Ａ１８ ４ｉｎ１モジュール
１００ 鉄道車両
ＵＮＣ，ＶＮＣ，ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ，ＵＰＣ，ＶＰＣ，ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ スイッチング素子
ＤＶ１ ゲート電源
ＤＶ２ 主回路電源
ＤＸ１〜ＤＸ４ ダイオード
ＤＺ１，ＤＺ２ ツェナーダイオード
ＲＧ１，ＲＧ２ 抵抗
ＧＤ１，ＧＤ２ ゲート回路

Claims (6)

1. 入力された直流電圧または交流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する電力変換装置に適用されるパワー半導体モジュールにおいて、
   ダイオード素子とＭＯＳ型スイッチング素子とが逆並列に接続され、前記電力変換装置における正側アームとして動作する第１の素子対と、
   ダイオード素子とＭＯＳ型スイッチング素子とが逆並列に接続され、前記電力変換装置における負側アームとして動作する第２の素子対と、
   を有し、
   前記第１、第２の素子対は、１つのモジュール内に収容されて２ｉｎ１モジュールとして構成されると共に、これら第１、第２の素子対同士の直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成され、
   前記各素子対を構成する第１および第２のＭＯＳ型スイッチング素子のゲート端とソース端との間には、抵抗が接続され、
   前記各ＭＯＳ型スイッチング素子のゲート端とドレイン端との間には、前記各ＭＯＳ型スイッチング素子におけるゲート−ドレイン間電圧を耐圧以下にクランプする過電圧クランプ素子と、ドレイン端からゲート端の向きに順接続された一方向性導通素子との直列回路がそれぞれ接続され、
   前記第１のＭＯＳ型スイッチング素子のゲート端には、当該第１のＭＯＳ型スイッチング素子のゲート電位を前記各ＭＯＳ型スイッチング素子の駆動電源として動作する直流電源の電位に固定する第１の電圧固定用素子が接続され、かつ、前記第１のＭＯＳ型スイッチング素子のゲート端とドレイン端との間には、当該第１のＭＯＳ型スイッチング素子のドレイン電位を前記直流電源の電位に固定する第２の電圧固定用素子が接続される
   ことを特徴とするパワー半導体モジュール。
2. 前記パワー半導体モジュールは、前記第１および第２の素子対を有する他のパワー半導体モジュールとの直列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体モジュール。
3. 前記パワー半導体モジュールは、前記第１、第２の素子対同士の並列接続を可能とする外部電極端子を有して構成されることを特徴とする請求項１または２に記載のパワー半導体モジュール。
4. 前記ダイオード素子および前記ＭＯＳ型スイッチング素子のうちの少なくとも一方が、ワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のパワー半導体モジュール。
5. 前記ダイオード素子がショットキーダイオードであることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体モジュール。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体モジュール。

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