JPH08336268A - 車両用交流発電機 - Google Patents

車両用交流発電機

Info

Publication number
JPH08336268A
JPH08336268A JP7139738A JP13973895A JPH08336268A JP H08336268 A JPH08336268 A JP H08336268A JP 7139738 A JP7139738 A JP 7139738A JP 13973895 A JP13973895 A JP 13973895A JP H08336268 A JPH08336268 A JP H08336268A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
rectifier
generator
housing
power transistor
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP7139738A
Other languages
English (en)
Inventor
Makoto Taniguchi
真 谷口
Atsushi Umeda
梅田　　敦司
Arata Kusase
草瀬　　新
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
NipponDenso Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NipponDenso Co Ltd filed Critical NipponDenso Co Ltd
Priority to JP7139738A priority Critical patent/JPH08336268A/ja
Priority to GB9611865A priority patent/GB2301950A/en
Publication of JPH08336268A publication Critical patent/JPH08336268A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
    • H01L29/7813—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors with trench gate electrode, e.g. UMOS transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
    • H01L29/16—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only elements of Group IV of the Periodic Table
    • H01L29/1608—Silicon carbide
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K11/00—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection
    • H02K11/04—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection for rectification
    • H02K11/049—Rectifiers associated with stationary parts, e.g. stator cores
    • H02K11/05—Rectifiers associated with casings, enclosures or brackets
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K11/00—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection
    • H02K11/40—Structural association with grounding devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K9/00—Arrangements for cooling or ventilating
    • H02K9/02—Arrangements for cooling or ventilating by ambient air flowing through the machine
    • H02K9/04—Arrangements for cooling or ventilating by ambient air flowing through the machine having means for generating a flow of cooling medium
    • H02K9/06—Arrangements for cooling or ventilating by ambient air flowing through the machine having means for generating a flow of cooling medium with fans or impellers driven by the machine shaft
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K5/00—Casings; Enclosures; Supports
    • H02K5/04—Casings or enclosures characterised by the shape, form or construction thereof
    • H02K5/22—Auxiliary parts of casings not covered by groups H02K5/06-H02K5/20, e.g. shaped to form connection boxes or terminal boxes
    • H02K5/225—Terminal boxes or connection arrangements

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
  • Synchronous Machinery (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】整流器の過熱を招くことなく発電機のハウジン
グの後端壁以外の部位に固定することができる車両用交
流発電機を提供する。 【構成】単結晶ＳｉＣ半導体からなるＭＯＳパワートラ
ンジスタを半導体整流素子として三相全波整流器１９を
構成し、この三相全波整流器１９を発電機のハウジング
の周壁１ａ又はプーリー側端壁に固定する。このように
すれば、三相全波整流器１９に対する排気管からの輻射
熱の影響を排除することができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハウジングに整流器が
固定される車両用交流発電機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の車両用交流発電機では、整流器は
発電機のハウジングに固定される。これは、ハウジング
の大熱容量及び良熱伝導性及び電気伝導性によりハウジ
ングをヒートシンクとして利用できるとともに接地端
（車体アース）としても利用できることと、発電機の電
機子巻線との接続距離が短く、損失低減及び配線作業の
点でも有利なためである。
【０００３】更に、整流器は発電機のハウジングの反プ
ーリー側端壁（後端壁ともいう）に固定されている。こ
の反プーリー側端壁固定方式は、エンジンの排気管から
の熱的影響特にその輻射熱の影響が大きいという問題が
あった。また、ハウジングの後端壁に冷却空気流入窓が
開口されるのが通常であるが、整流器を後端壁に固定す
るとこの冷却空気流入窓の開口面積が小さくなり、冷却
用ファンの送風効率が低下し、騒音も増大するという問
題もあった。
【０００４】この問題を考慮して、本出願人は、エンジ
ンの排気管とは反対側に位置する発電機のハウジングの
プーリー側端壁（前端壁ともいう）に整流器を固定する
方式（特開平５−３５１４４４号公報）や、発電機のハ
ウジングの反プーリー側端壁に整流器は固定するととも
に整流器と排気管との間に遮熱用のカバーや冷却用ファ
ンなどを介在させる方式（特開平５−５６６０４号公
報）を提案している。
【０００５】また、特開平４ー１３８０３０号公報は、
整流器の半導体整流素子としてＭＯＳパワートランジス
タを用いることを開示している。この種のＭＯＳパワー
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにＮ型シリコン基板をＭＯＳパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたＰ型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすＮ+ 型の領域
を形成する縦型ＭＯＳパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】けれども、上記した前
者の方式では、大きな整流器の存在によりプーリーへの
ベルト掛け作業に支障が生じるという問題が生じる。ま
た、後者の方式では、ハウジングの後端壁に形成された
冷却空気流入窓の開口面積が小さくなるとともに、大き
な冷却フィンを必要とする整流器に邪魔されて冷却用フ
ァンによる電機子巻線や界磁巻線の冷却が悪化するとい
う問題が従来と同様に残り、その他、遮熱用のカバーな
どを必要とするという問題もある。
【０００７】もちろん、整流器を発電機のハウジングの
周壁に固定することも考えられる。しかし、後端壁の冷
却空気流入窓から流入したばかりの低温の冷却空気流に
より冷却される従来の後端壁固定の整流器と比較して、
ハウジングの周壁に固定された整流器には充分低温で充
分な風量の冷却空気流が接触することがなく、空気冷却
機能が著しく低下してしまうという問題が生じる。その
結果として、整流器温度をその最高許容温度（約１６０
℃）以下に維持するために整流器の冷却用フィンを著し
く大型化せざるを得ず、結局、整流器を発電機の周壁に
固定すると発電機の径方向寸法が著しく増大してしまう
という問題が生じた。
【０００８】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、整流器の過熱を防止し、プーリーへのベルト掛け
作業への支障を軽減し、発電機の体格増大も回避しつ
つ、発電機のハウジングの後端壁における冷却空気流の
流入量を増大可能な車両用交流発電機を提供すること
を、その目的としている。本発明者らは上記目的を達成
するために、ＭＯＳパワートランジスタを半導体整流素
子として用いた整流器を採用することを考えた。しか
し、上述した従来のＭＯＳパワートランジスタを用いた
整流器は、従来のダイオードを用いた三相全波整流器に
比較して接合ダイオードの順方向電圧降下が無い分だけ
電力損失を低減できるものの、以下に述べる問題をもつ
ことがわかった。
【０００９】まず、車両用交流発電機では三相電機子巻
線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、
それが瞬時に放出される事故に対する対策として、三相
全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧す
なわち三相全波整流器の出力整流電圧の２０倍以上例え
ば１００Ｖ以上に設定する必要がある。更に、近時の車
載電気負荷（例えばデフロスト用ヒータなど）の増大か
ら１００Ａ以上の出力電流が要望され、このような高耐
圧、大電流構造のＭＯＳパワートランジスタの電力損失
はダイオードのそれと同程度となってしまい、ダイオー
ドの代わりにわざわざ構造複雑なＭＯＳパワートランジ
スタを用いる意味がなくなってしまう。
【００１０】上記したＭＯＳパワートランジスタ式三相
全波整流器の問題点を図３、図４を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図３はＭＯＳパワートランジ
スタ式三相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路
であり、図４は典型的なＭＯＳパワートランジスタの断
面構造例を示す。図３のＮチャンネルＭＯＳパワートラ
ンジスタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが三
相交流発電機（図示せず）の一相出力端に接続され、ロ
ーサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン
電極Ｄがバッテリ（図示せず）の低位端に接続され、ハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース電
極Ｓはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電時
における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。
【００１１】更に、上記ＭＯＳパワートランジスタ１０
１、１０２ではＰ型ウエル領域とソース電極Ｓ又はドレ
イン電極Ｄとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄとが図
示のように生じる。表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域であるＰ型ウエル領域（例えば図
４の１０３）への電位付与の必要からＰ型ウエル領域と
反転チャンネルにより導通される反対導電型のソース領
域Ｓ（例えば図４の１０６）またはドレイン領域Ｄ（例
えば図４の１０４）のどちらかとは接続することが通常
行われるが、三相全波整流器の一相回路としてこのイン
バータ回路を用いる場合、図３に図示するように、Ｐ型
ウエル領域（例えば図４では１０３）とドレイン電極Ｄ
（例えば図４では１０４）とを接続するすなわちドレイ
ン接続側の寄生ダイオードＤｄを短絡する必要がある。
【００１２】すなわち、車両用交流発電機では、Ｐ型ウ
エル領域（例えば図４では１０３）とソース電極Ｓ（例
えば図４では１０６）とを接続し、ソース接続側の寄生
ダイオードＤｓを短絡すると、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタのドレイン電極Ｄに接続される発電電圧
がバッテリ電圧より低下すればドレイン接続側の寄生ダ
イオードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。同じ
く、ローサイドのＭＯＳパワートランジスタのソース電
極Ｓに接続される発電電圧がバッテリ低位端の電位（接
地電位）電圧より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイ
オードＤｄを通じて逆流電流が流れてしまう。したがっ
て、このような寄生ダイオードＤｄを通じた電流逆流を
防止するためには、Ｐ型ウエル領域１０３をドレイン電
極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオードＤｓによ
り上記逆流を阻止する必要が生じる。結局、車両用交流
発電機に用いるＭＯＳパワートランジスタのＰ型ウエル
領域（例えば図４では１０３）はドレイン電極Ｄに接続
する必要がある。
【００１３】ところが、図４に示す従来のＭＯＳパワー
トランジスタ構造では、Ｐ型ウエル領域１０３とその表
面部のＮ+ 型領域１０４とを短絡し、Ｐ型ウエル領域１
０３とＮ型エピタキシャル耐圧層１０５との間のＰＮ接
合の空乏層１０７をＮ型エピタキシャル耐圧層側に張り
出して耐圧を稼がざるを得ない。すなわち、上記した図
４に示す従来のＭＯＳパワートランジスタ構造で上記車
両用交流発電機を構成する場合、Ｎ+ 型基板１０６をソ
ース領域、Ｎ+ 型領域１０４をドレイン領域とせざるを
得ない。しかしこのようにすると、Ｎ型耐圧層１０５の
大きなソース寄生抵抗Ｒｓが実質的なソース端Ｓ’とソ
ース電極との間に直列接続されることになる。
【００１４】ＭＯＳトランジスタのドレイン飽和電流Ｉ
ｄｓａｔは、しきい値電圧Ｖｔを簡単化のために無視
し、Ｋを比例定数、ΔＶｇｓをゲート・ソース間電圧
（Ｖｇ−Ｖｓ）、Ｖｇをゲート電圧、Ｖｓ’＝Ｖｓ＋Ｉ
ｄｓａｔ・Ｒｓを実質的なソース端Ｓ’の電位とすれ
ば、
【００１５】
【数１】 Ｉｄｓａｔ＝Ｋ（Ｖｇ−Ｖｓ’）2 ＝Ｋ（ΔＶｇｓ−Ｉｄｓａｔ・Ｒｓ）2 となる。すなわち、ドレイン飽和電流（所定ゲート電圧
印加時の最大電流）Ｉｄｓａｔは、Ｉｄｓａｔ・Ｒｓの
分だけゲート電圧Ｖｇが低くなったことに等しいことに
なる。なお、基板効果によるしきい値電圧Ｖｔの変化も
無視する。
【００１６】例えばゲート電圧が＋２０Ｖ、ソース（バ
ッテリ）電位が＋１２Ｖ、電流が１００Ａ、ソース寄生
抵抗Ｒｓが０．０５オームとすれば、実際のソース電位
Ｖｓ’は１７Ｖとなり、チャンネル電流はＲｓが０の場
合に比べて９／６４まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Ｒｓの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。
【００１７】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもＲｓの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Ｒｓの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
【００１８】もちろん、図４のＭＯＳパワートランジス
タ構造においてソース寄生抵抗Ｒｓの低減のためにＮ型
耐圧層１０５を薄くすることは可能であるが、上記した
ように車両用交流発電機では３００Ｖといった高耐圧を
必要とするので、Ｎ型耐圧層１０５を薄くすることは困
難である。すなわち、通常のシリコンＭＯＳパワートラ
ンジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約３０Ｖ
／μｍであり、上記３００Ｖの耐圧をＮ型耐圧層１０５
だけで稼ぐとすれば、Ｎ型耐圧層１０５中の電界強度が
一定と仮定しても１０μｍの厚さが必要となる。Ｎ型耐
圧層１０５中の電界強度を約３０Ｖ／μｍとし、Ｎ型耐
圧層１０５が３００Ｖを負担するには、実際にはその厚
さを約２０μｍ以上必要とし、その不純物濃度を約１×
１０15原子／ｃｍ3 以下とせねばならない。
【００１９】耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純
物濃度をもつＮ型耐圧層１０５を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Ｒｓの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少（チャンネル抵抗
の大幅な増大）を招き、その結果として、上記公報のＭ
ＯＳパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途（すなわちリアクタンス負荷分野）におい
て、ＰＮ接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
【００２０】一方、上記した図４のＭＯＳパワートラン
ジスタ構造において、Ｎ+ 型領域１０４をソース電極、
Ｎ+ 型基板１０６をドレイン電極とし、図３のようにＰ
型ウエル領域１０３とＮ+ 型ドレイン領域１０６とを短
絡することも考えられる。しかしながら、この方式では
Ｎ+ 型領域（ソース電極）１０４とＰ型ウエル領域１０
３との間に上記した３００Ｖもの耐圧を確保し、ゲート
電極とＰ型ウエル領域１０７及びＮ+ 型領域１０４との
間の耐圧も確保することは極めて困難なことである。
【００２１】そこで、本発明者らは、上記説明した理由
により車両用交流発電機に用いるＭＯＳパワートランジ
スタは現状のシリコンＭＯＳパワートランジスタでは実
施困難であること、ＭＯＳパワートランジスタ式三相全
波整流器の実現には耐圧層抵抗の格段の低減が必須であ
ること、そのためには耐圧層の厚さの格段の低減及び不
純物濃度の格段の増大が必須であること、更には、この
ような耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃度の増大
は耐圧層の降伏電界強度の格段の向上を実現して始めて
可能であるということの解析結果に基づいて、耐圧層の
降伏電界強度の向上が実現できれば、車両用交流発電機
の損失及び発熱を著しく低減できるという知見に基づい
本発明をなした。
【００２２】したがって、本発明の他の目的は、従来に
比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単で耐熱性も
良好な整流器をハウジングに取り付けることにより小型
で設置スペースもとらず高温部位にも配置可能な整流器
を有する車両用交流発電機を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
エンジンに近接配置されるハウジングと、前記ハウジン
グに固定される半導体整流素子で構成される整流器とを
有する車両用交流発電機において、前記半導体整流素子
が、表面に反転チャンネルが形成される一導電型の半導
体領域及び前記反転チャンネルにより導通される反対導
電型のソース領域及びドレイン領域を含む基板が単結晶
ＳｉＣを素材として形成されるＭＯＳトランジスタから
なるとともに前記ハウジングの周壁に固定されることを
特徴とする車両用交流発電機である。
【００２４】本発明の第２の構成は、エンジンに近接配
置されるハウジングと、前記ハウジングに固定される半
導体整流素子で構成される整流器とを有する車両用交流
発電機において、前記半導体整流素子が、表面に反転チ
ャンネルが形成される一導電型の半導体領域及び前記反
転チャンネルにより導通される反対導電型のソース領域
及びドレイン領域を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材とし
て形成されるＭＯＳトランジスタからなるとともに前記
ハウジングのプーリー側端壁に固定されることを特徴と
している。
【００２５】本発明の第３の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記半導体整流素子が、前記周壁
又は前記プーリー側端壁に形成された凹部内に固定され
ることを特徴としている。本発明の第４の構成は、上記
第１乃至第３のいずれかの構成において更に、前記ＭＯ
Ｓトランジスタが、三相電機子巻線の各出力端と高位直
流出力端とを接続するハイサイドスイッチと前記各出力
端と低位直流出力端とを接続するローサイドスイッチと
からなり、前記ローサイドスイッチをなす前記ＭＯＳト
ランジスタの前記一主電極は前記発電機のハウジングに
直接固定され、前記ハイサイドスイッチをなす前記ＭＯ
Ｓトランジスタの前記一主電極は前記発電機のハウジン
グに絶縁層を介して固定されることを特徴としている。
【００２６】
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成では、Ｓｉ
Ｃを素材とするＭＯＳパワートランジスタを半導体整流
素子として用いる整流器を発電機のハウジングの周壁に
固定している。上記したように、車両用交流発電機では
三相電機子巻線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大
きいために、それが瞬時に放出される事故に対する対策
として、三相全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバ
ッテリ電圧すなわち三相全波整流器の出力整流電圧の２
０倍以上例えば３００Ｖ程度に設定する必要があり、ま
た、その最大出力電流としては近時の車載電気負荷の増
大から１００Ａ以上といった大電流が必要となってい
る。
【００２７】ここでＳｉＣの降伏電界強度は約４００Ｖ
／μｍであり、Ｓｉの約１３倍となっている。このよう
にＳｉＣの降伏電界強度がＳｉのそれに比べて格段に高
いということは、それを車両用交流発電機の構成素子と
した場合にＭＯＳパワートランジスタの電力損失を格段
に低減できるという効果を奏する。以下、上記降伏電界
強度の差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明す
る。
【００２８】いま例として上記した図３のＭＯＳトラン
ジスタにＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタを用いて耐
圧３００Ｖを確保する場合を一例として考える。簡単の
ためにＮ型耐圧層１０５（例えば図４又は図５参照）が
３００Ｖを全て負担すると考える。簡単にこの耐圧３０
０ＶをＮ型耐圧層１０５で負担すると考えると、ＳｉＣ
の降伏電界強度を４００Ｖ／μｍとすると、Ｎ型耐圧層
１０５の必要厚さは約４μｍ、その不純物濃度は２×１
０16原子／ｃｍ3 、抵抗率は約１．２５Ω・ｃｍとな
る。一方、上記説明したＳｉのＭＯＳパワートランジス
タの３００Ｖ耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純
物濃度は１×１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃ
ｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭＯＳパワートランジ
スタのＮ型耐圧層１０５の抵抗はＳｉのＭＯＳパワート
ランジスタのＮ型耐圧層１０５の抵抗に比べて１／２０
にまで低減できることになる。ただし、Ｎ型耐圧層１０
５の不純物濃度はＰ型ウエル領域１０３の不純物濃度と
の関係で上記値よりもっと低濃度とすることもできるの
は当然である。
【００２９】その結果、本発明のＳｉＣのＭＯＳパワー
トランジスタを用いた車両用交流発電機は、耐圧層すな
わちソース寄生抵抗Ｒｓの抵抗電力損失自体を大幅に低
減できる他、上記ソース抵抗帰還効果の低減によるチャ
ンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、それらの相乗効果
によりＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機及びそれと同程度の電力損失を有するダイオ
ード式三相全波整流器に比較して格段に低損失となり、
その冷却も極めて簡単となるという優れた効果を奏す
る。
【００３０】このようにＳｉＣーＭＯＳトランジスタを
半導体整流素子として用いた三相全波整流器（整流器）
は、既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損
失かつ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷
却フィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることが
でき、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来
より格段に緩和することが可能となる。
【００３１】言い換えれば、このことはこの整流器に大
風量かつ低温の冷却空気流を当てなくてもよいというこ
とを意味し、発電機内部に導入される冷却空気流を整流
器に最初に（電機子巻線や界磁巻線で加熱される前に）
接触させなくてもよいということを意味し、整流器を必
ずしも発電機のハウジングの後端壁に設置しなくてもよ
いということを意味している。
【００３２】この知見に鑑み、本構成では、整流器を発
電機のハウジングの周壁に固定する。これにより、整流
器の過熱を防止しつつ、ハウジングの後端壁の開口の拡
大により界磁巻線や電機子巻線の冷却を改善することが
できる。また、ヒートシンクや冷却フィンなどの整流器
の冷却構造の簡素化、小型化により、整流器をハウジン
グの周壁に固定しても発電機の径方向寸法の大幅な増加
を必要とせず、発電機の設置がスペース的に困難となる
こともない。
【００３３】本発明の第２の構成では、ＳｉＣを素材と
するＭＯＳパワートランジスタを半導体整流素子として
用いる整流器を発電機のハウジングのプーリー側端壁に
固定している。上述した第１の構成の作用効果で述べた
ように、このようにＳｉＣーＭＯＳトランジスタを半導
体整流素子として用いた三相全波整流器（整流器）は、
既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損失か
つ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷却フ
ィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることがで
き、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来よ
り格段に緩和することが可能となる。
【００３４】言い換えれば、このことはこの整流器に大
風量かつ低温の冷却空気流を当てなくてもよいというこ
とを意味し、発電機内部に導入される冷却空気流を整流
器に最初に（アーマチャコイルやステータコイルで加熱
される前に）接触させなくてもよいということを意味
し、整流器を必ずしも発電機のハウジングの後端壁に設
置しなくてもよいということを意味している。
【００３５】この知見に鑑み、本構成では、整流器を発
電機のハウジングのプーリー側端壁に固定する。これに
より、整流器の過熱を防止しつつ、ハウジングの後端壁
の開口の拡大によりステータコイル（電機子巻線）やロ
ータコイル（界磁巻線）の冷却を改善することができ
る。また、ヒートシンクや冷却フィンなどの整流器の冷
却構造の簡素化、小型化により、整流器をハウジングの
プーリー側端壁に固定してもでは大きな整流器の存在に
よりプーリーへのベルト掛け作業に支障が生じるという
問題が生じることも回避される。
【００３６】本発明の第３の構成では、上記第１又は第
２の構成において更に、整流器を周壁又はプーリー側端
壁に形成された凹部内に固定するので堅牢性が向上す
る。また、整流器を堅牢なケースに予め収容してその内
部を保護しなくてもよく、堅牢性を確保しつつ一層の小
型化を図ることができる。本発明の第４の構成では、上
記第１乃至第３のいずれかの構成において更に、整流器
のハイサイドスイッチをなすＭＯＳトランジスタを絶縁
膜を介して発電機のハウジングに固定し、整流器のロー
サイドスイッチをなすＭＯＳトランジスタを直接発電機
のハウジングに固定するので、発電機のハウジングへの
放熱性を向上するとともに、冷却構造、固定構造を一層
簡素とすることができる。
【００３７】
【実施例】
（実施例１）車両エンジンにより駆動される本実施例の
車両用交流発電機いわゆるオルタネータの全体構造を図
１に基づき説明する。発電機のハウジングは、アルミダ
イキャストで形成されたドライブフレーム１とリアフレ
ーム２で構成されており、複数のスタッドボルト（図示
せず）により直接結合されている。フレーム１の内周に
はステータコア３が固定され、ステータコア３には三相
電機子巻線５が巻装されている。フレーム１及び２に固
定されたベアリング１３及び１４はシャフト９を回転自
在に支持しており、シャフト９にはステータコア３の内
周に位置してロータコア６が固定されている。ロータコ
ア６には界磁コイル１０が巻装されており、ロータコア
６の両端面には冷却ファン１１、１２が配設されてい
る。リアフレーム２の後端壁外面には電圧調整器１８が
取り付けられている。
【００３８】ドライブフレーム１の周壁１ａにはその後
端面から軸方向前方へ凹部１ｂが形成されている。凹部
１ｂ内には整流器（三相全波整流器ともいう）１９が収
容され、凹部１ｂには整流器１９収容後、樹脂１ｃがポ
ッティング法により充填されて整流器１９が封止、固定
されている。整流器１９の構造及び取り付け状態につい
ては後で詳細に説明する。なお、Ｗはドライブフレーム
１及びリアフレーム２の端壁に開口された冷却空気流入
窓であり、Ｗ’はドライブフレーム１及びリアフレーム
２の周壁に開口された冷却空気流出窓である。
【００３９】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図２を用いて説明する。整流器１９は、単
結晶ＳｉＣを素材とするＮチャンネルエンハンスメント
形式のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆからな
る三相全波整流器であって、ハイサイドのトランジスタ
１９ａ〜１９ｃは三相電機子巻線５の各相出力端とバッ
テリ２１の高位端とを接続しており、ローサイドのトラ
ンジスタ１９ｄ〜１９ｆは三相電機子巻線５の各相出力
端とバッテリ２１の低位端とを接続している。
【００４０】電圧調整器１８は、ブラシ及びスリップリ
ングを通じて界磁巻線１０と接続されている。電圧調整
器１８には三相電機子巻線５の各相出力端から各相発電
電圧が入力されており、これらの入力信号に基づいてＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各ゲート電極
に印加するゲート電圧を制御している。その電圧制御動
作を簡単に説明すると、エンジン（図示せず）によりロ
ータコア６が回転し、電圧調整器１８がバッテリ２１の
電圧を読み取り、それが一定となるように界磁巻線１０
に流れる界磁電流を断続制御すると、三相電機子巻線５
に三相交流電圧が誘起され、それにより三相全波整流器
１９により全波整流された直流電流がバッテリ２１を充
電し、また、車両電子負荷等で消費される。冷却ファン
１１、１２が回転し、界磁巻線１０、三相電機子巻線５
及び電圧調整器１８などを冷却する。
【００４１】次に、電圧調整器１８による三相全波整流
器１９の各ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの
開閉制御について説明する。電圧調整器１８は、各相の
三相電機子巻線５の出力端の電位である各相発電電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗを読み込み、その線間発電電圧Ｖｕ−Ｖ
ｖ，Ｖｖ−Ｖｗ，Ｖｗ−Ｖｕの中から、バッテリ２１の
端子電圧より大きい線間発電電圧を選択し、この選択し
た線間発電電圧がバッテリ２１に印加されるように、ハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの
中の一つのＭＯＳパワートランジスタと、ローサイドの
ＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆの中の一つの
ＭＯＳパワートランジスタとをオンさせる。これによ
り、選択された三相電機子巻線からバッテリ２１へ充電
電流が給電される。
【００４２】また、電圧調整器１８は通常のレギュレー
タと同様に、バッテリ２１の端子電圧を検出し、検出電
圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小に
基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ２１の端子電
圧を目標レベルに維持することは従来通りである。上記
したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートランジスタ（単にＭ
ＯＳトランジスタともいう）式三相全波整流器の詳細を
図３及び図４を参照して以下、更に説明する。ただし、
図３はこの実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三相全
波整流器の一相部分を示すインバータ回路であり、図４
はＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの断面構造
の一例を示し、図５にＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ
〜１９ｆの断面構造の一例を示す。
【００４３】図３に示すＮチャンネルＭＯＳパワートラ
ンジスタのインバータ回路では、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１０１のドレイン電極Ｄとローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のソース電極Ｓとが
三相電機子巻線５の一相出力端に接続され、ローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１０２のドレイン電極Ｄが
バッテリ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳ
パワートランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２
１の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Ｓはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。
【００４４】ＭＯＳパワートランジスタ１０１、１０２
では後述のＰ型ウエル領域１０３（すなわちゲート電極
１０１直下の領域）とソース電極Ｓ又はドレイン電極Ｄ
との間にソース接続側の寄生ダイオードＤｓとドレイン
接続側の寄生ダイオードＤｄとが図示のように生じる
が、ＭＯＳパワートランジスタ１０１ではＰ型ウエル領
域１０３への電位付与の必要からＰ型ウエル領域１０３
とドレイン電極Ｄとが短絡される。これにより、ソース
接続側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上記
逆流を阻止する。
【００４５】一方、ＭＯＳパワートランジスタ１０２で
はＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要からＰ型ウ
エル領域１０３とソース電極Ｓとが電流制限用の高抵抗
ｒを通じて接続される。次に、この実施例のハイサイド
スイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃをなすＭＯＳパワート
ランジスタ１０１の断面構造の一例を図４を参照して説
明する。
【００４６】ＳｉＣのＮ+ 型基板１０６上にＮ型耐圧層
１０５がエピタキシャル成長により形成され、Ｎ型耐圧
層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１０３がエピタキシ
ャル成長により形成され、更にＰ型ウエル領域１０３の
表面部にＮ+ 型領域１０４が窒素をイオン注入すること
により形成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成
予定領域だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつ
つ周知のＲ．Ｉ．Ｅドライエッチングによりトレンチ１
０８が凹設され、その後、トレンチ１０８の表面に熱酸
化法によりシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜１０９
を形成し、その後、トレンチ１０８にドープドポリシリ
コンからなるゲート電極１１０を形成する。その後、金
属電極１１１をＮ+ 型領域（ドレイン電極）及びＰ型ウ
エル領域の表面１０４にコンタクトし、金属電極１１２
をＮ+ 型基板（ソース電極）１０６の表面にコンタクト
して素子を完成する。
【００４７】一方、この実施例のローサイドスイッチ１
９ｄ、１９ｅ、１９ｆをなすＭＯＳパワートランジスタ
１０２の断面構造の一例を図５を参照して説明する。図
５は図４において、ドレインＤとＰウエル領域１０３と
の短絡を止め、Ｐウエル領域１０３を高抵抗ｒを通じて
ソースＳに接続したものである。したがって、ハイサイ
ドスイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃではソースＳは図４
に示す基板１０６で構成され、ローサイドスイッチ１９
ｄ、１９ｅ、１９ｆでは図５に示すｎ+ 表面領域１０４
がソースＳを構成することになる。
【００４８】したがってこの実施例では、ＭＯＳパワー
トランジスタ１０１がオフしている場合に高電圧（例え
ば＋３００Ｖ）がソース電極１０６とドレイン電極１１
１との間に印加されると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏
層を張り出してこの高電圧に耐えることになる。その結
果、このＮ型耐圧層１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとな
り、上述したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増
加効果との両方の原因により電力損失を発生する。しか
し、この実施例では単結晶ＳｉＣを素材とするので、Ｎ
型耐圧層１０５の厚さ及び不純物濃度を従来のＳｉに比
較して大幅に向上することができる。
【００４９】以下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧を３００Ｖ
とする場合のＮ型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓ
ｉの場合、その降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、
簡単にこの耐圧３００ＶをＮ型耐圧層１０７で負担する
と考えると、耐圧層の必要厚さは約２０μｍ、その不純
物濃度は１×１０15原子／ｃｍ3 、抵抗率は約５Ω・ｃ
ｍとなる。
【００５０】一方、ＳｉＣの降伏電界強度を４００Ｖ／
μｍとすると、Ｎ型耐圧層１０５の必要厚さは約４μ
ｍ、その不純物濃度は２×１０16原子／ｃｍ3 、抵抗率
は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、ＳｉＣのＭ
ＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵抗はＳ
ｉのＭＯＳパワートランジスタのＮ型耐圧層１０７の抵
抗に比べて１／２０にまで低減できることになる。
【００５１】結局、本実施例のＳｉＣのＭＯＳパワート
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉのそ
れに比較して１／２０に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。
【００５２】すなわち、ＳｉＣを採用したことによるＮ
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器１９を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオードとＳｉのＭ
ＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図６〜図８に示す。ただしそ
れらの耐圧は２５０Ｖとしている。図６はＳｉダイオー
ドの特性を示し、図７はＳｉのＭＯＳパワートランジス
タの特性を示し、図８はＳｉＣのＭＯＳパワートランジ
スタの実験結果を示す。図６〜図８からわかるように、
出力電流７５Ａの条件において本実施例の三相全波整流
器１９は従来の三相全波整流器に比較して電力損失を９
０％以上削減することが可能となった。
【００５３】図９に、ＭＯＳパワートランジスタの要求
耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の一
例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗とＮ
型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネル
抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図８からわ
かるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記抵抗
が支配的となる。
【００５４】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
【００５５】次に、同一チップサイズのＳｉＣのＭＯＳ
パワートランジスタ及びＳｉのＭＯＳパワートランジス
タ（比較例）を組込んだ三相全波整流器１９を採用した
車両用交流発電機の特性を本実施例の参考のために図１
０に示す。ただし、三相全波整流器１９は従来との比較
条件を同一とするためにリアフレーム２の外面に固定し
た。出力電流は約１０％（１２極、５０００ｒｐｍ時）
向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので整流
効率も約３〜５％向上できた。
【００５６】以下、Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタと
ＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタとの耐圧と抵抗値と
の関係について、以下に説明する。なお、上記した各実
施例のＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆは６Ｈ
−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖに設計しているが、
この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆを用いた車両用交流発電機用の三相全波整流器１
９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機１９との抵抗値の解析結果（図９参照）を以
下に理論的に説明する。ただし、ここではソース寄生抵
抗Ｒｓの帰還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視
するものとする。また、回路構造は、図４、図５の縦型
構造とし、チップ面積は等しくする。
【００５７】トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネル抵抗
ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であり、
【００５８】
【数２】ｒｃ＝Ｌ／Ｗ・（１／μｓ・εｓ・εｏ）-1・
（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ））
【００５９】
【数３】 ｒｂ＝４Ｖｂ2 ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者とも１
ｍｍ2 、Ｖｂはブレークダウン電圧（耐圧）である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Ｓｉが１１０
０、ＳｉＣは３７０ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）、チャンネル長
Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者とも２２２
μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であって、Ｓｉが
５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）とした。上
記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの方が抵抗値が小
さくなることがわかった。なお、上記計算では基板をド
レインとしているので、基板をソースとする場合には上
記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効果によるチャン
ネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に増大する筈であ
る。したがって、設計ルールが多少変化しても耐圧１０
０Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタ
が低抵抗となると推定することができる。
【００６０】次に、図１１及び図１２を参照して、本実
施例の整流器１９の構造及び配置方法について更に詳し
く説明する。なお、図１１は三相全波整流器１９の周方
向と直角に切断した断面図を示し、図１２は図１１に図
示される三相全波整流器１９の平面図を示す。整流器１
９はアルミニウム板からなるローサイド基板１９０を有
し、ローサイド基板１９０は凹部１ｂ内の基板接合面１
ｄに密接されている。１ｅはねじであり、周壁１ａに形
成された貫通孔（図示せず）を貫通して、ローサイド基
板１９０に形成された螺子穴（図示せず）に螺入され、
ローサイド基板１９０を周壁１ａに締結している。ロー
サイド基板１９０にはアルミニウム板からなるハイサイ
ド基板１９３は電気絶縁用の耐熱樹脂フィルム１９２
（図１１参照）を挟んで接着されている。
【００６１】ローサイド基板１９０にはＳｉＣチップか
らなるローサイドスイッチ１９ｄ、１９ｅ、１９ｆの基
板（図５の１０６）がはんだにより固定されており、ハ
イサイド基板１９３にはＳｉＣチップからなるハイサイ
ドスイッチ１９ａ、１９ｂ、１９ｃの基板（図４の１０
６）がはんだにより固定されている。ローサイドスイッ
チ１９ｄ、１９ｅ、１９ｆの表面にはゲート電極１０８
（図５参照）及びソース電極１１１（図５参照）がコン
タクト電極として露出しており、ソース電極１１１には
ブスバー１９７Ｕ、１９７Ｖ、１９７Ｗが個別に例えば
調音波により接合されている。また、ゲート電極１０８
には制御電極線をなす３本の良熱伝導性のバー１９８の
先端が例えば調音波により接合されており、これらバー
１９８は電圧調整器１８から伸びている。
【００６２】ハイサイドスイッチ１９ａ、１９ｂ、１９
ｃの表面にはゲート電極１０８（図４参照）及びドレイ
ン電極１１１（図４参照）がコンタクト電極として露出
しており、ドレイン電極１１１にはブスバー１９７Ｕ、
１９７Ｖ、１９７Ｗが個別に例えば調音波接合により接
合されている。また、ゲート電極１０８には制御電極線
をなす３本の良熱伝導性のバー１９９の先端が例えば調
音波接合により接合されており、これらバー１９９は電
圧調整器１８から伸びている。ハイサイド基板１９３の
裏面には銅又はアルミニウムのボルトからなるＢ端子１
９４が固定されている。これらの組立が完了した後、例
えば樹脂モールドにより各チップがモールドされてて整
流器１９が完成される。
【００６３】この整流器１９は、凹部１ｂに収容され、
ねじ１ｅにより周壁１ａに固定された後、ポッティング
により樹脂１９１が流し込まれ、ドライブフレーム１と
一体とされる。整流器１９からリヤ側へ延設される３本
の入力用のブスバー１９７Ｕ、１９７Ｖ、１９７Ｗは三
相電機子巻線５の各コイルエンド５１Ｕ、５１Ｖ、５１
Ｗにかしめ具５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗにより個別に締結
される。Ｂ端子１９４は（図示せず）１１に示すよう
に、ドライブフレーム１の後端近傍の切り欠きから径外
方向へ突出されている。
【００６４】以上説明したように本実施例によれば、三
相全波整流器１９の発熱が大きく下がったこと及びＳｉ
Ｃが耐熱性に優れるために、フレーム１、２内に導入さ
れた直後の低温の冷却空気流を整流器１９にあてなくて
も、フレーム１、２への伝熱冷却のみで充分となり、三
相全波整流器１９をドライブフレーム１の凹部１ｂ内に
収容しても、整流器１９内において後述する半導体整流
素子チップとその基板をなす後述する金属板とを接合す
るはんだの温度を疲労限界温度である２００℃以下に抑
えることができる。
【００６５】この結果、三相全波整流器１９をリアフレ
ーム２の後端壁に固定する必要がなく、三相全波整流器
１９への排気管（図示せず）からの輻射熱の影響を排除
することができ、従来のように三相全波整流器１９と排
気管との間に遮熱構造を介設する必要もなり、構造、工
程の簡素化が実現する。また、従来では、リアフレーム
２の後端壁に固定された大型の冷却フィンを有する三相
全波整流器１９が、後端壁に設けた冷却空気流入窓Ｗか
らの冷却空気流の導入の妨げとなっていたが、この問題
も解消することができ、三相電機子巻線５や界磁コイル
１０の冷却も充分に行うことができる。更に、三相全波
整流器１９はドライブフレーム１の周壁１ａ内に収容さ
れているので、整流器１９の機械的な保護も充分に確保
することができる。なお、基板１９０はドライブフレー
ム１を通じて車体にアースされている。 （実施例２）本発明の他の実施例を図１３、図１４を参
照して説明する。ただし、実施例１の構成要素と同一機
能を有する構成要素には同一符号を付して、理解を容易
とする。
【００６６】この実施例では、図１１、図１２に示す整
流器１９に更に電圧調整器１８の機能を発揮するＳｉ−
バイポーラモノリシックＩＣチップを良熱伝導性基板１
９０にはんだで固定し、樹脂モールドして整流器兼電圧
調整器２９０を形成し、この整流器兼電圧調整器２９０
をドライブフレーム１の前端壁（プーリー側端壁）１ｆ
に固定した点に特徴を有する。
【００６７】更に説明すると、ドライブフレーム１の前
端壁１ｆには前方に突出するリング状の壁部１ｇが設け
られており、この壁部１０２により形成される部分輪板
状の凹部１ｍ内に整流器兼電圧調整器２９０が収容され
ている。なお、この実施例では、凹部１ｍの形状に合わ
せて上述した良熱伝導性基板１９０も部分輪板状に形成
されている。整流器兼電圧調整器２９０は図１２と同様
に不図示のネジで前端壁１ｆの外面に密着されており、
その後、実施例１と同様にポッティング樹脂１ｃにより
封止されている。
【００６８】この実施例では、ＳｉＣーＭＯＳトランジ
スタで構成されて低損失の半導体整流素子で整流を行う
とともに、界磁電流をスイッチングするトランジスタも
ＳｉＣーＭＯＳトランジスタを採用するので、整流器兼
電圧調整器２９０の冷却構造が従来より格段に小型とな
る。その結果、整流器兼電圧調整器２９０をドライブフ
レーム１の前端壁１ｆに固定しても、プーリ２００にベ
ルト２０１を掛ける場合でも、なんら作業の支障となる
ことがない。
【００６９】なお、実施例１、２において、リアフレー
ム２側から内部に導入する冷却空気流量よりドライブフ
レーム１側から内部に導入する冷却空気流量を増大する
ことが好ましい。これは、従来においてはリアフレーム
２の後端壁に固定せざるを得なかった整流器の冷却のた
めにリアフレーム２の後端壁から大量の冷却空気流を導
入する必要があったが、この冷却空気流は排気管などで
加熱されて温度が上昇しており、冷却効果が劣るという
問題があった。これに対し、実施例１、２では、冷却空
気流をリヤ側から大量に流入させる必要性がなく、フロ
ント側から大量に流入させることができ、冷却効果の一
層の向上を図ることができる。 （実施例３）本発明の他の実施例を図１５を参照して説
明する。ただし、実施例１の構成要素と同一機能を有す
る構成要素には同一符号を付して、理解を容易とする。
【００７０】この実施例では、実施例１において、凹部
１ｂの形成を実施例１と変更したものである。すなわ
ち、この実施例では、整流器１９を後方から前方へ移動
して、ドライブフレーム１の周壁１ａに設けた穴１ｎか
ら前方へＢ端子１９４を突出させ、その後、１９７Ｕ〜
１９７Ｗと５１Ｕ〜５１Ｗを接続する。その後、樹脂１
ｃによるモールドを行う。この実施例では、凹部１ｂを
区画する外周側の壁部３００は前方へ延設されたリアフ
レーム２の周壁２ａの延長部分２ｂからなる。１ｃのポ
ッテッィング形成後、ドライブフレーム１とリアフレー
ム２とを嵌合して組立を完了する。もちろん、この実施
例においてもＢ端子１９４を径外方向に突出させること
は可能であり、実施例１においても実施例３と同じ方向
にＢ端子１９４を突出させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の車両用交流発電機の断面図である。
【図２】図１の車両用交流発電機の回路図である。
【図３】図１の三相全波整流器の一相分を示すインバー
タ回路の等価回路図である。
【図４】図１の三相全波整流器のハイサイドスイッチ１
９ａ、１９ｂ、１９ｃを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図５】図１の三相全波整流器のローサイドスイッチ１
９ｄ、１９ｅ、１９ｆを構成するＭＯＳパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図６】従来のＳｉを素材とするＰＮダイオードの電圧
−電流特性図である。
【図７】従来のＳｉを素材とするＭＯＳパワートランジ
スタの電圧−電流特性図である。
【図８】本実施例のＳｉＣを素材とするＭＯＳパワート
ランジスタの電圧−電流特性図である。
【図９】図７及び図８のＭＯＳパワートランジスタの耐
圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。
【図１０】Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器とＳｉＣ−ＭＯＳパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。
【図１１】整流器１９近傍の軸方向拡大断面図である。
【図１２】図１１のＡ−Ａ線矢視平面図である。
【図１３】実施例２の車両用交流発電機の軸方向断面図
である。
【図１４】図１３の車両用交流発電機のプーリー側から
みた正面図である。
【図１５】実施例３の車両用交流発電機のの軸方向断面
図である。
【符号の説明】
５は三相電機子巻線、２１がバッテリ、１９ａ〜１９ｃ
はハイサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１９ｄ〜１
９ｆはローサイドのＭＯＳパワートランジスタ、１８は
電圧調整器、１９は三相全波整流器。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】エンジンに近接配置されるハウジングと、
    前記ハウジングに固定される半導体整流素子で構成され
    る整流器とを有する車両用交流発電機において、 前記半導体整流素子は、表面に反転チャンネルが形成さ
    れる一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルによ
    り導通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域
    を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材として形成されるＭＯ
    Ｓトランジスタからなるとともに前記ハウジングの周壁
    に固定されることを特徴とする車両用交流発電機。
  2. 【請求項２】エンジンに近接配置されるハウジングと、
    前記ハウジングに固定される半導体整流素子で構成され
    る整流器とを有する車両用交流発電機において、 前記半導体整流素子は、表面に反転チャンネルが形成さ
    れる一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルによ
    り導通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域
    を含む基板が単結晶ＳｉＣを素材として形成されるＭＯ
    Ｓトランジスタからなるとともに前記ハウジングのプー
    リー側端壁に固定されることを特徴とする車両用交流発
    電機。
  3. 【請求項３】前記半導体整流素子は、前記周壁又は前記
    プーリー側端壁に形成された凹部内に固定される請求項
    １又は２記載の車両用交流発電機。
  4. 【請求項４】前記ＭＯＳトランジスタは、三相電機子巻
    線の各出力端と高位直流出力端とを接続するハイサイド
    スイッチと前記各出力端と低位直流出力端とを接続する
    ローサイドスイッチとからなり、前記ローサイドスイッ
    チをなす前記ＭＯＳトランジスタの前記一主電極は前記
    発電機のハウジングに直接固定され、前記ハイサイドス
    イッチをなす前記ＭＯＳトランジスタの前記一主電極は
    前記発電機のハウジングに絶縁層を介して固定される請
    求項１乃至３記載の車両用交流発電機。
JP7139738A 1995-06-06 1995-06-06 車両用交流発電機 Pending JPH08336268A (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP7139738A JPH08336268A (ja) 1995-06-06 1995-06-06 車両用交流発電機
GB9611865A GB2301950A (en) 1995-06-06 1996-06-06 AC generator for vehicle

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP7139738A JPH08336268A (ja) 1995-06-06 1995-06-06 車両用交流発電機

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH08336268A true JPH08336268A (ja) 1996-12-17

Family

ID=15252232

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP7139738A Pending JPH08336268A (ja) 1995-06-06 1995-06-06 車両用交流発電機

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JPH08336268A (ja)
GB (1) GB2301950A (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016059275A (ja) * 2014-09-10 2016-04-21 インフィネオン テクノロジーズ アーゲーＩｎｆｉｎｅｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ａｇ 整流装置と整流器構成
KR20180057905A (ko) * 2016-11-23 2018-05-31 (주)레코디아 정류자 분리 구조의 차량용 교류 발전기
CN110855093A (zh) * 2019-12-06 2020-02-28 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种功率管环形布置的驱动总成和交通工具

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008037294A1 (de) * 2006-09-26 2008-04-03 Robert Bosch Gmbh Elektrische maschine, insbesondere drehstromgenerator für fahrzeuge

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4980588A (en) * 1986-02-14 1990-12-25 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Water-cooled vehicle generator
JPH0429547A (ja) * 1990-05-23 1992-01-31 Nippondenso Co Ltd 車両用交流発電機
JP3223671B2 (ja) * 1993-12-07 2001-10-29 株式会社デンソー 車両用交流発電機の三相全波整流器
GB2289581A (en) * 1994-05-14 1995-11-22 Marconi Gec Ltd Alternator and static converter system

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016059275A (ja) * 2014-09-10 2016-04-21 インフィネオン テクノロジーズ アーゲーＩｎｆｉｎｅｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ａｇ 整流装置と整流器構成
US10291108B2 (en) 2014-09-10 2019-05-14 Infineon Technologies Ag Rectifying devices and rectifier arrangements
KR20180057905A (ko) * 2016-11-23 2018-05-31 (주)레코디아 정류자 분리 구조의 차량용 교류 발전기
CN110855093A (zh) * 2019-12-06 2020-02-28 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种功率管环形布置的驱动总成和交通工具
CN110855093B (zh) * 2019-12-06 2020-11-06 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种功率管环形布置的驱动总成和交通工具

Also Published As

Publication number Publication date
GB9611865D0 (en) 1996-08-07
GB2301950A (en) 1996-12-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100275658B1 (ko) 효율적인 고온 작동용의 밀봉된 정류장치를 가진 차량용 교류 발전기
JP3374491B2 (ja) 車両用発電電動装置
US5726557A (en) Vehicular electric power system
EP0778664A1 (en) Alternating current generator for motor vehicles
JP4147987B2 (ja) 多相式交流回転電機
JP3508363B2 (ja) 車両用電源システム
JP3458530B2 (ja) 交流発電機の整流電圧調整装置
JP3415326B2 (ja) 車両用発電機の出力制御装置
JPH08331773A (ja) 車両用電源システム
US9450477B2 (en) B+ mounted integrated active rectifier electronics
KR100267830B1 (ko) 차량용 교류발전기
JP3223671B2 (ja) 車両用交流発電機の三相全波整流器
JPH08336239A (ja) 車両用交流発電機の制御装置
JPH08336268A (ja) 車両用交流発電機
JPH08336267A (ja) 車両用交流発電機
JPH08336259A (ja) 車両用交流発電機
JP3575110B2 (ja) 車両用交流発電機
JPH07163148A (ja) 車両用交流発電機の三相全波整流器
JPH07170797A (ja) 車両用交流発電機の励磁電流制御装置
JPH07170746A (ja) 車両用交流発電機の三相全波整流器
JPH08336298A (ja) 車両用交流発電機の制御装置
JP2005051926A (ja) ブラシレスモータ制御回路
JP2003244913A (ja) 車両用交流発電機の電圧制御装置
JP2004201467A (ja) 多相交流回転電機搭載インバータ
JPH08308141A (ja) 車両用発電装置