JPH08336259A - 車両用交流発電機 - Google Patents
車両用交流発電機Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】低損失であり、整流器を横置き・排気管前側配
置方式のエンジンの前側に取り付け、発電機のハウジン
グの排気管側端壁に整流器を固定した車両用交流発電機
を提供する。 【構成】単結晶ＳｉＣ半導体からなるＭＯＳパワートラ
ンジスタを半導体整流素子として三相全波整流器１９を
構成し、この三相全波整流器１９を発電機のハウジング
の排気管側端壁に固定する。このようにすれば、整流器
１９の発熱は格段に減少しかつその耐熱性が向上するの
で、排気管からの輻射熱により過酷な熱環境となる発電
機のハウジングの排気管側端壁に整流器１９を設置して
も、整流器１９の信頼性が劣化することがない。
置方式のエンジンの前側に取り付け、発電機のハウジン
グの排気管側端壁に整流器を固定した車両用交流発電機
を提供する。 【構成】単結晶ＳｉＣ半導体からなるＭＯＳパワートラ
ンジスタを半導体整流素子として三相全波整流器１９を
構成し、この三相全波整流器１９を発電機のハウジング
の排気管側端壁に固定する。このようにすれば、整流器
１９の発熱は格段に減少しかつその耐熱性が向上するの
で、排気管からの輻射熱により過酷な熱環境となる発電
機のハウジングの排気管側端壁に整流器１９を設置して
も、整流器１９の信頼性が劣化することがない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハウジングに整流器が
固定される車両用交流発電機に関する。
固定される車両用交流発電機に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、エンジンの小型高出力化傾向とエ
ンジンルーム容積縮小傾向が進んでおり、エンジンルー
ム容積を増大することなく大出力のエンジンを積載する
ために、ＦＦ形式においてエンジンを横置きし排気管を
エンジンから前方へ延設するいわゆる横置き・排気管前
側配置方式が多く採用されている。
ンジンルーム容積縮小傾向が進んでおり、エンジンルー
ム容積を増大することなく大出力のエンジンを積載する
ために、ＦＦ形式においてエンジンを横置きし排気管を
エンジンから前方へ延設するいわゆる横置き・排気管前
側配置方式が多く採用されている。
【０００３】この横置き・排気管前側配置方式のエンジ
ン配置において、発電機もエンジンより前方に位置する
エンジンの側面に固定されるのが普通である。これは、
走行中の空気流による冷却及びエンジンルーム前端部に
設けた冷却ファンの空気流による冷却を利用して発電機
を冷却できる利点、及び、プーリー駆動という制約下に
おいて、エンジンの上方、下方、後方においてはエンジ
ンルームのスペースなどの点で制約があるためである。
ン配置において、発電機もエンジンより前方に位置する
エンジンの側面に固定されるのが普通である。これは、
走行中の空気流による冷却及びエンジンルーム前端部に
設けた冷却ファンの空気流による冷却を利用して発電機
を冷却できる利点、及び、プーリー駆動という制約下に
おいて、エンジンの上方、下方、後方においてはエンジ
ンルームのスペースなどの点で制約があるためである。
【０００４】一方、従来の車両用交流発電機では整流器
は発電機のハウジングに固定される。これは、ハウジン
グの大熱容量及び良熱伝導性及び電気伝導性によりハウ
ジングをヒートシンクとして利用できるとともに接地端
（車体アース）としても利用できることと、発電機の電
機子巻線との接続距離が短く、損失低減及び配線作業の
点でも有利なためである。この整流器は従来において、
発電機のハウジングの反プーリー側端壁（後端壁ともい
う）に固定されるのが普通である。この理由は、整流器
を発電機のハウジングのプーリー側端壁に固定すると、
整流器が突出するため、ベルト掛け作業の邪魔になるた
めであり、整流器を発電機のハウジングの周壁に固定す
ると発電機の径方向寸法が増大して発電機をエンジンに
固定する場合の邪魔になるなどの問題が生じるためであ
る。
は発電機のハウジングに固定される。これは、ハウジン
グの大熱容量及び良熱伝導性及び電気伝導性によりハウ
ジングをヒートシンクとして利用できるとともに接地端
（車体アース）としても利用できることと、発電機の電
機子巻線との接続距離が短く、損失低減及び配線作業の
点でも有利なためである。この整流器は従来において、
発電機のハウジングの反プーリー側端壁（後端壁ともい
う）に固定されるのが普通である。この理由は、整流器
を発電機のハウジングのプーリー側端壁に固定すると、
整流器が突出するため、ベルト掛け作業の邪魔になるた
めであり、整流器を発電機のハウジングの周壁に固定す
ると発電機の径方向寸法が増大して発電機をエンジンに
固定する場合の邪魔になるなどの問題が生じるためであ
る。
【０００５】また、特開平４ー１３８０３０号公報は、
整流器の半導体整流素子としてＭＯＳパワートランジス
タを用いることを開示している。この種のＭＯＳパワー
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにＮ型シリコン基板をＭＯＳパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたＰ型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすＮ+ 型の領域
を形成する縦型ＭＯＳパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。
整流器の半導体整流素子としてＭＯＳパワートランジス
タを用いることを開示している。この種のＭＯＳパワー
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにＮ型シリコン基板をＭＯＳパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたＰ型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすＮ+ 型の領域
を形成する縦型ＭＯＳパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】けれども、上述の如く
横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置を行い、車
両用交流発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発
電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定する場合、
エンジンルーム内におけるエンジン及び発電機の前後方
向又は上下方向の所要寸法を低減でき、走行により生じ
る自然冷却風や冷却用ファンにより生じる強制冷却風を
有効に発電機に当てることができるという利点があるも
のの、発電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定さ
れた整流器が高温の排気管に近接してしまい、その輻射
熱により整流器の温度が上昇してしまうという問題があ
った。従来、整流器の最高許容温度は約１８０℃であ
り、最悪の運転条件でもこの温度以下に整流器温度を維
持する必要がある。もちろん、反プーリー側端壁に固定
された整流器をこの反プーリー側端壁に固定されたエン
ドカバーで囲覆することにより整流器へ入射する輻射熱
を遮断し、また整流器を保護することは通常行われるこ
とである。しかし、このような高温環境においてエンド
カバーは金属製（通常アルミニウム）とせざるを得ず、
このエンドカバーが輻射熱により加熱されると、このエ
ンドカバーが輻射または伝熱により整流器やハウジング
を加熱することになる。
横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置を行い、車
両用交流発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発
電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定する場合、
エンジンルーム内におけるエンジン及び発電機の前後方
向又は上下方向の所要寸法を低減でき、走行により生じ
る自然冷却風や冷却用ファンにより生じる強制冷却風を
有効に発電機に当てることができるという利点があるも
のの、発電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定さ
れた整流器が高温の排気管に近接してしまい、その輻射
熱により整流器の温度が上昇してしまうという問題があ
った。従来、整流器の最高許容温度は約１８０℃であ
り、最悪の運転条件でもこの温度以下に整流器温度を維
持する必要がある。もちろん、反プーリー側端壁に固定
された整流器をこの反プーリー側端壁に固定されたエン
ドカバーで囲覆することにより整流器へ入射する輻射熱
を遮断し、また整流器を保護することは通常行われるこ
とである。しかし、このような高温環境においてエンド
カバーは金属製（通常アルミニウム）とせざるを得ず、
このエンドカバーが輻射熱により加熱されると、このエ
ンドカバーが輻射または伝熱により整流器やハウジング
を加熱することになる。
【０００７】すなわち、従来の横置き・排気管前側配置
方式のエンジン配置において発電機をエンジンの前側に
配置し、整流器を発電機のハウジングの反プーリー側端
壁に固定する最小スペース構成を採用しようとすると、
整流器の過熱が問題となってしまうという問題が生じ
た。もちろん、エンドカバーと排気管との間に熱遮断構
造を更に追加することも考えられるが、部品点数及び組
立工程の増大、保守作業の困難化という問題が新たに派
生してしまう。
方式のエンジン配置において発電機をエンジンの前側に
配置し、整流器を発電機のハウジングの反プーリー側端
壁に固定する最小スペース構成を採用しようとすると、
整流器の過熱が問題となってしまうという問題が生じ
た。もちろん、エンドカバーと排気管との間に熱遮断構
造を更に追加することも考えられるが、部品点数及び組
立工程の増大、保守作業の困難化という問題が新たに派
生してしまう。
【０００８】一方、整流器温度をその最高許容温度（約
１８０℃）以下に維持するために整流器の冷却用フィン
を大型化し、発電機の内部冷却ファンにより生じる冷却
風により整流器を強力に冷却性を向上することも考えら
れる。しかし、この場合には、整流器の大型化、通風抵
抗の増加による電機子巻線や界磁巻線の温度上昇、整流
器の冷却フィンへ入射する輻射熱の増大が問題となって
しまう。
１８０℃）以下に維持するために整流器の冷却用フィン
を大型化し、発電機の内部冷却ファンにより生じる冷却
風により整流器を強力に冷却性を向上することも考えら
れる。しかし、この場合には、整流器の大型化、通風抵
抗の増加による電機子巻線や界磁巻線の温度上昇、整流
器の冷却フィンへ入射する輻射熱の増大が問題となって
しまう。
【０００９】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置にお
いて発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発電機
のハウジングの反プーリー側端壁に固定する配置におい
て、上述した熱遮断構造や整流器の冷却フィンの大型化
といった二次的な問題を派生する方策を採用することな
く整流器の信頼性を確保することを、その目的としてい
る。
あり、横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置にお
いて発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発電機
のハウジングの反プーリー側端壁に固定する配置におい
て、上述した熱遮断構造や整流器の冷却フィンの大型化
といった二次的な問題を派生する方策を採用することな
く整流器の信頼性を確保することを、その目的としてい
る。
【００１０】本発明者らは、上記目的を達成するため
に、ＭＯＳパワートランジスタを半導体整流素子とする
整流器を採用することを考えた。ＭＯＳパワートランジ
スタを用いた整流器はダイオードを半導体整流素子とす
る整流器に比べて順方向接合損失による内部発熱がな
く、抵抗損失だけであるので低温化できる可能性があ
る。しかし、本発明者らの解析によれば上記した従来の
ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器には以下の
問題があることが判明した。
に、ＭＯＳパワートランジスタを半導体整流素子とする
整流器を採用することを考えた。ＭＯＳパワートランジ
スタを用いた整流器はダイオードを半導体整流素子とす
る整流器に比べて順方向接合損失による内部発熱がな
く、抵抗損失だけであるので低温化できる可能性があ
る。しかし、本発明者らの解析によれば上記した従来の
ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器には以下の
問題があることが判明した。
【００１１】まず、車両用交流発電機では三相電機子巻
線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、
それが瞬時に放出される事故に対する対策として、三相
全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧す
なわち三相全波整流器の出力整流電圧の２０倍以上例え
ば３００Ｖ以上に設定する必要がある。更に、近時の車
載電気負荷（例えばデフロスト用ヒータなど）の増大か
ら１００Ａ以上の出力電流が要望され、このような高耐
圧、大電流構造のＭＯＳパワートランジスタの電力損失
はダイオードのそれと同程度となってしまい、ダイオー
ドの代わりにわざわざ構造複雑なＭＯＳパワートランジ
スタを用いる意味がなくなってしまう。
線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、
それが瞬時に放出される事故に対する対策として、三相
全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧す
なわち三相全波整流器の出力整流電圧の２０倍以上例え
ば３００Ｖ以上に設定する必要がある。更に、近時の車
載電気負荷（例えばデフロスト用ヒータなど）の増大か
ら１００Ａ以上の出力電流が要望され、このような高耐
圧、大電流構造のＭＯＳパワートランジスタの電力損失
はダイオードのそれと同程度となってしまい、ダイオー
ドの代わりにわざわざ構造複雑なＭＯＳパワートランジ
スタを用いる意味がなくなってしまう。
【００１２】上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相
全波整流器の問題点を図４、図５を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図４はＭＯＳパワートランジ
スタ式三相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路
であり、図５は典型的なＭＯＳパワートランジスタの断
面構造例を示す。図４のＮチャンネルＭＯＳパワートラ
ンジスタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが三
相交流発電機（図示せず）の一相出力端に接続され、ロ
ーサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン
電極Ｄがバッテリ（図示せず）の低位端に接続され、ハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース電
極Ｓはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電時
における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。
全波整流器の問題点を図４、図５を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図４はＭＯＳパワートランジ
スタ式三相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路
であり、図５は典型的なＭＯＳパワートランジスタの断
面構造例を示す。図４のＮチャンネルＭＯＳパワートラ
ンジスタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが三
相交流発電機（図示せず）の一相出力端に接続され、ロ
ーサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン
電極Ｄがバッテリ（図示せず）の低位端に接続され、ハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース電
極Ｓはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電時
における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。
【００１３】更に、上記ＭＯＳパワートランジスタ１０
１、１０２ではＰ型ウエル領域とソース電極Ｓ又はドレ
イン電極Ｄとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄとが図
示のように生じる。表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域であるＰ型ウエル領域（例えば図
５の１０３）への電位付与の必要からＰ型ウエル領域
と、反転チャンネルにより導通される反対導電型のソー
ス電極Ｓ（例えば図５の１０６）又はドレイン電極Ｄ
（例えば図５の１０４）のどちらかとは接続することが
通常行われるが、三相全波整流器の一相回路としてこの
インバータ回路を用いる場合、図４に図示するように、
Ｐ型ウエル領域（例えば図５では１０３）とドレイン電
極Ｄ（例えば図５では１０４）とを接続するすなわちド
レイン接続側の寄生ダイオードＤｄを短絡する必要があ
る。
１、１０２ではＰ型ウエル領域とソース電極Ｓ又はドレ
イン電極Ｄとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄとが図
示のように生じる。表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域であるＰ型ウエル領域（例えば図
５の１０３）への電位付与の必要からＰ型ウエル領域
と、反転チャンネルにより導通される反対導電型のソー
ス電極Ｓ（例えば図５の１０６）又はドレイン電極Ｄ
（例えば図５の１０４）のどちらかとは接続することが
通常行われるが、三相全波整流器の一相回路としてこの
インバータ回路を用いる場合、図４に図示するように、
Ｐ型ウエル領域（例えば図５では１０３）とドレイン電
極Ｄ（例えば図５では１０４）とを接続するすなわちド
レイン接続側の寄生ダイオードＤｄを短絡する必要があ
る。
【００１４】すなわち、車両用交流発電機では、Ｐ型ウ
エル領域（例えば図５では１０３）とソース電極Ｓ（例
えば図５では１０６）とを接続し、ソース接続側の寄生
ダイオードＤｓを短絡すると、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタのドレイン電極Ｄに接続される発電電圧
がバッテリ電圧より低下すればドレイン接続側の寄生ダ
イオードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。同じ
く、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタのソース電
極Ｓに接続される発電電圧がバッテリ低位端の電位（接
地電位）電圧より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイ
オードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。したがっ
て、このような寄生ダイオードＤｄを通じた電流逆流を
防止するためには、Ｐ型ウエル領域１０３をドレイン電
極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオードＤｓによ
り上記逆流を阻止する必要が生じる。結局、車両用交流
発電機に用いるＭＯＳパワートランジスタのＰ型ウエル
領域（例えば図５では１０３）はドレイン電極Ｄに接続
する必要がある。
エル領域（例えば図５では１０３）とソース電極Ｓ（例
えば図５では１０６）とを接続し、ソース接続側の寄生
ダイオードＤｓを短絡すると、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタのドレイン電極Ｄに接続される発電電圧
がバッテリ電圧より低下すればドレイン接続側の寄生ダ
イオードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。同じ
く、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタのソース電
極Ｓに接続される発電電圧がバッテリ低位端の電位（接
地電位）電圧より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイ
オードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。したがっ
て、このような寄生ダイオードＤｄを通じた電流逆流を
防止するためには、Ｐ型ウエル領域１０３をドレイン電
極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオードＤｓによ
り上記逆流を阻止する必要が生じる。結局、車両用交流
発電機に用いるＭＯＳパワートランジスタのＰ型ウエル
領域（例えば図５では１０３）はドレイン電極Ｄに接続
する必要がある。
【００１５】ところが、図５に示す従来の縦型チャンネ
ルＭＯＳパワートランジスタ構造では、Ｐ型ウエル領域
１０３とその表面部のＮ+ 型領域１０４とを短絡し、Ｐ
型ウエル領域１０３とＮ型エピタキシャル耐圧層１０５
との間のＰＮ接合の空乏層１０７をＮ型エピタキシャル
耐圧層側に張り出して耐圧を稼がざるを得ない。すなわ
ち、上記した図５に示す従来のＭＯＳパワートランジス
タ構造で上記車両用交流発電機を構成する場合、Ｎ+ 型
基板１０６をソース領域、Ｎ+ 型領域１０４をドレイン
領域とせざるを得ない。しかしこのようにすると、Ｎ型
耐圧層１０５の大きなソース寄生抵抗Ｒｓが実質的なソ
ース端Ｓ’とソース電極との間に直列接続されることに
なる。
ルＭＯＳパワートランジスタ構造では、Ｐ型ウエル領域
１０３とその表面部のＮ+ 型領域１０４とを短絡し、Ｐ
型ウエル領域１０３とＮ型エピタキシャル耐圧層１０５
との間のＰＮ接合の空乏層１０７をＮ型エピタキシャル
耐圧層側に張り出して耐圧を稼がざるを得ない。すなわ
ち、上記した図５に示す従来のＭＯＳパワートランジス
タ構造で上記車両用交流発電機を構成する場合、Ｎ+ 型
基板１０６をソース領域、Ｎ+ 型領域１０４をドレイン
領域とせざるを得ない。しかしこのようにすると、Ｎ型
耐圧層１０５の大きなソース寄生抵抗Ｒｓが実質的なソ
ース端Ｓ’とソース電極との間に直列接続されることに
なる。
【００１６】ＭＯＳトランジスタのドレイン飽和電流Ｉ
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、
【００１７】
【数１】 Ｉｄｓａｔ＝Ｋ（Ｖｇ−Ｖｓ’）2 ＝Ｋ（ΔＶｇｓ−Ｉｄｓａｔ・Ｒｓ）2 となる。すなわち、ドレイン飽和電流（所定ゲート電圧
印加時の最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの
分だけゲート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことに
なる。なお、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も
無視する。
印加時の最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの
分だけゲート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことに
なる。なお、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も
無視する。
【００１８】例えばゲート電圧が＋２０Ｖ、ソース（バ
ッテリ）電位が＋１２Ｖ、電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。
ッテリ）電位が＋１２Ｖ、電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。
【００１９】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
【００２０】もちろん、図５のＭＯＳパワートランジス
タ構造においてソース寄生抵抗Ｒｓの低減のためにＮ型
耐圧層１０５を薄くすることは可能であるが、上記した
ように車両用交流発電機では３００Ｖといった高耐圧を
必要とするので、Ｎ型耐圧層１０５を薄くすることは困
難である。すなわち、通常のシリコンＭＯＳパワートラ
ンジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約３０Ｖ
／μｍであり、上記３００Ｖの耐圧をＮ型耐圧層１０５
だけで稼ぐとすれば、Ｎ型耐圧層１０５中の電界強度が
一定と仮定しても１０μｍの厚さが必要となる。Ｎ型耐
圧層１０５中の電界強度を約３０Ｖ／μｍとし、Ｎ型耐
圧層１０５が３００Ｖを負担するには、実際にはその厚
さを約２０μｍ以上必要とし、その不純物濃度を約１×
１０15原子／ｃｍ3 以下とせねばならない。
タ構造においてソース寄生抵抗Ｒｓの低減のためにＮ型
耐圧層１０５を薄くすることは可能であるが、上記した
ように車両用交流発電機では３００Ｖといった高耐圧を
必要とするので、Ｎ型耐圧層１０５を薄くすることは困
難である。すなわち、通常のシリコンＭＯＳパワートラ
ンジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約３０Ｖ
／μｍであり、上記３００Ｖの耐圧をＮ型耐圧層１０５
だけで稼ぐとすれば、Ｎ型耐圧層１０５中の電界強度が
一定と仮定しても１０μｍの厚さが必要となる。Ｎ型耐
圧層１０５中の電界強度を約３０Ｖ／μｍとし、Ｎ型耐
圧層１０５が３００Ｖを負担するには、実際にはその厚
さを約２０μｍ以上必要とし、その不純物濃度を約１×
１０15原子／ｃｍ3 以下とせねばならない。
【００２１】耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純
物濃度をもつＮ型耐圧層１０５を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗
の大幅な増大）を招き、その結果として、上記公報のＭ
ＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途（すなわちリアクタンス負荷分野）におい
て、ＰＮ接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
物濃度をもつＮ型耐圧層１０５を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗
の大幅な増大）を招き、その結果として、上記公報のＭ
ＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途（すなわちリアクタンス負荷分野）におい
て、ＰＮ接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
【００２２】一方、上記した図５のＭＯＳパワートラン
ジスタ構造において、Ｎ+ 型領域１０４をソース電極、
Ｎ+ 型基板１０６をドレイン電極とし、図４のようにＰ
型ウエル領域１０３とＮ+ 型ドレイン領域１０６とを短
絡することも考えられる。しかしながら、この方式では
Ｎ+ 型領域（ソース電極）１０４とＰ型ウエル領域１０
３との間に上記した３００Ｖもの耐圧を確保し、ゲート
電極とＰ型ウエル領域１０７及びＮ+ 型領域１０４との
間の耐圧も確保することは極めて困難なことである。
ジスタ構造において、Ｎ+ 型領域１０４をソース電極、
Ｎ+ 型基板１０６をドレイン電極とし、図４のようにＰ
型ウエル領域１０３とＮ+ 型ドレイン領域１０６とを短
絡することも考えられる。しかしながら、この方式では
Ｎ+ 型領域（ソース電極）１０４とＰ型ウエル領域１０
３との間に上記した３００Ｖもの耐圧を確保し、ゲート
電極とＰ型ウエル領域１０７及びＮ+ 型領域１０４との
間の耐圧も確保することは極めて困難なことである。
【００２３】本発明は、上記説明した理由により車両用
交流発電機に用いるＭＯＳパワートランジスタは現状の
シリコンＭＯＳパワートランジスタでは実施困難である
こと、ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器の実
現には耐圧層抵抗の格段の低減が必須であること、その
ためには耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃度の格
段の増大が必須であること、更には、このような耐圧層
の厚さの格段の低減及び不純物濃度の増大は耐圧層の降
伏電界強度の格段の向上を実現して始めて可能であると
いうことの解析結果に基づいて、耐圧層の降伏電界強度
の向上が実現できれば、車両用交流発電機の損失及び発
熱を著しく低減できるという知見にもとづいてなされ
た。
交流発電機に用いるＭＯＳパワートランジスタは現状の
シリコンＭＯＳパワートランジスタでは実施困難である
こと、ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器の実
現には耐圧層抵抗の格段の低減が必須であること、その
ためには耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃度の格
段の増大が必須であること、更には、このような耐圧層
の厚さの格段の低減及び不純物濃度の増大は耐圧層の降
伏電界強度の格段の向上を実現して始めて可能であると
いうことの解析結果に基づいて、耐圧層の降伏電界強度
の向上が実現できれば、車両用交流発電機の損失及び発
熱を著しく低減できるという知見にもとづいてなされ
た。
【００２４】したがって、本発明の他の目的は、従来に
比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単で耐熱性も
良好な整流器をハウジングに取り付けることにより小型
で設置スペースもとらず高温部位にも配置可能な整流器
を有する車両用交流発電機を提供することにある。更
に、上記したＭＯＳパワートランジスタを縦型チャンネ
ル構造を有する縦型ＭＯＳパワートランジスタとし、整
流器のハイサイドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートラ
ンジスタの基板１０６をバッテリの高位端に接続される
金属基板（又は冷却フィン）に接合し、整流器のローサ
イドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートランジスタの基
板１０６をバッテリの低位端に接続される金属基板（又
は冷却フィン）に接合することは、整流器の構成上、非
常にコンパクトで配線が簡単な構造となるが、このよう
にすると、ローサイドスイッチ側の縦型ＭＯＳパワート
ランジスタにおいて、Ｐウエル領域の電位設定のために
従来行っているｎ+ 表面領域とＰウエル領域との短絡に
より寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまうとい
う厄介な問題が生じた。
比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単で耐熱性も
良好な整流器をハウジングに取り付けることにより小型
で設置スペースもとらず高温部位にも配置可能な整流器
を有する車両用交流発電機を提供することにある。更
に、上記したＭＯＳパワートランジスタを縦型チャンネ
ル構造を有する縦型ＭＯＳパワートランジスタとし、整
流器のハイサイドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートラ
ンジスタの基板１０６をバッテリの高位端に接続される
金属基板（又は冷却フィン）に接合し、整流器のローサ
イドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートランジスタの基
板１０６をバッテリの低位端に接続される金属基板（又
は冷却フィン）に接合することは、整流器の構成上、非
常にコンパクトで配線が簡単な構造となるが、このよう
にすると、ローサイドスイッチ側の縦型ＭＯＳパワート
ランジスタにおいて、Ｐウエル領域の電位設定のために
従来行っているｎ+ 表面領域とＰウエル領域との短絡に
より寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまうとい
う厄介な問題が生じた。
【００２５】したがって、本発明の他の目的は、寄生電
流を抑止しつつＰウエル領域の電位設定が可能なＭＯＳ
パワートランジスタからなる全波整流器を有する車両用
交流発電機を提供することにある。
流を抑止しつつＰウエル領域の電位設定が可能なＭＯＳ
パワートランジスタからなる全波整流器を有する車両用
交流発電機を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
排気管が車両前側に配置される横置きエンジンに固定さ
れるハウジングと、前記ハウジングに固定される半導体
整流素子で構成される整流器とを有して前記エンジンに
よりベルト駆動される車両用交流発電機において、前記
半導体整流素子が、表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルにより導
通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域を含
む基板が単結晶ＳｉＣを素材として形成されるＭＯＳト
ランジスタからなるとともに、前記整流器は、前記ハウ
ジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする車
両用交流発電機である。
排気管が車両前側に配置される横置きエンジンに固定さ
れるハウジングと、前記ハウジングに固定される半導体
整流素子で構成される整流器とを有して前記エンジンに
よりベルト駆動される車両用交流発電機において、前記
半導体整流素子が、表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルにより導
通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域を含
む基板が単結晶ＳｉＣを素材として形成されるＭＯＳト
ランジスタからなるとともに、前記整流器は、前記ハウ
ジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする車
両用交流発電機である。
【００２７】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有することを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、上記第１又は第２の構
成において更に、前記整流器は、前記ＭＯＳトランジス
タの断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電
圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケー
ジに収容されることを特徴としている。
おいて更に、前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有することを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、上記第１又は第２の構
成において更に、前記整流器は、前記ＭＯＳトランジス
タの断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電
圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケー
ジに収容されることを特徴としている。
【００２８】本発明の第４の構成は、上記第１乃至第３
のいずれかの構成において更に、前記ＭＯＳトランジス
タは、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの
高位端とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記
発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを
個別に接続するローサイドスイッチとで構成され、前記
ハイサイドスイッチは、バッテリの高位端側の主電極が
ｎ+ 基板からなるとともにＰウエル領域が電機子巻線側
の主電極に接続される縦型ＭＯＳパワートランジスタか
らなり、前記ローサイドスイッチは、バッテリ側の低位
端側の主電極がｎ+ 基板からなるとともにＰウエル領域
が電機子巻線側の主電極に電流制限用の高抵抗を介して
接続される縦型ＭＯＳパワートランジスタからなること
を特徴としている。
のいずれかの構成において更に、前記ＭＯＳトランジス
タは、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの
高位端とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記
発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを
個別に接続するローサイドスイッチとで構成され、前記
ハイサイドスイッチは、バッテリの高位端側の主電極が
ｎ+ 基板からなるとともにＰウエル領域が電機子巻線側
の主電極に接続される縦型ＭＯＳパワートランジスタか
らなり、前記ローサイドスイッチは、バッテリ側の低位
端側の主電極がｎ+ 基板からなるとともにＰウエル領域
が電機子巻線側の主電極に電流制限用の高抵抗を介して
接続される縦型ＭＯＳパワートランジスタからなること
を特徴としている。
【００２９】本発明の第５の構成は、電機子巻線の各出
力端とバッテリの高位端とを個別に接続するハイサイド
スイッチと、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッ
テリの低位端とを個別に接続するローサイドスイッチと
で構成される整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチは、Ｐウエル領域が電機子
巻線側の主電極をなすｎ+表面領域に接続されるととも
にｎ+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるＢ端子
側冷却フィンに接合される縦型ＭＯＳパワートランジス
タからなり、前記ローサイドスイッチは、Ｐウエル領域
が高抵抗を通じて電機子巻線側の主電極をなすｎ+ 表面
領域に接続されるとともにｎ+ 基板が前記バッテリの低
位端に接続される接地側冷却フィンに接合される縦型Ｍ
ＯＳパワートランジスタからなることを特徴とする車両
用交流発電機である。
力端とバッテリの高位端とを個別に接続するハイサイド
スイッチと、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッ
テリの低位端とを個別に接続するローサイドスイッチと
で構成される整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチは、Ｐウエル領域が電機子
巻線側の主電極をなすｎ+表面領域に接続されるととも
にｎ+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるＢ端子
側冷却フィンに接合される縦型ＭＯＳパワートランジス
タからなり、前記ローサイドスイッチは、Ｐウエル領域
が高抵抗を通じて電機子巻線側の主電極をなすｎ+ 表面
領域に接続されるとともにｎ+ 基板が前記バッテリの低
位端に接続される接地側冷却フィンに接合される縦型Ｍ
ＯＳパワートランジスタからなることを特徴とする車両
用交流発電機である。
【００３０】本発明の第６の構成は、上記第５の構成に
おいて更に、前記各ハイサイドスイッチが第１の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第２の
半導体チップに集積されることを特徴としている。本発
明の第７の構成は、上記第５又は第６の構成において更
に、前記接地側冷却フィンが前記車両用交流発電機のハ
ウジングに密着され、前記Ｂ端子側冷却フィンが前記接
地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着されること
を特徴としている。
おいて更に、前記各ハイサイドスイッチが第１の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第２の
半導体チップに集積されることを特徴としている。本発
明の第７の構成は、上記第５又は第６の構成において更
に、前記接地側冷却フィンが前記車両用交流発電機のハ
ウジングに密着され、前記Ｂ端子側冷却フィンが前記接
地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着されること
を特徴としている。
【００３１】
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成では、Ｓｉ
Ｃを素材とするＭＯＳパワートランジスタを半導体整流
素子として用いる整流器を発電機のハウジングの排気管
側端壁すなわち反プーリー側端壁に固定する。上記した
ように、車両用交流発電機では三相電機子巻線の蓄積磁
気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される
ことに対する対策として、三相全波整流器の各半導体電
力素子の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の
出力整流電圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定す
る必要があり、また、その最大出力電流としては近時の
車載電気負荷の増大から１００Ａ以上といった大電流が
必要となっている。
Ｃを素材とするＭＯＳパワートランジスタを半導体整流
素子として用いる整流器を発電機のハウジングの排気管
側端壁すなわち反プーリー側端壁に固定する。上記した
ように、車両用交流発電機では三相電機子巻線の蓄積磁
気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される
ことに対する対策として、三相全波整流器の各半導体電
力素子の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の
出力整流電圧の２０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定す
る必要があり、また、その最大出力電流としては近時の
車載電気負荷の増大から１００Ａ以上といった大電流が
必要となっている。
【００３２】ここでＳｉＣの降伏電界強度は約４００Ｖ
／μｍであり、Ｓｉの約１３倍となっている。このよう
にＳｉＣの降伏電界強度がＳｉＣのそれに比べて格段に
高いということは、それを車両用交流発電機の構成素子
とした場合にＭＯＳパワートランジスタの電力損失を格
段に低減できるという効果を奏する。以下、上記降伏電
界強度の差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明
する。
／μｍであり、Ｓｉの約１３倍となっている。このよう
にＳｉＣの降伏電界強度がＳｉＣのそれに比べて格段に
高いということは、それを車両用交流発電機の構成素子
とした場合にＭＯＳパワートランジスタの電力損失を格
段に低減できるという効果を奏する。以下、上記降伏電
界強度の差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明
する。
【００３３】いま例として上記した図３の車両用交流発
電機にＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタを用いて耐圧
３００Ｖを確保する場合を一例として考える。簡単のた
めにＮ型耐圧層１０５（例えば図４参照）が３００Ｖを
全て負担すると考える。簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型
耐圧層１０５で負担すると考えると、ＳｉＣの降伏電界
強度を４００Ｖ／μｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必
要厚さは約４μｍ、その不純物濃度は２×１０16原子／
ｃｍ3 、抵抗率は約１．２５Ω・ｃｍとなる。一方、上
記説明したＳｉのＭＯＳパワートランジスタの３００Ｖ
耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純物濃度は１×
１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。し
たがって、ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐
圧層１０５の抵抗はＳｉのＭＯＳパワートランジスタの
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗に比べて１／２０にまで低減で
きることになる。ただし、Ｎ型耐圧層１０５の不純物濃
度はＰ型ウエル領域１０３の不純物濃度との関係で上記
値よりもっと低濃度とすることもできるのは当然であ
る。
電機にＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタを用いて耐圧
３００Ｖを確保する場合を一例として考える。簡単のた
めにＮ型耐圧層１０５（例えば図４参照）が３００Ｖを
全て負担すると考える。簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型
耐圧層１０５で負担すると考えると、ＳｉＣの降伏電界
強度を４００Ｖ／μｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必
要厚さは約４μｍ、その不純物濃度は２×１０16原子／
ｃｍ3 、抵抗率は約１．２５Ω・ｃｍとなる。一方、上
記説明したＳｉのＭＯＳパワートランジスタの３００Ｖ
耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純物濃度は１×
１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃｍとなる。し
たがって、ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐
圧層１０５の抵抗はＳｉのＭＯＳパワートランジスタの
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗に比べて１／２０にまで低減で
きることになる。ただし、Ｎ型耐圧層１０５の不純物濃
度はＰ型ウエル領域１０３の不純物濃度との関係で上記
値よりもっと低濃度とすることもできるのは当然であ
る。
【００３４】その結果、本発明のＳｉＣのＭＯＳパワー
トランジスタを用いた車両用交流発電機は、耐圧層すな
わちソース寄生抵抗Ｒｓの抵抗電力損失自体を大幅に低
減できる他、上記ソース抵抗帰還効果の低減によるチャ
ンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、それらの相乗効果
によりＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機及びそれと同程度の電力損失を有するダイオ
ード式三相全波整流器に比較して格段に低損失となり、
その冷却も極めて簡単となるという優れた効果を奏す
る。
トランジスタを用いた車両用交流発電機は、耐圧層すな
わちソース寄生抵抗Ｒｓの抵抗電力損失自体を大幅に低
減できる他、上記ソース抵抗帰還効果の低減によるチャ
ンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、それらの相乗効果
によりＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機及びそれと同程度の電力損失を有するダイオ
ード式三相全波整流器に比較して格段に低損失となり、
その冷却も極めて簡単となるという優れた効果を奏す
る。
【００３５】このようにＳｉＣーＭＯＳトランジスタを
半導体整流素子として用いた三相全波整流器（整流器）
は、既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損
失かつ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷
却フィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることが
でき、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来
より格段に緩和することが可能となる。
半導体整流素子として用いた三相全波整流器（整流器）
は、既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損
失かつ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷
却フィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることが
でき、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来
より格段に緩和することが可能となる。
【００３６】このようにすれば、ＳｉＣーＭＯＳトラン
ジスタからなる整流器自体の発熱が小さく、かつ、その
耐熱性が高いので整流器に大きな冷却フィンを設置した
り、排気管からの輻射熱を低減する特別の熱シールド構
造を設けることなく、横置き・排気管前側配置方式のエ
ンジンの前側に固定された車両用交流発電機の排気管側
端壁に整流器を固定することができ、これにより、整流
器の信頼性の低下を防止しつつ、整流器の冷却フィンの
小型化による発電機の寸法の縮小や電機子巻線や界磁巻
線の冷却効果の向上、ベルト掛け作業の困難化の回避、
走行により生じる自然冷却風や冷却用ファンにより生じ
る強制冷却風による発電機の冷却、エンジンルーム内の
エンジン及び発電機の必要スペースの削減、整流器と排
気管との間の熱遮断構造の省略といった種々の効果を奏
することができる。
ジスタからなる整流器自体の発熱が小さく、かつ、その
耐熱性が高いので整流器に大きな冷却フィンを設置した
り、排気管からの輻射熱を低減する特別の熱シールド構
造を設けることなく、横置き・排気管前側配置方式のエ
ンジンの前側に固定された車両用交流発電機の排気管側
端壁に整流器を固定することができ、これにより、整流
器の信頼性の低下を防止しつつ、整流器の冷却フィンの
小型化による発電機の寸法の縮小や電機子巻線や界磁巻
線の冷却効果の向上、ベルト掛け作業の困難化の回避、
走行により生じる自然冷却風や冷却用ファンにより生じ
る強制冷却風による発電機の冷却、エンジンルーム内の
エンジン及び発電機の必要スペースの削減、整流器と排
気管との間の熱遮断構造の省略といった種々の効果を奏
することができる。
【００３７】本発明の第２の構成では、上記第１の構成
において更に、ハウジングの排気管側端壁の外端面に固
定された整流器を覆って排気管側端壁の外端面に固定さ
れるエンドカバーが排気管に対して露出して配設される
構成を採用する。すなわち、このエンドカバーは熱遮断
部材を介することなく排気管に対面して排気管から輻射
熱を受ける。このようにすれば、熱遮断部材をエンドカ
バーと排気管との間の狭隘な隙間において両者に接触せ
ずに（伝熱防止のため）介設する困難、及び、発電機そ
の他の補機の保守作業が困難となるという不具合を回避
することができ、部品点数、組立工数の低減も図ること
ができる。
において更に、ハウジングの排気管側端壁の外端面に固
定された整流器を覆って排気管側端壁の外端面に固定さ
れるエンドカバーが排気管に対して露出して配設される
構成を採用する。すなわち、このエンドカバーは熱遮断
部材を介することなく排気管に対面して排気管から輻射
熱を受ける。このようにすれば、熱遮断部材をエンドカ
バーと排気管との間の狭隘な隙間において両者に接触せ
ずに（伝熱防止のため）介設する困難、及び、発電機そ
の他の補機の保守作業が困難となるという不具合を回避
することができ、部品点数、組立工数の低減も図ること
ができる。
【００３８】本発明の第３の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、前記整流器が、前記ＭＯＳトラ
ンジスタの断続を制御するゲートコントローラ及びバッ
テリ電圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パ
ッケージに収容される。すなわち、第１の構成の整流器
の発熱が小さいので、ゲートコントローラ及びレギュレ
ータをなすＩＣチップを整流器チップと同一基板に搭載
して単一のハイブリッドＩＣとすることが可能となり、
配線作業の著しい簡単化を実現することができる。
２の構成において更に、前記整流器が、前記ＭＯＳトラ
ンジスタの断続を制御するゲートコントローラ及びバッ
テリ電圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パ
ッケージに収容される。すなわち、第１の構成の整流器
の発熱が小さいので、ゲートコントローラ及びレギュレ
ータをなすＩＣチップを整流器チップと同一基板に搭載
して単一のハイブリッドＩＣとすることが可能となり、
配線作業の著しい簡単化を実現することができる。
【００３９】本発明の第４の構成では、上記第１乃至第
３のいずれかの構成において更に、整流器のハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチを縦型ＭＯＳパワート
ランジスタ構造とするとともに、そのｎ+ 基板をバッテ
リの高位端側及び低位端側の主電極とする。このように
すれば、これらローサイドスイッチをなすＭＯＳパワー
トランジスタの基板をバッテリの低位端に接続される共
通の金属基板（接地側冷却フィン）に直接固定でき、こ
れらハイサイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジス
タの基板をバッテリの高位端に接続される共通の金属基
板（Ｂ端子側冷却フィン）に直接固定でき、整流器の構
造を極めて簡素とすることができる。
３のいずれかの構成において更に、整流器のハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチを縦型ＭＯＳパワート
ランジスタ構造とするとともに、そのｎ+ 基板をバッテ
リの高位端側及び低位端側の主電極とする。このように
すれば、これらローサイドスイッチをなすＭＯＳパワー
トランジスタの基板をバッテリの低位端に接続される共
通の金属基板（接地側冷却フィン）に直接固定でき、こ
れらハイサイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジス
タの基板をバッテリの高位端に接続される共通の金属基
板（Ｂ端子側冷却フィン）に直接固定でき、整流器の構
造を極めて簡素とすることができる。
【００４０】好適な一例においては、三相全波整流器の
各ハイサイドスイッチを単一の半導体チップで構成する
こともでき、三相全波整流器の各ローサイドスイッチを
単一の半導体チップで構成することもできる。なお、ロ
ーサイドスイッチにおける電流制限用の高抵抗は、ロー
サイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジスタのＰウ
エル領域の電位設定のためのものである。ちなみに、縦
型ＭＯＳパワートランジスタにおいてＰウエル領域は表
面のｎ+ 領域から電位設定する必要がある。これは、ｎ
+ 基板とＰウエル領域との間に設けたｎ- 耐圧層により
耐圧を確保する必要があるからである。
各ハイサイドスイッチを単一の半導体チップで構成する
こともでき、三相全波整流器の各ローサイドスイッチを
単一の半導体チップで構成することもできる。なお、ロ
ーサイドスイッチにおける電流制限用の高抵抗は、ロー
サイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジスタのＰウ
エル領域の電位設定のためのものである。ちなみに、縦
型ＭＯＳパワートランジスタにおいてＰウエル領域は表
面のｎ+ 領域から電位設定する必要がある。これは、ｎ
+ 基板とＰウエル領域との間に設けたｎ- 耐圧層により
耐圧を確保する必要があるからである。
【００４１】本発明の第５の構成では、縦型ＭＯＳパワ
ートランジスタをハイサイドスイッチ又はローサイドス
イッチとする整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチのＰウエル領域を電機子巻
線側の主電極をなすｎ+ 表面領域に接続し、ローサイド
スイッチのＰウエル領域を高抵抗を通じて電機子巻線側
の主電極をなすｎ+ 表面領域に接続する。
ートランジスタをハイサイドスイッチ又はローサイドス
イッチとする整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチのＰウエル領域を電機子巻
線側の主電極をなすｎ+ 表面領域に接続し、ローサイド
スイッチのＰウエル領域を高抵抗を通じて電機子巻線側
の主電極をなすｎ+ 表面領域に接続する。
【００４２】このようにすれば、両スイッチのＰウエル
領域の電位設定を行うことができるとともに、ハイサイ
ドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートランジスタのｎ+
基板をＢ端子側冷却フィンに直接マウントすることがで
き、ローサイドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートラン
ジスタのｎ+ 基板を接地側冷却フィンに直接マウントす
ることができ、整流器の配線構造及び全体構造が極めて
簡素、コンパクトとすることができ、冷却も良好とな
る。
領域の電位設定を行うことができるとともに、ハイサイ
ドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートランジスタのｎ+
基板をＢ端子側冷却フィンに直接マウントすることがで
き、ローサイドスイッチをなす縦型ＭＯＳパワートラン
ジスタのｎ+ 基板を接地側冷却フィンに直接マウントす
ることができ、整流器の配線構造及び全体構造が極めて
簡素、コンパクトとすることができ、冷却も良好とな
る。
【００４３】本発明の第６の構成では、上記第５の構成
において更に、前記各ハイサイドスイッチが第１の半導
体チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第２
の半導体チップに集積されるので、一層、構成が簡素と
なる。本発明の第７の構成は、上記第５又は第６の構成
において更に、前記接地側冷却フィンを車両用交流発電
機のハウジングに接合し、Ｂ端子側冷却フィンを接地側
冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで接合している。
において更に、前記各ハイサイドスイッチが第１の半導
体チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第２
の半導体チップに集積されるので、一層、構成が簡素と
なる。本発明の第７の構成は、上記第５又は第６の構成
において更に、前記接地側冷却フィンを車両用交流発電
機のハウジングに接合し、Ｂ端子側冷却フィンを接地側
冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで接合している。
【００４４】このようにすれば、伝熱冷却性能の向上を
実現しつつ小型化及び配線の簡素化を実現することがで
きる。
実現しつつ小型化及び配線の簡素化を実現することがで
きる。
【００４５】
（実施例１）車両用エンジン及び車両用交流発電機の配
置を図１に示し、車両用交流発電機の全体構造を図２を
参照して説明する。１００は横置き・排気管前側配置方
式のエンジンであり、その排気管１０１は車両の前方側
へ延設され、冷却用ファン１０２の冷却風や車両の走行
に伴う通風により良好に冷却される構成となっている。
２００は車両用交流発電機であって、その回転軸に固定
されたプーリ２０１はベルト２０２を通じてエンジン１
００により駆動されている。車両用交流発電機の反プー
リー側（排気管側）の端壁にはエンドカバー２３に囲覆
されて電圧調整器１８が固定されている。
置を図１に示し、車両用交流発電機の全体構造を図２を
参照して説明する。１００は横置き・排気管前側配置方
式のエンジンであり、その排気管１０１は車両の前方側
へ延設され、冷却用ファン１０２の冷却風や車両の走行
に伴う通風により良好に冷却される構成となっている。
２００は車両用交流発電機であって、その回転軸に固定
されたプーリ２０１はベルト２０２を通じてエンジン１
００により駆動されている。車両用交流発電機の反プー
リー側（排気管側）の端壁にはエンドカバー２３に囲覆
されて電圧調整器１８が固定されている。
【００４６】発電機１００のハウジングは、アルミダイ
キャストで形成されたドライブフレーム１とリアフレー
ム２で構成されており、複数のスタッドボルト（図示せ
ず）により直接結合されている。リアフレーム２の後端
壁（反プーリー側端壁又は排気管側端壁）２ａにはアル
ミニウム板を成形してなるエンドカバー２３が固定され
ており、後端壁２ａの外表面には、エンドカバー２３に
囲覆されて電圧調整器１８が固定されている。エンドカ
バー２３は排気管１０１に近接して配置されており、エ
ンドカバー２３は排気管１０１の輻射熱を吸収してい
る。
キャストで形成されたドライブフレーム１とリアフレー
ム２で構成されており、複数のスタッドボルト（図示せ
ず）により直接結合されている。リアフレーム２の後端
壁（反プーリー側端壁又は排気管側端壁）２ａにはアル
ミニウム板を成形してなるエンドカバー２３が固定され
ており、後端壁２ａの外表面には、エンドカバー２３に
囲覆されて電圧調整器１８が固定されている。エンドカ
バー２３は排気管１０１に近接して配置されており、エ
ンドカバー２３は排気管１０１の輻射熱を吸収してい
る。
【００４７】フレーム１の内周にはステータコア３が固
定され、ステータコア３には三相の電機子巻線５が巻装
されている。フレーム１及び２に固定されたベアリング
１３及び１４はシャフト９を回転自在に支持しており、
シャフト９にはステータコア３の内周に位置してロータ
コア６が固定されている。ロータコア６には界磁コイル
１０が巻装されており、ロータコア６の両端面には冷却
ファン１１、１２が配設されている。Ｗはドライブフレ
ーム１及びリアフレーム２の端壁に開口された冷却空気
流入窓であり、Ｗ’はドライブフレーム１及びリアフレ
ーム２の周壁に開口された冷却空気流出窓である。
定され、ステータコア３には三相の電機子巻線５が巻装
されている。フレーム１及び２に固定されたベアリング
１３及び１４はシャフト９を回転自在に支持しており、
シャフト９にはステータコア３の内周に位置してロータ
コア６が固定されている。ロータコア６には界磁コイル
１０が巻装されており、ロータコア６の両端面には冷却
ファン１１、１２が配設されている。Ｗはドライブフレ
ーム１及びリアフレーム２の端壁に開口された冷却空気
流入窓であり、Ｗ’はドライブフレーム１及びリアフレ
ーム２の周壁に開口された冷却空気流出窓である。
【００４８】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図３を用いて説明する。電圧調整器１８
は、三相全波整流器（整流器）１９と、整流器１９のＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの断続制御のた
めのゲート制御電圧を発生するとともにと界磁電流を断
続制御するコントローラ（ゲートコントローラ兼レギュ
レータ）２０とからなる。
構成について図３を用いて説明する。電圧調整器１８
は、三相全波整流器（整流器）１９と、整流器１９のＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの断続制御のた
めのゲート制御電圧を発生するとともにと界磁電流を断
続制御するコントローラ（ゲートコントローラ兼レギュ
レータ）２０とからなる。
【００４９】整流器１９は、単結晶ＳｉＣを素材とする
Ｎチャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆからなる三相全波整流器であっ
て、ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電
機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接
続しており、ローサイドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
は三相電機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の低位
端とを接続している。
Ｎチャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆからなる三相全波整流器であっ
て、ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃは三相電
機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接
続しており、ローサイドのトランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
は三相電機子巻線５の各相出力端とバッテリ２１の低位
端とを接続している。
【００５０】電圧調整器１８は、ブラシ１６、スリップ
リング１７を介して界磁巻線１０と接続されている。電
圧調整器１８には三相電機子巻線５の各相出力端から各
相発電電圧が入力されており、これらの入力信号に基づ
いてＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各ゲー
ト電極に印加するゲート電圧を制御している。その電圧
制御動作を簡単に説明すると、エンジン（図示せず）に
よりロータコア６が回転し、電圧調整器１８がバッテリ
２１の電圧を読み取り、それが一定となるように界磁巻
線１０を断続制御すると、三相電機子巻線５に三相交流
電圧が誘起され、それにより三相全波整流器１９により
全波整流された直流電流がバッテリ２１を充電し、ま
た、車両電子負荷等で消費される。冷却ファン１１、１
２が回転し、界磁巻線１０、三相電機子巻線５及び電圧
調整器１８などを冷却する。
リング１７を介して界磁巻線１０と接続されている。電
圧調整器１８には三相電機子巻線５の各相出力端から各
相発電電圧が入力されており、これらの入力信号に基づ
いてＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各ゲー
ト電極に印加するゲート電圧を制御している。その電圧
制御動作を簡単に説明すると、エンジン（図示せず）に
よりロータコア６が回転し、電圧調整器１８がバッテリ
２１の電圧を読み取り、それが一定となるように界磁巻
線１０を断続制御すると、三相電機子巻線５に三相交流
電圧が誘起され、それにより三相全波整流器１９により
全波整流された直流電流がバッテリ２１を充電し、ま
た、車両電子負荷等で消費される。冷却ファン１１、１
２が回転し、界磁巻線１０、三相電機子巻線５及び電圧
調整器１８などを冷却する。
【００５１】次に、コントローラ２０による三相全波整
流器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ
の開閉制御について説明する。コントローラ２０は、各
相の三相電機子巻線５の出力端の電位である各相発電電
圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読み込み、その線間発電電圧Ｖｕ
−Ｖｖ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖｕの中から、バッテリ２
１の端子電圧より大きい線間発電電圧を選択し、この選
択した線間発電電圧がバッテリ２１に印加されるよう
に、ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１
９ｃの中の一つのＭＯＳパワートランジスタと、ローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中の
一つのＭＯＳパワートランジスタとをオンさせる。これ
により、選択された三相電機子巻線からバッテリ２１へ
充電電流が給電される。
流器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆ
の開閉制御について説明する。コントローラ２０は、各
相の三相電機子巻線５の出力端の電位である各相発電電
圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読み込み、その線間発電電圧Ｖｕ
−Ｖｖ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖｕの中から、バッテリ２
１の端子電圧より大きい線間発電電圧を選択し、この選
択した線間発電電圧がバッテリ２１に印加されるよう
に、ハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１
９ｃの中の一つのＭＯＳパワートランジスタと、ローサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中の
一つのＭＯＳパワートランジスタとをオンさせる。これ
により、選択された三相電機子巻線からバッテリ２１へ
充電電流が給電される。
【００５２】また、コントローラ２０は通常のレギュレ
ータと同様に、バッテリ２１の端子電圧を検出し、検出
電圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小
に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の端子
電圧を目標レベルに維持することは従来通りである。上
記したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートランジスタ（単に
ＭＯＳトランジスタともいう）式三相全波整流器の詳細
を図４及び図５を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図４はこの実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三
相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路であり、
図５はＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの断面
構造の一例を示し、図６にＭＯＳパワートランジスタ１
９ｄ〜１９ｆの断面構造の一例を示す。
ータと同様に、バッテリ２１の端子電圧を検出し、検出
電圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小
に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の端子
電圧を目標レベルに維持することは従来通りである。上
記したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートランジスタ（単に
ＭＯＳトランジスタともいう）式三相全波整流器の詳細
を図４及び図５を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図４はこの実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三
相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路であり、
図５はＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの断面
構造の一例を示し、図６にＭＯＳパワートランジスタ１
９ｄ〜１９ｆの断面構造の一例を示す。
【００５３】図４に示すＮチャンネルＭＯＳパワートラ
ンジスタのインバータ回路では、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが
三相電機子巻線５の一相出力端に接続され、ローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン電極Ｄが
バッテリ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳ
パワートランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２
１の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Ｓはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。
ンジスタのインバータ回路では、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが
三相電機子巻線５の一相出力端に接続され、ローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン電極Ｄが
バッテリ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳ
パワートランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２
１の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Ｓはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。
【００５４】ＭＯＳパワートランジスタ１０１、１０２
では後述のＰ型ウエル領域１０３（すなわちゲート電極
１０１直下の領域）とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄ
との間にソース接続側の寄生ダイオードＤｓとドレイン
接続側の寄生ダイオードＤｄとが図示のように生じる
が、ＭＯＳパワートランジスタ１０１ではＰ型ウエル領
域１０３への電位付与の必要からＰ型ウエル領域１０３
とドレイン電極Ｄとが短絡される。これにより、ソース
接続側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上記
逆流を阻止する。
では後述のＰ型ウエル領域１０３（すなわちゲート電極
１０１直下の領域）とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄ
との間にソース接続側の寄生ダイオードＤｓとドレイン
接続側の寄生ダイオードＤｄとが図示のように生じる
が、ＭＯＳパワートランジスタ１０１ではＰ型ウエル領
域１０３への電位付与の必要からＰ型ウエル領域１０３
とドレイン電極Ｄとが短絡される。これにより、ソース
接続側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上記
逆流を阻止する。
【００５５】一方、ＭＯＳパワートランジスタ１０２で
はＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要からＰ型ウ
エル領域１０３とソース電極Ｓとが電流制限用の高抵抗
ｒを通じて接続される。次に、この実施例のハイサイド
スイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃをなすＭＯＳパワート
ランジスタ１０１の断面構造の一例を図５を参照して説
明する。
はＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要からＰ型ウ
エル領域１０３とソース電極Ｓとが電流制限用の高抵抗
ｒを通じて接続される。次に、この実施例のハイサイド
スイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃをなすＭＯＳパワート
ランジスタ１０１の断面構造の一例を図５を参照して説
明する。
【００５６】ＳｉＣのＮ+ 型基板１０６上にＮ型耐圧層
１０５がエピタキシャル成長により形成され、Ｎ型耐圧
層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１０３がエピタキシ
ャル成長により形成され、更にＰ型ウエル領域１０３の
表面部にＮ+ 型領域１０４が窒素のイオン注入により形
成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域
だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知の
Ｒ．Ｉ．Ｅドライエッチングによりトレンチ１０８が凹
設され、その後、トレンチ１０８の表面に熱酸化法によ
りシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜１０９を形成
し、その後、トレンチ１０８にドープドポリシリコンか
らなるゲート電極１１０を形成する。その後、金属電極
１１１をＮ+ 型領域（ドレイン電極）及びＰ型ウエル領
域の表面１０４にコンタクトし、金属電極１１２をＮ+
型基板（ソース電極）１０６の表面にコンタクトして素
子を完成する。
１０５がエピタキシャル成長により形成され、Ｎ型耐圧
層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１０３がエピタキシ
ャル成長により形成され、更にＰ型ウエル領域１０３の
表面部にＮ+ 型領域１０４が窒素のイオン注入により形
成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域
だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知の
Ｒ．Ｉ．Ｅドライエッチングによりトレンチ１０８が凹
設され、その後、トレンチ１０８の表面に熱酸化法によ
りシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜１０９を形成
し、その後、トレンチ１０８にドープドポリシリコンか
らなるゲート電極１１０を形成する。その後、金属電極
１１１をＮ+ 型領域（ドレイン電極）及びＰ型ウエル領
域の表面１０４にコンタクトし、金属電極１１２をＮ+
型基板（ソース電極）１０６の表面にコンタクトして素
子を完成する。
【００５７】一方、この実施例のローサイドスイッチ１
９ｄ、１９ｅ、１９ｆをなすＭＯＳパワートランジスタ
１０２の断面構造の一例を図６を参照して説明する。図
６は図４において、ドレインＤとＰウエル領域１０３と
の短絡を止め、Ｐウエル領域１０３を高抵抗ｒを通じて
ソースＳに接続したものである。したがって、ハイサイ
ドスイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃではソースＳは図５
に示す基板１０６で構成され、ローサイドスイッチ１９
ｄ、１９ｅ、１９ｆでは図６に示すｎ+ 表面領域１０４
がソースＳを構成することになる。
９ｄ、１９ｅ、１９ｆをなすＭＯＳパワートランジスタ
１０２の断面構造の一例を図６を参照して説明する。図
６は図４において、ドレインＤとＰウエル領域１０３と
の短絡を止め、Ｐウエル領域１０３を高抵抗ｒを通じて
ソースＳに接続したものである。したがって、ハイサイ
ドスイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃではソースＳは図５
に示す基板１０６で構成され、ローサイドスイッチ１９
ｄ、１９ｅ、１９ｆでは図６に示すｎ+ 表面領域１０４
がソースＳを構成することになる。
【００５８】したがってこの実施例では、ＭＯＳパワー
トランジスタ１０１がオフしている場合に高電圧（例え
ば＋３００Ｖ）がソース電極１０６とドレイン電極１１
１との間に印加されると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏
層を張り出してこの高電圧に耐えることになる。その結
果、このＮ型耐圧層１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとな
り、上述したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増
加効果との両方の原因により電力損失を発生する。しか
し、この実施例では単結晶ＳｉＣを素材とするので、Ｎ
型耐圧層１０５の厚さ及び不純物濃度を従来のＳｉに比
較して大幅に向上することができる。
トランジスタ１０１がオフしている場合に高電圧（例え
ば＋３００Ｖ）がソース電極１０６とドレイン電極１１
１との間に印加されると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏
層を張り出してこの高電圧に耐えることになる。その結
果、このＮ型耐圧層１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとな
り、上述したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増
加効果との両方の原因により電力損失を発生する。しか
し、この実施例では単結晶ＳｉＣを素材とするので、Ｎ
型耐圧層１０５の厚さ及び不純物濃度を従来のＳｉに比
較して大幅に向上することができる。
【００５９】以下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧を３００Ｖ
とする場合のＮ型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓ
ｉの場合、その降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、
簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担する
と考えると、耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純
物濃度は１×１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃ
ｍとなる。
とする場合のＮ型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓ
ｉの場合、その降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、
簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担する
と考えると、耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純
物濃度は１×１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃ
ｍとなる。
【００６０】一方、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／
μｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０16原子／ｃｍ3 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。
μｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０16原子／ｃｍ3 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。
【００６１】結局、本実施例のＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉのそ
れに比較して１／２０に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉのそ
れに比較して１／２０に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。
【００６２】すなわち、ＳｉＣを採用したことによるＮ
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器１９を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオードとＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図７〜図９に示す。ただしそ
れらの耐圧は２５０Ｖとしている。図７はＳｉダイオー
ドの特性を示し、図８はＳｉのＭＯＳパワートランジス
タの特性を示し、図９はＳｉＣのＭＯＳパワートランジ
スタの実験結果を示す。図７〜図９からわかるように、
出力電流７５Ａの条件において本実施例の三相全波整流
器１９は従来の三相全波整流器に比較して電力損失（発
熱）を９０％以上削減することが可能となった。
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器１９を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオードとＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図７〜図９に示す。ただしそ
れらの耐圧は２５０Ｖとしている。図７はＳｉダイオー
ドの特性を示し、図８はＳｉのＭＯＳパワートランジス
タの特性を示し、図９はＳｉＣのＭＯＳパワートランジ
スタの実験結果を示す。図７〜図９からわかるように、
出力電流７５Ａの条件において本実施例の三相全波整流
器１９は従来の三相全波整流器に比較して電力損失（発
熱）を９０％以上削減することが可能となった。
【００６３】図１０に、ＭＯＳパワートランジスタの要
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１０か
らわかるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記
抵抗が支配的となる。
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１０か
らわかるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記
抵抗が支配的となる。
【００６４】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
【００６５】次に、同一チップサイズのＳｉＣのＭＯＳ
パワートランジスタ及びＳｉのＭＯＳパワートランジス
タ（比較例）を組込んだ三相全波整流器１９を採用した
車両用交流発電機の特性を本実施例の参考のために図１
１に示す。ただし、三相全波整流器１９は従来との比較
条件を同一とするためにリアフレーム２の外面に固定し
た。出力電流は約１０％（１２極、５０００ｒｐｍ時）
向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので整流
効率も約３〜５％向上できた。
パワートランジスタ及びＳｉのＭＯＳパワートランジス
タ（比較例）を組込んだ三相全波整流器１９を採用した
車両用交流発電機の特性を本実施例の参考のために図１
１に示す。ただし、三相全波整流器１９は従来との比較
条件を同一とするためにリアフレーム２の外面に固定し
た。出力電流は約１０％（１２極、５０００ｒｐｍ時）
向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので整流
効率も約３〜５％向上できた。
【００６６】以下、Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタと
ＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタとの耐圧と抵抗値と
の関係について、以下に説明する。なお、上記した各実
施例のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆは６Ｈ
−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖに設計しているが、
この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆを用いた車両用交流発電機用の三相全波整流器１
９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機１９との抵抗値の解析結果（図１０参照）を
以下に理論的に説明する。ただし、ここではソース寄生
抵抗Ｒｓの帰還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無
視するものとする。また、回路構造は、図５、図６の縦
型構造とし、チップ面積は等しくする。 トランジスタ
の抵抗Ｒは、チャンネル抵抗ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５
の抵抗ｒｂとの和であり、
ＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタとの耐圧と抵抗値と
の関係について、以下に説明する。なお、上記した各実
施例のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆは６Ｈ
−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖに設計しているが、
この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆを用いた車両用交流発電機用の三相全波整流器１
９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機１９との抵抗値の解析結果（図１０参照）を
以下に理論的に説明する。ただし、ここではソース寄生
抵抗Ｒｓの帰還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無
視するものとする。また、回路構造は、図５、図６の縦
型構造とし、チップ面積は等しくする。 トランジスタ
の抵抗Ｒは、チャンネル抵抗ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５
の抵抗ｒｂとの和であり、
【００６７】
【数２】ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）-1・
（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ））
（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ））
【００６８】
【数３】 ｒｂ＝４Ｖｂ2 ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ2 、Ｖｂはブレークダウン電圧（耐圧）である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１０
０、ＳｉＣは３７０ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長
Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２２
μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが
５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）とした。
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ2 、Ｖｂはブレークダウン電圧（耐圧）である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１０
０、ＳｉＣは３７０ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長
Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２２
μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが
５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）とした。
【００６９】上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。
【００７０】次に、図１２及び図１３を参照して、本実
施例の電圧調整器１８の構造及び配置方法について更に
詳しく説明する。なお、図１２は電圧調整器１８の特に
整流器１９の部位における部分平面図を示し、図１３は
図１２に図示される電圧調整器１８の断面図を示す。電
圧調整器１８はアルミニウム板からなるローサイド基板
（接地側冷却フィン）１９０及びその周縁にて溶接され
たアルミニウム板からなる蓋（接地側冷却フィン）１９
１を有している。ローサイド基板１９０に開口された穴
１９２に挿通されたボルト１９３はリアフレーム２の後
端壁２ａに開口された螺子穴に螺入され、これにより蓋
１９１は後端壁２ａに押し付けられている。したがっ
て、ローサイド基板１９０に伝えられた熱は、蓋１９１
を通じて後端壁２ａに良好に伝達されることができる。
施例の電圧調整器１８の構造及び配置方法について更に
詳しく説明する。なお、図１２は電圧調整器１８の特に
整流器１９の部位における部分平面図を示し、図１３は
図１２に図示される電圧調整器１８の断面図を示す。電
圧調整器１８はアルミニウム板からなるローサイド基板
（接地側冷却フィン）１９０及びその周縁にて溶接され
たアルミニウム板からなる蓋（接地側冷却フィン）１９
１を有している。ローサイド基板１９０に開口された穴
１９２に挿通されたボルト１９３はリアフレーム２の後
端壁２ａに開口された螺子穴に螺入され、これにより蓋
１９１は後端壁２ａに押し付けられている。したがっ
て、ローサイド基板１９０に伝えられた熱は、蓋１９１
を通じて後端壁２ａに良好に伝達されることができる。
【００７１】ローサイド基板１９０の内部表面には、ロ
ーサイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジスタ１９
ｄ〜１９ｆ（図６参照）のｎ+ 基板１０６と、電気絶縁
フィルム１９４と、アルミナ配線基板１９５とが接合さ
れている。アルミナ配線基板１９５には、必要な配線１
９５０がパターニングされている。なお、図示簡単のた
めに図１２では配線基板１９５の図示は省略されてい
る。
ーサイドスイッチをなすＭＯＳパワートランジスタ１９
ｄ〜１９ｆ（図６参照）のｎ+ 基板１０６と、電気絶縁
フィルム１９４と、アルミナ配線基板１９５とが接合さ
れている。アルミナ配線基板１９５には、必要な配線１
９５０がパターニングされている。なお、図示簡単のた
めに図１２では配線基板１９５の図示は省略されてい
る。
【００７２】電気絶縁フィルム１９４にはアルミニウム
板からなるＢ端子側冷却フィン１９４０が接着されてお
り、Ｂ端子側冷却フィン１９４０にはハイサイドスイッ
チをなすＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃ（図
５参照）のｎ+ 基板１０６が接着されている。１９６は
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ、１９ｄのｎ+ 表面領
域のコンタクト電極と三相電機子巻線５のＵ相出力端と
を接続するブスバーであり、そのコンタクト部分には金
めっき又ははんだめっきがなされていて公知の接合方法
によりチップ側のコンタクト電極と良好に接合されてい
る。同様に、１９７はＭＯＳパワートランジスタ１９
ｂ、１９ｅのｎ+ 表面領域のコンタクト電極と三相電機
子巻線５のＶ相出力端とを接続するブスバーであり、１
９８はＭＯＳパワートランジスタ１９ｃ、１９ｆのｎ+
表面領域のコンタクト電極と三相電機子巻線５のＷ相出
力端とを接続するブスバーである。
板からなるＢ端子側冷却フィン１９４０が接着されてお
り、Ｂ端子側冷却フィン１９４０にはハイサイドスイッ
チをなすＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃ（図
５参照）のｎ+ 基板１０６が接着されている。１９６は
ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ、１９ｄのｎ+ 表面領
域のコンタクト電極と三相電機子巻線５のＵ相出力端と
を接続するブスバーであり、そのコンタクト部分には金
めっき又ははんだめっきがなされていて公知の接合方法
によりチップ側のコンタクト電極と良好に接合されてい
る。同様に、１９７はＭＯＳパワートランジスタ１９
ｂ、１９ｅのｎ+ 表面領域のコンタクト電極と三相電機
子巻線５のＶ相出力端とを接続するブスバーであり、１
９８はＭＯＳパワートランジスタ１９ｃ、１９ｆのｎ+
表面領域のコンタクト電極と三相電機子巻線５のＷ相出
力端とを接続するブスバーである。
【００７３】２０ａは、コントローラ２０を具現するＳ
ｉバイポーラ集積回路を搭載するチップであり、ボンデ
ィングワイヤ１９９にて配線１９５０にそれぞれ接続さ
れている。１９９０はＭＯＳパワートランジスタ１９ａ
〜１９ｆのゲート電極１１０（図５、図６参照）に接続
されるコンタクト領域１９９１配線１９５０とを接続す
るボンディングワイヤである。
ｉバイポーラ集積回路を搭載するチップであり、ボンデ
ィングワイヤ１９９にて配線１９５０にそれぞれ接続さ
れている。１９９０はＭＯＳパワートランジスタ１９ａ
〜１９ｆのゲート電極１１０（図５、図６参照）に接続
されるコンタクト領域１９９１配線１９５０とを接続す
るボンディングワイヤである。
【００７４】各ブスバー１９６〜１９８は例えば図１３
に示すように基板１９０にハーメチックシール１９０２
により固定されたピン１９０１に接続され、外部に導出
されている。同様に、基板１９０にはハーメチックシー
ルによりボルト状のＢ端子（図示せず）が固定されてお
り、このＢ端子は基板１９４０に接合されている。ま
た、各種の信号端子もピン１９０１と同様なピンによ
り、外部に導出されている。なお、基板１９０と１９４
０とは樹脂フィルム１９４の代わりに熱伝導性に優れた
セラミックシートを挟んで配設されることもできる。こ
の場合には、このセラミックシートにはんだ層又は導電
性接着剤層を形成しておくとよい。すなわち、基板１９
０とチップ（例えば１９ｄ）との接合、基板１９０とセ
ラミックシートとの接合、セラミックシートと基板１９
４０との接合、基板１９４０とチップ（例えば１９ａ）
との接合に、はんだを用いることができる。
に示すように基板１９０にハーメチックシール１９０２
により固定されたピン１９０１に接続され、外部に導出
されている。同様に、基板１９０にはハーメチックシー
ルによりボルト状のＢ端子（図示せず）が固定されてお
り、このＢ端子は基板１９４０に接合されている。ま
た、各種の信号端子もピン１９０１と同様なピンによ
り、外部に導出されている。なお、基板１９０と１９４
０とは樹脂フィルム１９４の代わりに熱伝導性に優れた
セラミックシートを挟んで配設されることもできる。こ
の場合には、このセラミックシートにはんだ層又は導電
性接着剤層を形成しておくとよい。すなわち、基板１９
０とチップ（例えば１９ｄ）との接合、基板１９０とセ
ラミックシートとの接合、セラミックシートと基板１９
４０との接合、基板１９４０とチップ（例えば１９ａ）
との接合に、はんだを用いることができる。
【００７５】以上説明したように本実施例によれば、三
相全波整流器１９の発熱が大きく下がったこと及びＳｉ
Ｃが耐熱性に優れるために、排気管１０１に近接して整
流器１９を設けることが可能となる。そして、整流器１
９の発熱が小さいので整流器１９とコントローラ２０と
を一体化してパッケージ化することもでき、配線の簡素
化を実現することもできる。
相全波整流器１９の発熱が大きく下がったこと及びＳｉ
Ｃが耐熱性に優れるために、排気管１０１に近接して整
流器１９を設けることが可能となる。そして、整流器１
９の発熱が小さいので整流器１９とコントローラ２０と
を一体化してパッケージ化することもでき、配線の簡素
化を実現することもできる。
【００７６】なお、電圧調整器１８を囲覆するエンドカ
バー２３は、金属板の代わりに耐熱樹脂を素材として形
成してもよい。また、三相全波整流器１９と排気管との
間に遮熱構造を介設する必要もなり、構造、工程の簡素
化が実現する。また、整流器１９に大型の冷却フィンを
設ける必要がなく、三相電機子巻線５や界磁コイル１０
の冷却も充分に行うことができる。
バー２３は、金属板の代わりに耐熱樹脂を素材として形
成してもよい。また、三相全波整流器１９と排気管との
間に遮熱構造を介設する必要もなり、構造、工程の簡素
化が実現する。また、整流器１９に大型の冷却フィンを
設ける必要がなく、三相電機子巻線５や界磁コイル１０
の冷却も充分に行うことができる。
【００７７】上記した電圧調整器１８の他例を図１４及
び図１５に図示する。 （実施例２）実施例１におけるＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｃを１チップに集積したチップ断面図を
図１６に示し、実施例１におけるＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ〜１９ｆを１チップに集積したチップ断面図
を図１７に示す。
び図１５に図示する。 （実施例２）実施例１におけるＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｃを１チップに集積したチップ断面図を
図１６に示し、実施例１におけるＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ〜１９ｆを１チップに集積したチップ断面図
を図１７に示す。
【００７８】Ｔ１は基板１０６に達する深いトレンチで
あり、Ｔ２はｎ型耐圧層１０５に達する浅いトレンチで
あり、トレンチＴ２の表面にゲート絶縁膜（図示せず）
が形成され、その上にゲート電極１１０が形成される。
このようにすれば、一層の小型化を実現することができ
る。
あり、Ｔ２はｎ型耐圧層１０５に達する浅いトレンチで
あり、トレンチＴ２の表面にゲート絶縁膜（図示せず）
が形成され、その上にゲート電極１１０が形成される。
このようにすれば、一層の小型化を実現することができ
る。
【図１】実施例の車両用交流発電機が装着されたエンジ
ンの配置図である。
ンの配置図である。
【図２】図１の車両用交流発電機の断面図である。
【図３】図１の車両用交流発電機の回路図である。
【図４】図１の三相全波整流器の一相分を示すインバー
タ回路の等価回路図である。
タ回路の等価回路図である。
【図５】図１の三相全波整流器のハイサイドスイッチ１
９ａ、１９ｂ、１９ｃを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
９ａ、１９ｂ、１９ｃを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図６】図１の三相全波整流器のローサイドスイッチ１
９ｄ、１９ｅ、１９ｆを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
９ｄ、１９ｅ、１９ｆを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図７】従来のＳｉを素材とするＰＮダイオードの電圧
−電流特性図である。
−電流特性図である。
【図８】従来のＳｉを素材とするＭＯＳパワートランジ
スタの電圧−電流特性図である。
スタの電圧−電流特性図である。
【図９】本実施例のＳｉＣを素材とするＭＯＳパワート
ランジスタの電圧−電流特性図である。
ランジスタの電圧−電流特性図である。
【図１０】図７及び図８のＭＯＳパワートランジスタの
耐圧と素子導通時のオン抵抗との関係を示す図である。
耐圧と素子導通時のオン抵抗との関係を示す図である。
【図１１】Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。
整流器とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。
【図１２】電圧調整器１８の部分平面図である。
【図１３】図１２の縦断面図である。
【図１４】変形態様における電圧調整器１８の配置を示
す図である。
す図である。
【図１５】図１４における電圧調整器１８の形状を示す
図である。
図である。
【図１６】実施例２におけるハイサイドスイッチ１９
ａ、１９ｂ、１９ｃを１チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
ａ、１９ｂ、１９ｃを１チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
【図１７】実施例２におけるローサイドスイッチ１９
ｄ、１９ｅ、１９ｆを１チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
ｄ、１９ｅ、１９ｆを１チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
５は三相電機子巻線、２１がバッテリ、１９ａ〜１９ｃ
はハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜１
９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１８は
電圧調整器、１９は三相全波整流器。
はハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜１
９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１８は
電圧調整器、１９は三相全波整流器。
Claims (7)
- 【請求項１】排気管が車両前側に配置される横置きエン
ジンに固定されるハウジングと、前記ハウジングに固定
される半導体整流素子で構成される整流器とを有して前
記エンジンによりベルト駆動される車両用交流発電機に
おいて、 前記半導体整流素子は、表面に反転チャンネルが形成さ
れる一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルによ
り導通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域
を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材として形成されるＭＯ
Ｓトランジスタからなるとともに、前記整流器は前記ハ
ウジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする
車両用交流発電機。 - 【請求項２】前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有する請求項１記載の
車両用交流発電機。 - 【請求項３】前記整流器は、前記ＭＯＳトランジスタの
断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電圧を
基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケージに
収容される請求項１乃至２のいずれか記載の車両用交流
発電機。 - 【請求項４】前記ＭＯＳトランジスタは、前記発電機の
電機子巻線の各出力端とバッテリの高位端とを個別に接
続するハイサイドスイッチと、前記発電機の電機子巻線
の各出力端とバッテリの低位端とを個別に接続するロー
サイドスイッチとで構成され、前記ハイサイドスイッチ
は、バッテリの高位端側の主電極がｎ+ 基板からなると
ともにＰウエル領域が電機子巻線側の主電極に接続され
る縦型ＭＯＳパワートランジスタからなり、前記ローサ
イドスイッチは、バッテリ側の低位端側の主電極がｎ+
基板からなるとともにＰウエル領域が電機子巻線側の主
電極に電流制限用の高抵抗を介して接続される縦型ＭＯ
Ｓパワートランジスタからなる請求項１乃至３のいずれ
か記載の車両用交流発電機。 - 【請求項５】電機子巻線の各出力端とバッテリの高位端
とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記発電機
の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを個別に
接続するローサイドスイッチとで構成される整流器を有
する車両用交流発電機において、 前記ハイサイドスイッチは、Ｐウエル領域が電機子巻線
側の主電極をなすｎ+表面領域に接続されるとともにｎ
+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるＢ端子側冷
却フィンに接合される縦型ＭＯＳパワートランジスタか
らなり、 前記ローサイドスイッチは、Ｐウエル領域が高抵抗を通
じて電機子巻線側の主電極をなすｎ+ 表面領域に接続さ
れるとともにｎ+ 基板が前記バッテリの低位端に接続さ
れる接地側冷却フィンに接合される縦型ＭＯＳパワート
ランジスタからなることを特徴とする車両用交流発電
機。 - 【請求項６】前記各ハイサイドスイッチは第１の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第２の
半導体チップに集積される請求項５記載の車両用交流発
電機。 - 【請求項７】前記接地側冷却フィンは前記車両用交流発
電機のハウジングに密着され、前記Ｂ端子側冷却フィン
は前記接地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着さ
れる請求項５又は６記載の車両用交流発電機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139739A JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
| GB9611854A GB2301949A (en) | 1995-06-06 | 1996-06-06 | Mounting SiC rectifiers in an AC generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139739A JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08336259A true JPH08336259A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=15252255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7139739A Pending JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08336259A (ja) |
| GB (1) | GB2301949A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102010060873A1 (de) | 2009-12-01 | 2011-07-21 | DENSO CORPORATION, Aichi-pref. | Fahrzeugleistungsgenerator mit verbesserter Fehlertoleranz |
| DE102011000199A1 (de) | 2010-01-20 | 2011-09-01 | Denso Corporation | Fahrzeuggenerator |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9780716B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-10-03 | General Electric Company | High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same |
| US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
| US20120126728A1 (en) * | 2010-11-19 | 2012-05-24 | El-Refaie Ayman Mohamed Fawzi | Integrated electric machine and silicon carbide power converter assembly and method of making same |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0778662A1 (en) * | 1993-12-07 | 1997-06-11 | Nippondenso Co., Ltd. | Alternating current generator for motor vehicles |
| JP3223671B2 (ja) * | 1993-12-07 | 2001-10-29 | 株式会社デンソー | 車両用交流発電機の三相全波整流器 |
-
1995
- 1995-06-06 JP JP7139739A patent/JPH08336259A/ja active Pending
-
1996
- 1996-06-06 GB GB9611854A patent/GB2301949A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102010060873A1 (de) | 2009-12-01 | 2011-07-21 | DENSO CORPORATION, Aichi-pref. | Fahrzeugleistungsgenerator mit verbesserter Fehlertoleranz |
| DE102011000199A1 (de) | 2010-01-20 | 2011-09-01 | Denso Corporation | Fahrzeuggenerator |
| US8570004B2 (en) | 2010-01-20 | 2013-10-29 | Denso Corporation | Vehicle generator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2301949A (en) | 1996-12-18 |
| GB9611854D0 (en) | 1996-08-07 |
| GB2301949A9 (en) | 1997-01-20 |
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