JPH08336239A - 車両用交流発電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】低損失、大出力であり、しかも出力が増大する
高出力条件時（例えば発電機が低温状態でバッテリ容量
が低下している状態など）に励磁電流を制限可能な車両
用交流発電機の制御装置を提供する。 【構成】単結晶ＳｉＣ半導体からなるＭＯＳパワートラ
ンジスタにより励磁電流制御用トランジスタ２０ｂ又は
三相全波整流器１９のハイサイドスイッチ１９ａ、１９
ｂ、１９ｃ又はローサイドスイッチ１９ｄ、１９ｅ、１
９ｆを形成する。更に、コントローラ２０ａは、高出力
条件時（例えば発電機が低温状態でバッテリ容量が低下
している状態など）に励磁電流制御用トランジスタ２０
ｂの導通率を抑止して励磁電流Ｉｆを制限し、これによ
り電線断面積の増大やエンジン負荷トルクの一時的な急
増を回避する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、励磁電流をＰＷＭ制御
する励磁電流制御用トランジスタ及び発電電圧を全波整
流する整流手段とを備える車両用交流発電機の制御装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両用交流発電機では、ステーコアに巻
装された三相電機子巻線から出力される三相交流電圧を
三相全波整流器で整流してバッテリに給電する。一方、
車両用交流発電機の出力電流を制御するには、三相全波
整流器の両出力端間に界磁コイルとスイッチングトラン
ジスタとを直列接続し、界磁コイルに通電する励磁電流
を励磁電流制御装置のスイッチングトランジスタで断続
するのが一般的である。この励磁電流制御装置は配線短
縮、電磁ノイズ放射低減などの理由により車両用交流発
電機のハウジングの内面又は外面に配設されるのが通常
である。このスイッチングトランジスタとしては、従
来、シリコンを素材とするバイポーラトランジスタ（以
下、Ｓｉ−ＢＰＴという）又はＭＯＳパワートランジス
タ（以下、Ｓｉ−ＭＯＳＴという）を用いている。

【０００３】三相全波整流器として、三相電機子巻線の
各出力端とバッテリの高位端及び低位端とをそれぞれ個
別に接続するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッ
チをＭＯＳトランジスタで構成することが、特開平４ー
１３８０３０号公報に提案されている。この種のＭＯＳ
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにＮ型シリコン基板をＭＯＳパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたＰ型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすＮ⁺ 型の領域
を形成する縦型ＭＯＳパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】

（第１の課題）近年の車両電気負荷の増大から車両用交
流発電機の出力電流向上が要請されている。ここで、車
両用交流発電機の出力電流とスイッチングトランジスタ
の特性との関係を以下に解析する。

【０００５】スイッチングトランジスタとしてのＭＯＳ
パワートランジスタ（ＭＯＳＴ）又はバイポーラパワー
トランジスタ（ＢＰＴ）に許容される最大温度上昇には
限界（例えばその表面温度で数十度）があり、この許容
温度上昇ΔＴによりスイッチングトランジスタの許容最
大発熱量Ｑｍａｘが制限される。なお、許容最大発熱量
Ｑｍａｘ＝ｒ×Ｉｍａｘ² ＝ｆ（ｒｔ，Ｓ，ΔＴ），ｒ
はスイッチングトランジスタのオン抵抗ｒ、Ｉｍａｘは
最大励磁電流、ｆは関数，ｒｔは放熱抵抗、Ｓは放熱面
積である。

【０００６】車両用交流発電機の制御装置用のスイッチ
ングトランジスタを構成する従来のトランジスタのオン
抵抗ｒには一定の最小値があった。すなわち、上記車両
用交流発電機では三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁
気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される
事故（例えばバッテリ端子はずれやロードダンプ電圧の
発生）が生じると、極めて高いサージ電圧が三相全波整
流器の高位出力端を通じてスイッチングトランジスタに
印加される。そのため、このスイッチングトランジスタ
は、高耐圧仕様（例えば定格１４Ｖの車両用交流発電機
でも２５０Ｖ以上）に設計する必要がある。

【０００７】しかしながら、従来のシリコンを素材とす
るＳｉ−ＢＰＴ又はＳｉ−ＭＯＳＴにおいては一定のア
バランシェ降伏電界強度があるので、トランジスタが降
伏しない範囲で耐圧を稼ぐには耐圧層を厚するとともに
低不純物濃度とせざるを得ず、その結果、スイッチング
トランジスタの抵抗率を一定の値以下にすることができ
なかった。なお、オン抵抗ｒの低減にはチップサイズの
増加が有効であるが、チップサイズのある限度（例えば
１０ｍｍ角）以上とすることは歩留り低下のために困難
である。したがって、従来のスイッチングトランジスタ
のオン抵抗ｒは耐圧層の大きな抵抗率と限られたチップ
面積とから一定値以上に制限されている。

【０００８】つまり、車両用交流発電機では、磁気エネ
ルギの放出に伴う高いサージ電圧の発生があるので、ス
イッチングトランジスタが高いオン抵抗ｒを有し、この
ために、スイッチングトランジスタの発熱量を一定の許
容最大発熱量Ｑｍａｘ以下とするために、最大励磁電流
Ｉｍａｘを比較的小さい値以下に制限せざるを得ないこ
とがわかる。

【０００９】車両用交流発電機の最大磁束量Φｍａｘは
最大励磁電流Ｉｍａｘにほぼ比例し、車両用交流発電機
の出力電力は最大磁束量Φｍａｘに依存するので、結
局、車両用交流発電機用スイッチングトランジスタに要
求される高耐圧性能が車両用交流発電機の出力向上を強
く制限しているということが理解される。もちろん、ス
イッチングトランジスタの許容最大発熱量Ｑｍａｘすな
わち最大励磁電流Ｉｍａｘを増大するために、スイッチ
ングトランジスタを複数個、並列に用いることは可能で
あるが、素子コスト、所要スペースの点で問題がある。

【００１０】また、スイッチングトランジスタの放熱特
性の向上により最大励磁電流Ｉｍａｘを増大することも
考えられるが、スイッチングトランジスタは通常、車両
用交流発電機のハウジングの端面に配設されるので、大
きな放熱フィンなどの設置は車両用交流発電機の体格増
大、通風抵抗の増大を招き困難である。更に、上記スイ
ッチングトランジスタは、ほとんどの場合、車両用交流
発電機のハウジングの端面に配設されるので、ハウジン
グなどを介して発電機内部の発熱やエンジンなどの熱の
影響を受け、一方、冷却風はエンジンアイドル時などで
は低風量であるので、スイッチングトランジスタの周囲
温度はエンジンアイドル時で外気温が高く更に電気負荷
が大きい場合に相当な高温（例えば１３５℃）となる。
したがって、スイッチングトランジスタに許容される上
記許容温度上昇ΔＴはこの点で厳しく制限され、これに
より許容最大発熱量Ｑｍａｘ及び最大励磁電流Ｉｍａｘ
ひいては車両用交流発電機の出力電流が一層、制限され
ることになる。

【００１１】本発明は、上記した励磁電流制御用のスイ
ッチングトランジスタの特性が車両用交流発電機の出力
向上を制限しているという知見に基づきなされたもので
あり、スイッチングトランジスタの動作マージンを縮小
してその信頼性の損なったり、車両用交流発電機の通風
抵抗を増大してそのコイルなどの冷却を損なうことな
く、出力向上が可能な車両用交流発電機の制御装置を提
供することを、その第１の目的としている。

【００１２】また、本発明は、車両用交流発電機の出力
低下を招くことなく、スイッチングトランジスタ又はそ
の冷却構造の簡単化により、車両用交流発電機の通風抵
抗の低減、スイッチングトランジスタの配設スペースの
削減及び経済性の向上が実現可能な車両用交流発電機の
制御装置を提供することを、その第２の目的としてい
る。

【００１３】更に、本発明は、励磁電流制御用トランジ
スタのデューティ比（導通率）を制御して励磁電流を制
限することにより発電機の最大出力を抑制し、エンジン
負荷トルクを低減することを、その第３の目的としてい
る。 （第２の課題）ＭＯＳパワートランジスタを用いた三相
全波整流器は、従来の三相全波整流器のＰＮ接合ダイオ
ードの機能を果たす寄生ダイオードとＭＯＳパワートラ
ンジスタを並列接続した構成を有するので、従来のシリ
コンダイオードを用いた三相全波整流器に比較して接合
ダイオードの順方向電圧降下が無い分だけ電力損失を低
減できる可能性がある。

【００１４】しかしながら、本発明者らの解析により、
上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器に
は以下の問題があることが判明した。車両用交流発電機
では、三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ
量が大きいために、それが瞬時に放出される事故に対す
る対策として、三相全波整流器の各半導体電力素子の耐
圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の出力整流電
圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定する必要があ
る。

【００１５】また、近時の車載電気負荷（例えばデフロ
スト用ヒータなど）の増大から１００Ａ以上の出力電流
が要望され、このような高耐圧、大電流構造のＭＯＳパ
ワートランジスタの電力損失はダイオードのそれと同程
度となってしまい、ダイオードの代わりにわざわざ構造
複雑なＭＯＳパワートランジスタを用いる意味がなくな
ってしまう。

【００１６】上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相
全波整流器の問題点を更に詳細に解析する。従来のＭＯ
Ｓパワートランジスタ式三相全波整流器では、各電機子
巻線の出力端（相出力端ともいう）とバッテリの高位端
とを個別に接続するハイサイドスイッチと、各電機子巻
線の出力端（相出力端ともいう）とバッテリの低位端と
を個別に接続するローサイドスイッチとからなり、同一
の電機子巻線に接続される一対のハイサイドスイッチ及
びローサイドスイッチは１個のインバータ回路を構成す
る。ここで、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッ
チをＭＯＳパワートランジスタで構成する場合、縦型チ
ャンネルＮチャンネルＭＯＳパワートランジスタを用い
るのが通常である。

【００１７】この縦型チャンネルＮチャンネルＭＯＳパ
ワートランジスタは、ｎ⁺ 基板はｎ ^- 耐圧層を介してＰ
ウエル領域に接続され、このＰウエル領域内にｎ⁺ 表面
領域は形成され、このＰウエル領域表面に形成されたｎ
型反転チャンネルによりｎ⁺表面領域とｎ^- 耐圧層とが
導通される構成を有することが周知である。また、耐圧
をｎ^- 耐圧層で確保しつつＰウエル領域の電位固定する
ためにｎ⁺ 表面領域とＰウエル領域とが短絡して使用す
ることも周知である。したがって、ｎ^- 耐圧層とＰウエ
ル領域との間に高耐圧の寄生ダイオードが形成されるこ
とも周知である。

【００１８】ここで重要なことは、三相全波整流器で
は、バッテリからこの寄生ダイオードを通じて放電が生
じないように、ハイサイドスイッチでは、ｎ⁺ 基板がバ
ッテリの高位端側に、ｎ⁺ 表面領域が電機子巻線側に配
置される必要があることである。同様に、ローサイドス
イッチでは、ｎ⁺ 基板が電機子巻線側に配置され、ｎ⁺
表面領域がバッテリの低位端側に配置される必要がある
ことである。

【００１９】ただし、このような配置を採用すると、発
電電流でバッテリを充電する場合において、ｎ⁺ 基板が
電気的なソース領域すなわちチャンネル領域に電子を注
入する領域となってしまい、ｎ^- 耐圧層がこの電気的な
ソース領域の直列抵抗（ソース寄生抵抗Ｒｓ）となって
しまうことである。すなわち、このＮ型耐圧層の大きな
ソース寄生抵抗Ｒｓが真の電気的なソース端Ｓ’と外部
端子である名目的なソース電極との間に直列接続される
ことになる。

【００２０】ＭＯＳトランジスタのドレイン飽和電流Ｉ
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、 Ｉｄｓａｔ＝Ｋ（Ｖｇ−Ｖｓ’）² ＝Ｋ（ΔＶｇｓ−Ｉｄｓａｔ・Ｒｓ）² すなわち、ドレイン飽和電流（所定ゲート電圧印加時の
最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの分だけゲ
ート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことになる。な
お、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も無視す
る。

【００２１】例えばゲート電圧が＋２０Ｖ、ソース（バ
ッテリ）電位が＋１２Ｖ、電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。

【００２２】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。

【００２３】もちろん、従来のＭＯＳパワートランジス
タ構造においてソース寄生抵抗Ｒｓの低減のためにｎ^-
耐圧層を薄くすることは可能であるが、上記したように
車両用交流発電機では３００Ｖといった高耐圧を必要と
するので、ｎ^- 耐圧層を薄くすることは困難である。す
なわち、通常のシリコンＭＯＳパワートランジスタにお
いて、シリコンの降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであ
り、上記３００Ｖの耐圧をｎ^- 耐圧層だけで稼ぐとすれ
ば、ｎ^- 耐圧層中の電界強度が一定と仮定しても１０μ
ｍの厚さが必要となる。ｎ^- 耐圧層中の電界強度を約３
０Ｖ／μｍとし、ｎ^- 耐圧層が３００Ｖを負担するに
は、実際にはその厚さを約２０μｍ以上必要とし、その
不純物濃度を約１×１０¹⁵原子／ｃｍ³ 以下とせねばな
らない。耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純物濃
度をもつｎ^- 耐圧層を形成することは、上記したソース
寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失とともに上
記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗の大幅な増
大）を招き、その結果として、従来のＭＯＳパワートラ
ンジスタ式三相全波整流器は車両用交流発電機用途（す
なわちリアクタンス負荷分野）において、ＰＮ接合ダイ
オード式三相全波整流器を凌駕することは理論的に無理
であり、構造及び制御が複雑という欠点だけが残るため
実用化のメリットがなかった。

【００２４】本発明者らは、上記説明した理由により車
両用交流発電機の三相全波整流器に用いるＭＯＳパワー
トランジスタは現状のシリコンＭＯＳパワートランジス
タでは実施困難であること、ＭＯＳパワートランジスタ
式三相全波整流器の実現には耐圧層抵抗の格段の低減が
必須であること、そのためには耐圧層の厚さの格段の低
減及び不純物濃度の格段の増大が必須であること、更に
は、このような耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃
度の増大は耐圧層の降伏電界強度の格段の向上を実現し
て始めて可能であるということの解析結果に基づいて、
耐圧層の降伏電界強度の向上が実現できれば、車両用交
流発電機の三相全波整流器の損失及び発熱を著しく低減
できるという発見に基づいている。

【００２５】したがって、本発明は、従来の三相全波整
流器に比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単な車
両用交流発電機用のＭＯＳパワートランジスタ式三相全
波整流器を提供することを、その第４の目的としてい
る。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
車両用交流発電機の出力を整流してバッテリを充電する
整流手段と、前記発電機の励磁電流を断続制御する励磁
電流制御用トランジスタと、前記バッテリの電圧と所定
の基準値との差を減少する方向に前記励磁電流制御用ト
ランジスタの導通率を制御する電圧制御手段と、出力が
増大する高出力発生条件かどうかを入力された状態量に
基づいて判定する判定手段と、前記高出力発生条件であ
ると判定した場合に前記励磁電流を所定のしきい値以下
に制限する励磁電流制限手段とを備え、前記励磁電流制
御用トランジスタは、表面に反転チャンネルが形成され
る一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルにより
導通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域を
含む基板が単結晶ＳｉＣを素材とするＭＯＳトランジス
タからなることを特徴とする車両用交流発電機の制御装
置である。

【００２７】本発明の第２の構成は、車両用交流発電機
の各出力端とバッテリの高位端及び低位端とを個別に接
続する整流用トランジスタ並びに前記整流用トランジス
タの駆動制御部を包含するとともに前記発電機の出力を
整流してバッテリを充電する整流手段と、前記発電機の
励磁電流を断続制御する励磁電流制御用トランジスタ
と、前記バッテリの電圧と所定の基準値との差を減少す
る方向に前記励磁電流制御用トランジスタの導通率を制
御する電圧制御手段と、出力が増大する高出力発生条件
かどうかを入力された状態量に基づいて判定する判定手
段と、前記高出力発生条件であると判定した場合に前記
励磁電流を所定のしきい値以下に制限する励磁電流制限
手段とを備え、前記整流用トランジスタは、表面に反転
チャンネルが形成される一導電型の半導体領域及び前記
反転チャンネルにより導通される反対導電型のソース領
域及びドレイン領域を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材と
するＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする車両
用交流発電機の制御装置である。

【００２８】本発明の第３の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記ＭＯＳトランジスタのソース
・ドレイン間耐圧及びソース・ゲート間耐圧は１００Ｖ
以上に設定されていることを特徴としている。本発明の
第４の構成は、上記第１又は第２の構成において更に、
前記励磁電流制御用トランジスタ及び前記整流用トラン
ジスタは同一ケースに収容されて前記発電機のハウジン
グに固定されることを特徴としている。

【００２９】本発明の第５の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記しきい値が、前記発電機の温
度が所定の最高許容温度において定格最大出力を発生す
るに必要な励磁電流値以上に設定されていることを特徴
としている。本発明の第６の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記判定手段が、入力される車両
状態に基づいて前記高出力状態かどうかを判定するもの
であり、前記励磁電流制限手段は、前記判定結果に基づ
いて前記しきい値を変更するものであることを特徴とし
ている。

【００３０】本発明の第７の構成は、上記第６の構成に
おいて更に、前記判定手段が、入力された発電機の回転
数に関連する状態量に基づいて発電機回転数が高回転域
かどうかを判定するものであり、前記励磁電流制限手段
は前記高回転域と判定された場合に前記励磁電流を前記
しきい値以下に制限するものであることを特徴としてい
る。

【００３１】本発明の第８の構成は、上記第６の構成に
おいて更に、前記判定手段が、入力入力された発電機の
回転数に関連する状態量に基づいて発電機の負荷トルク
が最大となる発電機回転数値を含む所定の高負荷トルク
回転域かどうかを判定するものであり、前記励磁電流制
限手段は、前記高負荷トルク回転域と判定された場合に
前記励磁電流を前記しきい値以下に制限するものである
ことを特徴としている。

【００３２】本発明の第９の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記励磁電流制限手段が、入力さ
れる所定の車両用電気負荷の駆動状態に基づいて前記し
きい値を変更するものであることを特徴としている。本
発明の第１０の構成は、上記第９の構成において更に、
前記励磁電流制限手段が、所定の大電力電気負荷を駆動
する期間だけ前記しきい値を増大させるものであること
を特徴としている。

【００３３】

【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成は、降伏電
界強度が優れた単結晶ＳｉＣ半導体を励磁電流制御用の
スイッチングトランジスタとして採用することにより、
車両用交流発電機の格段の出力向上を実現でき、又は、
スイッチングトランジスタの小型化やその冷却構造の小
型化を実現できるという理論解析の結果に基づいてい
る。

【００３４】すなわち、ＳｉＣの降伏電界強度は約３０
０Ｖ／μｍであり、Ｓｉの降伏電界強度は約３０Ｖ／μ
ｍであり、ＳｉＣの降伏電界強度はＳｉのそれの約１０
倍であることが知られている。したがって、車両用交流
発電機のスイッチングトランジスタとしての上記必要耐
圧（例えば２５０Ｖ以上）を実現するために、ＳｉＣを
素材とするＭＯＳパワートランジスタ（以下、ＳｉＣ−
ＭＯＳＴともいう）の耐圧層はＳｉ−ＢＰＴやＳｉ−Ｍ
ＯＳＴに比較して単純に比較しても１／１０とすること
ができる。

【００３５】以下、スイッチングトランジスタとしてＭ
ＯＳパワートランジスタを例として更に詳細に説明を行
う。Ｓｉの場合、その降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍで
あり、簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０５で負
担すると考えると、耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、そ
の不純物濃度は１×１０¹⁵原子／ｃｍ³ 、抵抗率は約５
Ω・ｃｍとなる。

【００３６】一方、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／
ｃｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０¹⁶原子／ｃｍ³ 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０５の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０５の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。

【００３７】更に、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗に以外の抵
抗成分を加味して計算しても、同一設計ルール、同一チ
ップ面積にて、Ｓｉ−ＢＰＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＴ、ＳｉＣ
−ＭＯＳＴのオン抵抗ｒをそれぞれ算出すると、ＳｉＣ
−ＭＯＳＴのオン抵抗ｒはＳｉ−ＭＯＳＴのそれの約１
／２５、Ｓｉ−ＢＰＴのそれの約１／１９となることが
わかった。

【００３８】上記説明したように、周囲環境などから許
容される許容温度上昇ΔＴにより許容最大発熱量Ｑｍａ
ｘが規定され、ｒをスイッチングトランジスタのオン抵
抗ｒ、Ｉｍａｘを最大励磁電流とすれば、許容最大発熱
量Ｑｍａｘはｒ×Ｉｍａｘ²であるので、ｒを上述のよ
うに削減できるということは、許容最大発熱量Ｑｍａｘ
を一定とした場合に、１個のチップにて、最大励磁電流
Ｉｍａｘを約４〜４．５倍（すなわち、１／（ｒ^0.5)）
だけ増加でき、このことは１個のスイッチングトランジ
スタで制御できる最大磁束量Φｍａｘひいては車両用交
流発電機の出力を格段に増大できることを意味する。も
ちろん、このような最大磁束量Φｍａｘの増加はそれに
見合う界磁コイル及び界磁鉄心の大型化を要するが、こ
のような大量の界磁束を１個の１スイッチングトランジ
スタで制御できるということは重要な利点である。

【００３９】もちろん、Ｓｉ−ＭＯＳＴを２５個並列接
続すれば、そのオン抵抗は１／２５となり、同様の作動
を実現できるが、このような多数のＳｉ−ＭＯＳＴ又は
Ｓｉ−ＢＰＴを電機ハウジングの端面に設置することは
困難であり、たとえできたとしても冷却風はハウジング
端面から内部に吸入されるので発電機内部の通風冷却が
困難となり、実現は不可能である。

【００４０】したがって、この第１の構成のように、ス
イッチングトランジスタにＳｉＣ−ＭＯＳＴを採用する
ことにより、車両用交流発電機の格段の大出力化が実現
できる。一方、もし最大励磁電流Ｉｍａｘを同じとし、
車両用交流発電機の出力を従来と同じレベルとする場合
には、上記したようにスイッチングトランジスタのオン
抵抗ｒを従来の５％程度に低減できることから、発熱も
従来の５％程度となり、大幅に素子の温度上昇が減少
し、冷却フィンなどの冷却構造が簡単となる。

【００４１】更に、所要スペースも大幅に削減されるの
で、ハウジングの端面の冷却風吸入口を大きく開口する
ことで冷却性能を向上することができる。また、もしス
イッチングトランジスタの発熱量を従来と同じとすれ
ば、チップ面積を約１／２０に低減できることになり、
大幅なチップ歩留り向上や他の回路の集積が実現する。

【００４２】本発明の第２の構成では、本発明の車両用
交流発電機の三相全波整流器はＳｉＣを素材とするＭＯ
Ｓパワートランジスタを接続してなる。上記したよう
に、車両用交流発電機では、三相電機子巻線や界磁コイ
ルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に
放出される事故に対する対策として、三相全波整流器の
各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全
波整流器の出力整流電圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程
度に設定する必要がある。

【００４３】また、近時の車載電気負荷の増大から１０
０Ａ以上の大出力電流が要望されている。ここでＳｉＣ
の降伏電界強度は約４００Ｖ／μｍであり、Ｓｉの約１
３倍となっている。このようにＳｉＣの降伏電界強度が
ＳｉＣのそれに比べて格段に高いということは、それを
車両用交流発電機の三相全波整流器の構成素子とした場
合にＭＯＳパワートランジスタの電力損失を格段に低減
できるという効果を奏する。以下、上記降伏電界強度の
差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明する。

【００４４】いま例として上記した図３（ａ）の車両用
交流発電機の三相全波整流器にＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタを用いて耐圧３００Ｖを確保する場合を一例
として考える。簡単のためにＮ型耐圧層１０７（例えば
図４又は図５参照）が３００Ｖを全て負担すると考え
る。簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担
すると考えると、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／ｃ
ｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μｍ、
その不純物濃度は２×１０¹⁶原子／ｃｍ³ 、抵抗率は約
１．２５Ω・ｃｍとなる。一方、上記説明したＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタの３００Ｖ耐圧層の必要厚さは
約２０μｍ、その不純物濃度は１×１０¹⁵原子／ｃ
ｍ³ 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。したがって、Ｓｉ
ＣのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗はＳｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０
７の抵抗に比べて１／２０にまで低減できることにな
る。ただし、Ｎ型耐圧層１０７の不純物濃度はＰ型ウエ
ル領域１０３の不純物濃度との関係で上記値よりもっと
低濃度とすることもできるのは当然である。

【００４５】その結果、この第２の構成のＳｉＣーＭＯ
Ｓパワートランジスタを用いた車両用交流発電機の三相
全波整流器は、耐圧層すなわちソース寄生抵抗Ｒｓの抵
抗電力損失自体を大幅に低減できる他、上記ソース抵抗
帰還効果の低減によるチャンネル抵抗の大幅な低減も実
現でき、それらの相乗効果によりＳｉーＭＯＳパワート
ランジスタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器
及びそれと同程度の電力損失を有するダイオード式三相
全波整流器に比較して格段に低損失となり、その冷却も
極めて簡単となるという優れた効果を奏する。

【００４６】更に、上記した本発明の第１又は第２の構
成では、出力が増大する高出力条件時に励磁電流を制限
するので、このような高出力条件下において出力が過大
となり、例えば不必要にエンジン負荷トルクが増大した
りすることがない。以下、詳しく説明すれば、整流用ト
ランジスタ又は励磁電流制御用トランジスタに上記した
ＳｉＣーＭＯＳパワートランジスタを採用すると、整流
損失の低減による出力増大や励磁電流損失の低減が実現
し、励磁電流損失の低減は励磁電流の増大による高出力
が発生可能となる。

【００４７】しかし、このよう整流用トランジスタや励
磁電流制御用トランジスタにＳｉＣーＭＯＳパワートラ
ンジスタを用いることによる出力向上は、次のような高
出力発生条件下で発生電流が過大となり過ぎるという問
題を生じる。例えば発電機が低温であるエンジン始動直
後には発電可能出力が増大し、その上、バッテリを含む
負荷系は大電流吸収可能状態となっているので、通電電
流が過大となってしまうが、更に上述のように、ＳｉＣ
ーＭＯＳトランジスタを用いることによる出力向上が加
わると、一層この問題が重大となる。

【００４８】そこで、本発明の第１、第２の構成では、
出力が増大する高出力条件時（例えば発電機が低温状態
でバッテリ容量が低下している状態など）に励磁電流を
制限するので、この過大な電流を出力すると出力が過大
となり、例えば不必要にエンジン負荷トルクが増大した
り、流れる最大電流の増加に合わせて電線断面積を増加
することがない。

【００４９】本発明の第３の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、ＭＯＳトランジスタのソース・
ドレイン間耐圧及びソース・ゲート間耐圧は１００Ｖ以
上とする。すなわち、このような高耐圧のトランジスタ
では上述したように、厚い高抵抗率の耐圧層を必要とす
るためにどうしてもそのオン抵抗が高くなってしまい、
その抵抗電力損失及び電圧損失を回避できないが、Ｓｉ
ＣーＭＯＳトランジスタでは、絶縁破壊電圧強度がＳｉ
ーＭＯＳトランジスタより格段に高いので、その分、こ
の耐圧層の不純物濃度を向上することができ、その抵抗
率を格段に低下でき、その抵抗電力損失及び電圧損失を
格段に低減することができる。

【００５０】本発明の第４の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、ＳｉＣーＭＯＳトランジスタで
ある励磁電流制御用トランジスタ及び前記整流用トラン
ジスタが同一ケースに収容されて発電機のハウジングに
固定されるので、小型化でき、必要スペースを削減する
ことができる。すなわち、車両用交流発電機の整流用ト
ランジスタ及び励磁電流制御用トランジスタとして必要
な高耐圧をもつＳｉＣーＭＯＳトランジスタは上述のよ
うに低損失化することができるので、同一ケースに収容
しても冷却が容易であり、同一ケースに収容して小型省
スペースを追求することができる。

【００５１】本発明の第５の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、しきい値が発電機の温度が所定
の最高許容温度において定格最大出力を発生するに必要
な励磁電流値以上に設定されるので、例えば発電機が低
温時の大電流通電状態を防止しつつ、発電機が高温時に
おける必要電流を給電することができる。本発明の第６
の構成では、上記第１又は第２の構成において更に、車
両状態に基づいて励磁電流制限のためのしきい値を変更
するので、車両状態に応じて最適な最大電流を確保する
ことができる。

【００５２】本発明の第７の構成では、上記第６の構成
において更に、発電機回転数が高回転域の場合に励磁電
流を制限する。すなわち、発電機回転数が高回転域の場
合には発電機の発電電圧が増大し、出力が向上するの
で、本発明の励磁電流制限による過大出力電流の抑制効
果が一層向上する。本発明の第８の構成では、上記第６
の構成において更に、発電機回転数が高負荷トルク回転
域の場合に励磁電流を制限する。すなわち、発電機回転
数が高負荷トルク回転域では、発電機の出力増大により
エンジン負荷トルクが急増するので、エンジンストール
が生じ易くなるので、これを防止することができる。

【００５３】本発明の第９の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、車両用電気負荷の駆動状態に基
づいてしきい値を変更するので、発電機の負荷状態が許
す範囲で発電機の最大出力電流を充分に制限することが
でき、第１又は第２の構成の作用効果を一層向上するこ
とができる。本発明の第１０の構成では、上記第９の構
成において更に、所定の大電力電気負荷（例えば触媒ヒ
ータ）を駆動する期間だけしきい値を増大させる。この
ような大電力電気負荷の一時的な駆動時以外では、より
厳しく出力制限できる利点がある。

【００５４】

【実施例】

（実施例１）車両エンジンにより駆動される本実施例の
車両用交流発電機いわゆるオルタネータの全体構造を図
２に基づき説明する。発電機外殻は一対のドライブフレ
ーム１とリアフレーム２で構成されており、複数のスタ
ッドボルト１５等により直接結合されている。

【００５５】前記フレーム１及び２の内周にはステータ
コア３が固定され、ステータコア３には三相電機子巻線
５が巻装されている。フレーム１及び２に固定されたベ
アリング１３及び１４はシャフト９を回転自在に支持し
ており、シャフト９にはステータコア３の内周に位置し
てロータコア６が固定されている。ロータコア６には界
磁コイル１０が巻装されており、ポールコア７、８の両
端面には冷却ファン１１、１２が配設されている。ま
た、リアフレーム２の外部には、励磁電流制御装置１９
内蔵の電圧調整器１８が取り付けられている。

【００５６】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図１を用いて説明する。電圧調整器１８
は、三相全波整流器１９と電圧調整部２０とで構成され
ている。三相全波整流器１９は、単結晶ＳｉＣ（６Ｈー
ＳｉＣ）を素材とするＮチャンネルエンハンスメント形
式のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆからな
り、ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電
機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接
続しており、ローサイドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
は三相電機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の低位
端とを接続している。

【００５７】電圧調整部２０は、コントローラ２０ａ
と、スイッチングトランジスタ（励磁電流制御用トラン
ジスタ）２０ｂと、フライホイルダイオード２０ｃと、
抵抗３０とからなり、コントローラ２０ａはバッテリ電
圧Ｖ_B に基づいてスイッチングトランジスタ２０ｂをＰ
ＷＭ制御する。そしてバッテリ２１からブラシ１６、ス
リップリング１７を介して界磁巻線１０に通電された励
磁電流はこのスイッチングトランジスタ２０ｂを通じて
制御される。スイッチングトランジスタ２０ｂは単結晶
ＳｉＣ（６ＨーＳｉＣ）を素材として形成されている。

【００５８】電圧調整部２０の電圧制御動作を簡単に説
明すると、エンジン（図示せず）によりロータコア６が
回転し、電圧調整器１８のコントローラ２０ａがバッテ
リ電圧Ｖ_B を読み取り、それが一定となるように励磁電
流制御用トランジスタ２０ｂをＯＮ、ＯＦＦ制御する
と、三相電機子巻線５に三相交流電圧が誘起され、それ
により三相全波整流器１９により全波整流された直流電
流がバッテリ２１を充電し、また、車両電気負荷等で消
費される。また、冷却ファン１１、１２が回転し、界磁
コイル１０、三相電機子巻線５及び電圧調整器１８など
を冷却する。

【００５９】次に、コントローラ２０ａによる三相全波
整流器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９
ｆの開閉制御の一例について説明する。また、図１３に
その他例を示す。なお、図１３の制御方式は後で説明す
る。コントローラ２０ａは、各相の三相電機子巻線５の
出力端の電位である各相発電電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読
み込み、その相間発電電圧Ｖｕ−Ｖｖ，Ｖｕ−Ｖｗ，Ｖ
ｖ−Ｖｕ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖｕ，Ｖｗ−Ｖｖの中か
ら、最も大きい正値でかつバッテリ２１の端子電圧より
大きい相間発電電圧を選択し、この選択した相間発電電
圧がバッテリ２１に印加されるように、ハイサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの中の一つのＭ
ＯＳパワートランジスタと、ローサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中の一つのＭＯＳパワー
トランジスタとをオンさせる。これにより、選択された
三相電機子巻線からバッテリ２１へ充電電流が給電され
る。

【００６０】なお、コントローラ２０ａは通常のレギュ
レータと同様に、バッテリ電圧Ｖ_Bを検出し、バッテリ
電圧Ｖ_B と予め設定してある基準電圧とを比較し、その
大小に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の
端子電圧を目標レベルに維持することは従前通りであ
る。上記した単結晶６Ｈ−ＳｉＣを用いたＮチャンネル
ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器及びスイッ
チングトランジスタ２０ｂの詳細を図１及び図３を参照
して以下、更に説明する。ただし、図３はＮチャンネル
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの断面構造を
示し、図４はＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
の断面構造を示す。スイッチングトランジスタ２０ｂの
断面構造は図示しないが、図３の一つのトランジスタと
同一構造であるが、別チップとしてに構成されるが基板
をドレインとしている。

【００６１】三相全波整流器１９の各ＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆはコントローラ２０ａにより順
次開閉されて三相全波整流を行う。１２０はＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのゲート電極直下のＰ型
ウエル領域１０３に電位付与するための高抵抗体であ
り、１５０オーム以上の抵抗値を有する。ハイサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃのドレイン接
続側の寄生ダイオードＤｄは短絡され、ローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの高抵抗体１２
０はソース接続側の寄生ダイオードＤｓと並列接続され
ている。

【００６２】このようにすれば、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの共通ソースＳはＰ型
ウエル領域１０３との間に耐圧層１０５を持つことがで
きるので、これらハイサイドのＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｃは図３に示すように同一チップに集積
することができる。同様に、ローサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１９ｄ〜１９ｆの共通ドレインＤはＰ型ウ
エル領域１０３との間に耐圧層１０５を持つことができ
るので、これらハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ
１９ｄ〜１９ｆは図４に示すように同一チップに集積す
ることができる。これらＭＯＳパワートランジスタ１９
ａ〜１９ｆ及びスイッチングトランジスタ２０ｂの電力
損失すなわち発熱はＳｉＣーＭＯＳトランジスタの採用
により上述の説明からわかるように大幅に低減できる。

【００６３】ちなみに、図３において、１０３はＰ型ウ
エル領域、１０４はＮ⁺ 型ドレイン領域、１０５はＮ型
耐圧層、１０６はＮ⁺ 型基板（共通ソース領域）であ
る。また、図４において、１０３はＰ型ウエル領域、１
０４はＮ⁺ 型ソース領域、１０５はＮ型耐圧層、１０６
はＮ⁺ 型基板（共通ドレイン領域）である。次に、この
実施例のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ及び
スイッチングトランジスタ２０ｂの製造方法を説明す
る。

【００６４】６Ｈ−ＳｉＣのＮ⁺ 型基板１０６上にＮ型
耐圧層１０５がエピタキシャル成長により形成され、Ｎ
型耐圧層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１０３がエピ
タキシャル成長により形成され、更にＰ型ウエル領域１
０３の表面部にＮ⁺ 型領域１０４が窒素をイオン注入す
ることにより形成される。そして、基板１０６に達する
深いトレンチＴ１により各ＭＯＳトランジスタが分離さ
れ、Ｎ型耐圧層１０５に達する浅いトレンチＴ２により
ゲート電極形成溝が形成される。その後、トレンチＴ２
の表面に熱酸化法によりシリコン酸化膜からなるゲート
絶縁膜を形成し、その後、トレンチＴ２にドープドポリ
シリコンからなるゲート電極１１０を形成する。なお、
高抵抗１２０は低濃度ポリシリコン層を絶縁膜（図示せ
ず）上に堆積して形成し、Ｐ型ウエル領域１０３とＮ⁺
型領域１０４とにコンタクトさせればよい。

【００６５】なお図１に示す抵抗３０は、励磁電流検出
用の低抵抗素子であり、励磁電流制御用トランジスタ２
０ｂのドレインと界磁コイル１０との間に介設される。
コントローラ２０ａは抵抗３０の両端の電位差ΔＶによ
り励磁電流Ｉｆを検出することができる。次に、同一チ
ップサイズ及び設計ルールで製造したＳｉのバイポーラ
パワートランジスタとＳｉのＭＯＳパワートランジスタ
とＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタとの各種性能の理
論計算例を表１に記載する。

【００６６】ただし、計算は、界磁（励磁）コイル１０
とＭＯＳパワートランジスタ２０ｂとの直列回路によっ
て行い、もちろん各素子の有効チップ面積は等しいと
（ここでは１６ｍｍ² と）仮定し、両ＭＯＳパワートラ
ンジスタの設計ルールも同じ条件としている。励磁コイ
ル１０はここでは２．９オームの抵抗値と仮定した。ス
イッチングトランジスタ２０ｂのＯＮ抵抗は、Ｓｉのバ
イポーラパワートランジスタで２７０オーム、ＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタで３５０オーム、ＳｉＣのＭＯ
Ｓパワートランジスタで１４オームとした。

【００６７】Ｓｉのバイポーラパワートランジスタの２
７０オームは実測値であり、ＳｉのＭＯＳパワートラン
ジスタの３５０オーム及びＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの１４オームは、図５の耐圧３００ＶにおけるＯ
Ｎ抵抗率の値（Ｓｉで９００ｍΩ・ｍｍ² 、ＳｉＣでＳ
ｉで３５ｍΩ・ｍｍ² ）から計算した。各素子の理論計
算結果を表１に記載する。

【００６８】

【表１】

【００６９】この計算結果から、ＳｉＣのスイッチング
トランジスタ２０ｂの計算損失は僅か３４０ｍＷであ
り、Ｓｉのスイッチングトランジスタ２０ｂの計算損失
数Ｗに比べ格段に低減できることが判明した。なお、図
５は耐圧とＯＮ抵抗率との関係を計算したものであり、
耐圧はほぼＮ型耐圧層で負担すると仮定して計算したも
のである。このオン抵抗率はチャンネル抵抗とＮ型耐圧
層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネル抵抗は
各種ファクタにより変動するものの、図５からわかるよ
うにＳｉ−ＭＯＳＴの高耐圧使用ではＮ型耐圧層１０５
の抵抗が支配的となる。 （Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣ−ＭＯＳパ
ワートランジスタの耐圧と抵抗値との関係の更なる解
析）なお、上記した各実施例のＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素材として耐圧２５
０Ｖに設計しているが、この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａ〜１９ｆを用いた車両用交流発電
機用の三相全波整流器１９と、ＳｉのＭＯＳパワートラ
ンジスタを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器１
９との抵抗値の解析結果（図５参照）を以下に理論的に
説明する。

【００７０】ただし、ここではソース寄生抵抗Ｒｓの帰
還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものと
する。また、回路構造は縦型構造とし、チップ面積は等
しくする。トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネル抵抗ｒ
ｃとＮ⁺ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であり、 ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）^-1・（Ｔｏｘ
／（Ｖｇ−Ｖｔ）） ｒｂ＝４Ｖｂ² ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。

【００７１】ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０⁵ ，ＳｉＣは３×１０⁶ Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ ² 、Ｖｂは降伏電圧（耐圧）である。更に、μは電
子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１００、ＳｉＣは
３７０ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長Ｌは両者とも
１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２．２ｃｍ、μｓ
は電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが５００、Ｓ
ｉＣは１００ｃｍ² ／（Ｖ・Ｓ）とした。

【００７２】上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。

【００７３】次に、同一設計ルール、同一チップ面積で
製造されたＳｉ−ＭＯＳＴ、Ｓｉ−ＢＰＴ、ＳｉＣ−Ｍ
ＯＳＴからなるスイッチングトランジスタ２０ｂを用い
た車両用交流発電機の回転数と出力電流との関係の実測
結果を図６に示す。図６から、出力電流の増大が実現で
きることが実証できた。なお、上記実施例では、三相全
波整流器１９のローサイド側のＭＯＳパワートランジス
タ１９ｄ〜１９ｆとスイッチングトランジスタ２０ｂと
を集積したが、スイッチングトランジスタ２０ｂの発熱
低減によりスイッチングトランジスタ２０ｂとコントロ
ーラ２０ａとを一体に集積したり、あるいはＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ｄ〜１９ｆとスイッチングトランジ
スタ２０ｂとコントローラ２０ａとを一体に集積するこ
ともできる。

【００７４】なおこの場合、三相全波整流器１９がＭＯ
Ｓパワートランジスタ又はＭＯＳ−ＳＩＴ構成が好まし
いので、コントローラ２０ａも同じ素子構造とするのが
有利である。このようにすれば、ローサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆとコントローラ２０ａ
との間の接続配線を省略でき、この接続配線からの電磁
放射ノイズも低減できる。

【００７５】この実施例の車両用交流発電機全体の回路
図を図７を参照して説明する。励磁電流制御用のスイッ
チングトランジスタ２０ｂはコントローラ２０ａ、ダイ
オード２０ｃ、励磁電流検出用抵抗３０とともにレギュ
レータ２０を構成するとともに、同一基板に搭載されて
ハイッブリッドＩＣを構成している。図７の回路を以下
に説明する。なお、本実施例では、励磁電流Ｉｆを励磁
電流制御用トランジスタ２０ｂのドレイン側に直列接続
された低抵抗３０の電位差により検出したが、オン状態
の励磁電流制御用トランジスタ２０ｂのソース／ドレイ
ン間電位差（＝導通電流×オン抵抗（ゲート電圧一定な
ら略一定）により、すなわちこの実施例ではそのドレイ
ン電位により励磁電流Ｉｆを検出することもできる。

【００７６】１は車両用交流発電機であって、１０１
（すなわちＢ）は出力端子、１０２（すなわちＩＧ）は
ＩＧ端子、１０３（すなわちＳ）はＢ電圧入力端子、１
０４（すなわちＬ）はチャージランプ駆動端子、１０５
（すなわちＥ）はグランド端子である。発電機１は電機
子巻線５、界磁巻線１０、電圧調整装置（以下レギュレ
ータ）２０、整流器（図１参照）１９から構成され、レ
ギュレータ２０はチャージランプ駆動端子４０１（すな
わちＬ）と、バッテリー電圧電圧検出端子４０２（すな
わちＳ）と、ＩＧ端子４０３（すなわちＩＧ）と、＋Ｂ
端子４０４（すなわちＢ）と、界磁巻線端子４０５（す
なわちＦ）と、電機子巻線の相電圧入力端子４０６（す
なわちＰ）と、グランド端子４０７（すなわちＥ）とか
らなる各端子と、フライホイールダイオード２０ｃと、
励磁電流制御用でＳｉＣ材料を用いたＭＯＳＦＥＴから
なるスイッチングトランジスタ２０ｂと、コントローラ
２０ａと、チャージランプ駆動用トランジスタ（ＳｉＣ
ＭＯＳＦＥＴ）４４の電熱チョーク駆動用トランジス
タ（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ）４３とから構成されてい
る。６はチャージランプ、７は電熱チョーク、８はバッ
テリ、９は電気負荷、１０はＩＧスイッチである。

【００７７】図７のコントローラ２０ａのうち、三相全
波整流器１９の整流用トランジスタ１９ａ〜１９ｆの開
閉制御以外の界磁電流制御機能を図８の機能ブロック図
を参照して説明する。４２ａはＩＧ入力端子、４２ｂは
バッテリ電圧センシング端子、４２ｃは電熱チョーク駆
動用トランジスタ駆動端子、４２ｄはチャージランプ駆
動用トランジスタ駆動端子、４２ｅはグランド端子、４
２ｆは電機子巻線の相電圧入力端子、４２ｇは励磁電流
制御用トランジスタを駆動する駆動端子である。

【００７８】４２１はコントローラ２０ａ駆動用電源、
４２２は発電検出用のコンパレータであり、−端子より
電機子巻線の相電圧、＋端子より発電開始の有無を検出
できる基準電圧Ｖｒｅｆｌが入力され、相電圧が基準電
圧Ｖｒｅｆｌより低い場合、発電が開始されていないと
判断し、コンパレータ４２２はＨｉ信号を出力し、トラ
ンジスタ４４をＯＦＦ４３をＯＮし、チャージランプ６
を点灯する。逆に相電圧が上がり発電開始が確認される
と、コンパレータ４２２はＬｏを出力し、トランジスタ
４３をＯＦＦ、４４をＯＮし、負荷７に電力を供給す
る。

【００７９】コンパレータ４２４は、バッテリ電圧に基
づいて励磁電流制御用トランジスタを制御するもので、
−端子よりバッテリ電圧に相当する電圧を入力、＋端子
よりバッテリの制御目標電圧に相当する電圧Ｖｒｅｆ２
を入力し、バッテリ電圧が目標電圧Ｖｒｅｆ２より低い
場合、コンパレータ４２４の出力はＨｉとなり、バッテ
リ電圧が目標電圧Ｖｒｅｆ２より高い場合、コンパレー
タ４２４の出力はＬｏとなる。

【００８０】４２６は差動増幅器であって、低抵抗３０
の微小な電位差をリニア電圧増幅してコンパレータ４２
８の−入力端に入力し、コンパレータ４２８は励磁電流
のおおきさいにより励磁電流制御用トランジスタ２０ｂ
の動作を制御するものであって、電圧増幅した電流信号
電圧ΔＶ’を所定のしきい値Ｖｒｅｆ３と比較する。励
磁電流すなわち電流信号電圧ΔＶ’がしきい値Ｖｒｅｆ
３より小さい場合にはコンパレータ４２８の出力がＨｉ
となって、アンド回路４３０はコンパレータ４２４の出
力電圧を励磁電流制御用トランジスタ２０ｂのゲート電
極に印加する。そして、励磁電流すなわち電流信号電圧
ΔＶ’がしきい値Ｖｒｅｆ３より大きい場合にはコンパ
レータ４２８の出力がＬｏとなって、アンド回路４３０
はコンパレータ４２４の出力電圧が励磁電流制御用トラ
ンジスタ２０ｂのゲート電極に印加されるのを禁止す
る。図９は図８の回路４２４、４２６、４２８、４３０
をマイコンのソフトウエアで構成したものである。

【００８１】すなわち、図８、図９の回路又はプログラ
ムによれば、励磁電流Ｉｆが所定の最大値（Ｖｒｅｆ３
に相当する値）に達すれば、励磁電流を遮断する構成を
採用しているので、過大電流出力に伴う上述の弊害を回
避することができる。続いてその他の効果について述べ
る。整流用トランジスタ１９ａ〜１９ｆ又は励磁電流制
御用トランジスタ２０ｂをＳｉＣーＭＯＳトランジスタ
として低ＯＮ抵抗化することのメリットとしては、まず
第一にそれらの電圧ドロップが小さくでき、その結果損
失が小さく押さえられるため効率が向上すると共に、発
熱が抑制できるため放熱フィンの小型化が可能となる。
第二に、電圧ドロップが小さくできるため、界磁巻線１
０への印加電圧を高くすることができ、その結果励磁電
流が大きくなり、出力アップが可能となる。以上につい
て検証した結果は上記実施例１で示した表１のとおりで
ある。

【００８２】すなわち、表１について更に述べると、図
１又は図７に示すように界磁巻線１０とスイッチング素
子２０ｂとは直列に接続されている。両端にかかる電圧
（＋Ｂ）を１４Ｖとし、界磁巻線１０の抵抗を２．９
Ω、素子２０ｂのＯＮ抵抗は、現状使用されている耐圧
３００Ｖの素子を基準とし、バイポーラトランジスタに
おいては２７０ｍΩ（順方向電圧ドロップ１．２Ｖ、実
測値）、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおいては３５０ｍΩ（順
方向電圧ドロップ１．５Ｖ、実測値）、ＳｉＣ−ＭＯＳ
ＦＥＴにおいては、図５におけるＳｉとＳｉＣの耐圧に
対するＯＮ抵抗の関係より、耐圧３００ＶにおいてＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと比べ約１／２
５のＯＮ抵抗が実現可能であるので、ＳｉＣ−ＭＯＳＦ
ＥＴのＯＮ抵抗を１４ｍΩとして計算した。その結果、
各素子のＯＮ抵抗、電圧ドロップ（Ｖｓ）、界磁巻線印
加電圧（Ｖ_F ）、界磁電流（Ｉ_F ）、素子損失（Ｗ）は
表１のようになり、界磁電流についてはバイポーラトラ
ンジスタと比較して９％、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴと比較し
て１２％向上し、損失についてもそれぞれ１／１６、１
／１９に低減する事がわかる。励磁電流が増加する事に
より期待される出力増加については、図６に示すように
なり、バイポーラトランジスタと比較して約６％、Ｓｉ
−ＭＯＳＦＥＴに比較して約９％のアップが可能とな
る。

【００８３】なお、整流用トランジスタ１９ａ〜１９ｆ
及び励磁電流制御用トランジスタ２０ｂのソース・ドレ
イン間耐圧及びソース・ゲート間耐圧は１００Ｖ以上と
される。このような高耐圧用途において、ＳｉＣーＭＯ
Ｓトランジスタは同一チップサイズのＳｉーＭＯＳトラ
ンジスタより格段に低いオン抵抗を得ることができる。

【００８４】また、図８、図９に示すしきい値電圧Ｖｒ
ｅｆ３は、発電機の温度が所定の最高許容温度（ここで
は１３０℃）において定格最大出力を発生する励磁電流
値とされる。このようにすれば、発電機１が低温時など
での過大出力を制限するために励磁電流制限を行うにも
かかわらず、発電機１が高温の場合など低出力状態にお
ける出力不足を生じることがない。 （実施例２）本発明の他の実施例を図１０に示すフロー
チャートを参照して説明する。

【００８５】このフローチャートは、図９のステップ１
０２と１０４との間に挿入される。まず、車両用電気負
荷９として触媒ヒータがオンされたかどうかを調べ（２
００）、オンされていなければしきい値電圧Ｖｒｅｆ３
は通常値Ｌとされ、オンされていれば発電機１は一時的
に大電流を給電する必要があるので、しきい値電圧Ｖｒ
ｅｆ３を高値すなわち通常値Ｌに所定値ΔＬを加えた値
に設定する。

【００８６】次のステップ２０６では、発電機回転数ｎ
を検出する。ｎは電機子巻線電圧の周波数をカウントす
るのが最も簡単である。そして、発電機回転数ｎが所定
のしきい値回転数（ここでは４０００ｒｐｍ以上とす
る）を超える高回転域であるかどうかを調べ（２０
８）、高回転域であればステップ１０６へ進み、そうで
なければ発電機回転数ｎが所定のしきい値回転数ｎｔｈ
ＬからｎｔｈＨの範囲内（高負荷トルク回転域）かどう
かを調べる。図１１に示すように、高回転域では発電機
の最大出力電流は大幅に増加し、この増加傾向はＳｉＣ
ーＭＯＳトランジスタで特に顕著である。また、図１２
に示すように、高負荷トルク回転域はバッテリを含む電
気負荷条件を等しくした試験条件でエンジンにかかる発
電機の駆動トルクが最大値を含む発電機回転数範囲であ
る。発電機回転数ｎがこの高負荷トルク回転域内であれ
ばステップ１０６へ進み、そうでなければ発電機の温度
Ｔｇを検出する（２１０）。なお、発電機の温度Ｔｇは
簡単には、励磁電流制御用トランジスタ２０ｂを一定の
短期間オンし、大体においてその時の励磁電流との関数
となるので、予めそれらの関係を記憶するマップからサ
ーチすればよい。次に、温度Ｔｇが所定のしきい値温度
Ｔｇｔｈ以下の低温であれば、発電機１は高出力状態と
してステップ１０６へ進んで励磁電流制限を行い、そう
でなければステップ１０４へ進んで励磁電流制限を行わ
ない。

【００８７】このようにすれば、より細かく出力（出力
電流）の制限を行うことができる。なお、図１３は、コ
ントローラ２０ａによって遂行される三相全波整流器１
９制御用の割り込みサブルーチン（整流手段の駆動制御
回路）である。このルーチンは一定時間経過毎に優先的
に実施される。ルーチン内容自体は平易であるので、説
明は省略する。ただし、ＭＯＳパワートランジスタ１９
ａのオンは電圧Ｖｇ１をハイレベルとしてＭＯＳパワー
トランジスタ１９ａをオンすることであり、ＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａのオフは電圧Ｖｇ１をローレベル
としてＭＯＳパワートランジスタ１９ａをオフすること
であり、その他のステップも同様である。なお、上記実
施例では、図１に示すように、トランジスタ２０ｂのド
レイン電極と界磁コイル１０との間に電流検出用の低抵
抗３０を設けていたが、トランジスタ２０ｂのソース電
極と接地端子との間に電流検出用の低抵抗３０を設けて
もよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１の車両用交流発電機の回路図である。

【図２】図１の車両用交流発電機の断面図である。

【図３】図１の三相全波整流器１９のハイサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタの断面図である。

【図４】図１の三相全波整流器１９のローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタの断面図である。

【図５】ＳｉＣ及びＳｉＭＯＳパワートランジスタの耐
圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。

【図６】本実施例のＳｉＣ−ＭＯＳＴ、及び従来のＳｉ
−ＢＰＴ、Ｓｉ−ＭＯＳＴを用いたスイッチングトラン
ジスタを組み込んだ車両用交流発電機の回転数と出力電
流との関係を示す実測特性図である。

【図７】図１の車両用交流発電機のより詳細な回路図で
ある。

【図８】図７の回路の一部を具体化した回路図である。

【図９】図８の回路をソフトウエア化したフローチャー
トである。

【図１０】実施例２の制御動作を示すフローチャートで
ある。

【図１１】発電機が冷時と熱時とにおいてＳｉ−ＭＯＳ
トランジスタ又はＳｉＣーＭＯＳトランジスタを励磁電
流制御用トランジスタ２０ｂとして採用した場合の出力
電流と発電機回転数との関係を示す特性図である。

【図１２】発電機が冷時と熱時とにおいてＳｉＣーＭＯ
Ｓトランジスタを励磁電流制御用トランジスタ２０ｂと
して採用した場合の発電機駆動に必要なトルクと発電機
回転数との関係を示す特性図である。

【図１３】コントローラ２０ａによって遂行される三相
全波整流器１９制御用の割り込みサブルーチン（整流手
段の駆動制御部）である。

【符号の説明】

５は三相電機子巻線、１０は界磁コイル、１９は三相全
波整流器（整流手段の一部）、２０ｂはスイッチングト
ランジスタ（励磁電流制御用トランジスタ）、２１はバ
ッテリ、１９ａ〜１９ｃはハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ（整流用トランジスタ）、１９ｄ〜１９ｆは
ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ（整流用トラン
ジスタ）、２０は電圧調整部（整流手段の残部、電圧制
御手段、判定手段、励磁電流制限手段）。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】車両用交流発電機の出力を整流してバッテ
   リを充電する整流手段と、前記発電機の励磁電流を断続
   制御する励磁電流制御用トランジスタと、前記バッテリ
   の電圧と所定の基準値との差を減少する方向に前記励磁
   電流制御用トランジスタの導通率を制御する電圧制御手
   段と、出力が増大する高出力発生条件かどうかを入力さ
   れた状態量に基づいて判定する判定手段と、前記高出力
   発生条件であると判定した場合に前記励磁電流を所定の
   しきい値以下に制限する励磁電流制限手段とを備え、 前記励磁電流制御用トランジスタは、表面に反転チャン
   ネルが形成される一導電型の半導体領域及び前記反転チ
   ャンネルにより導通される反対導電型のソース領域及び
   ドレイン領域を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材とするＭ
   ＯＳトランジスタからなることを特徴とする車両用交流
   発電機の制御装置。
2. 【請求項２】車両用交流発電機の各出力端とバッテリの
   高位端及び低位端とを個別に接続する整流用トランジス
   タ並びに前記整流用トランジスタの駆動制御部を包含す
   るとともに前記発電機の出力を整流してバッテリを充電
   する整流手段と、前記発電機の励磁電流を断続制御する
   励磁電流制御用トランジスタと、前記バッテリの電圧と
   所定の基準値との差を減少する方向に前記励磁電流制御
   用トランジスタの導通率を制御する電圧制御手段と、出
   力が増大する高出力発生条件かどうかを入力された状態
   量に基づいて判定する判定手段と、前記高出力発生条件
   であると判定した場合に前記励磁電流を所定のしきい値
   以下に制限する励磁電流制限手段とを備え、 前記整流用トランジスタは、表面に反転チャンネルが形
   成される一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネル
   により導通される反対導電型のソース領域及びドレイン
   領域を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材とするＭＯＳトラ
   ンジスタからなることを特徴とする車両用交流発電機の
   制御装置。
3. 【請求項３】前記ＭＯＳトランジスタのソース・ドレイ
   ン間耐圧及びソース・ゲート間耐圧は１００Ｖ以上に設
   定されている請求項１又は２記載の車両用交流発電機の
   制御装置。
4. 【請求項４】前記励磁電流制御用トランジスタ及び前記
   整流用トランジスタは同一ケースに収容されて前記発電
   機のハウジングに固定される請求項１及び２記載の車両
   用交流発電機の制御装置。
5. 【請求項５】前記しきい値は、前記発電機の温度が所定
   の最高許容温度において定格最大出力を発生するに必要
   な励磁電流値以上に設定されている請求項１又は２記載
   の車両用交流発電機の制御装置。
6. 【請求項６】前記判定手段は、入力される車両状態に基
   づいて前記高出力状態かどうかを判定するものであり、
   前記励磁電流制限手段は、前記判定結果に基づいて前記
   しきい値を変更するものである請求項１又は２記載の車
   両用交流発電機の制御装置。
7. 【請求項７】前記判定手段は、入力された発電機の回転
   数に関連する状態量に基づいて発電機回転数が高回転域
   かどうかを判定するものであり、前記励磁電流制限手段
   は前記高回転域と判定された場合に前記励磁電流を前記
   しきい値以下に制限するものである請求項６記載の車両
   用交流発電機の制御装置。
8. 【請求項８】前記判定手段は、入力された発電機の回転
   数に関連する状態量に基づいて発電機の負荷トルクが最
   大となる発電機回転数値を含む所定の高負荷トルク回転
   域かどうかを判定するものであり、前記励磁電流制限手
   段は、前記高負荷トルク回転域と判定された場合に前記
   励磁電流を前記しきい値以下に制限するものである請求
   項６記載の車両用交流発電機の制御装置。
9. 【請求項９】前記励磁電流制限手段は、入力される所定
   の車両用電気負荷の駆動状態に基づいて前記しきい値を
   変更するものである請求項１又は２記載の車両用交流発
   電機の制御装置。
10. 【請求項１０】前記励磁電流制限手段は、所定の大電力
    電気負荷を駆動する期間だけ前記しきい値を増大させる
    ものである請求項９記載の車両用交流発電機の制御装
    置。