CN112189302A - 不间断电源装置 - Google Patents

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Abstract

在该不间断电源装置(U1)中，在商用交流电源(41)的停电时，使开关(1)断开而将商用交流电源(41)和交流输入滤波器(2)电气地切离，在作为第1及第2电容器(C1、C2)的端子间电压(Ep、En)之差的直流电压(ΔE＝Ep－En)超过了阈值电压(ETH)的情况下，使变换器(3)中包含的第1及第2 IGBT元件(Q1、Q2)或第3及第4 IGBT元件(Q3、Q4)接通及断开，使直流电压(ΔE)减小。

Description

不间断电源装置
技术领域
本发明涉及不间断电源装置，特别涉及三相4线式的不间断电源装置。
背景技术
例如在日本特开2013－176296号公报(专利文献1)中，公开了三相3线式的不间断电源装置。该不间断电源装置具备：变换器(converter)，在交流电源健全时，将来自交流电源的交流电压变换为第1～第3直流电压并向第1～第3直流线路输出，在交流电源停电时，其运转被停止；直流电压变换器，在交流电源停电时，将来自直流电力供给源的第4直流电压变换为第1～第3直流电压并向第1～第3直流线路供给；以及逆变器(inverter)，将来自变换器及直流电压变换器的第1～第3直流电压变换为交流电压，向负载供给。
该不间断电源装置还具备：第1电容器，连接在第1及第2直流线路间；第2电容器，连接在第2及第3直流线路间；第1及第2电压检测器，分别检测第1及第2电容器的端子间电压；运算器，求出作为第1及第2电压检测器的检测值之和的第1电压、和作为第1及第2电压检测器的检测值之差的第2电压；第1控制部，在交流电源健全时对变换器进行控制，以使第1电压成为参照电压，并且没有第2电压；以及第2控制部，在交流电源停电时对直流电压变换器进行控制，以使第1电压成为参照电压，并且没有第2电压。
因而，通过该不间断电源装置，能够将第1及第2电容器的端子间电压之和维持为参照电压，并将第1及第2电容器的端子间电压之差维持为0V。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013－176296号公报
发明内容
发明要解决的课题
在负载包括三相变压器及负载主体部的情况下，在三相变压器中流过三相励磁电流，不间断电源装置的三相输出电流分别成为正负非对称波形。在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部都是三相3线式的情况下，由于流到三相变压器中的三相交流电流之和为0，所以第1及第2电容器的端子间电压成为不平衡的可能性较小。
但是，在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部是三相4线式的情况下，由于在中性点线路中流过电流，所以流到三相变压器中的三相交流电流之和不为0，成为正负非对称波形，第1及第2电容器的端子间电压有可能成为不平衡。特别是，在负载电流较小的情况下，由于在交流电源停电时直流电压变换器的输出电流变小，所以第1及第2电容器的端子间电压有可能成为不平衡。
所以，本发明的主要目的是提供一种三相4线式的不间断电源装置，负载包括三相变压器及负载主体部，在负载电流较小的情况下也能够消除停电时的第1及第2电容器的端子间电压的不平衡。
用来解决课题的手段
有关本发明的不间断电源装置具备：第1～第3直流线路；第1电容器，连接在第1及第2直流线路间；第2电容器，连接在第2及第3直流线路间；中性点线路，与三相4线式的交流电源的中性点端子、第2直流线路及三相4线式的负载的中性点端子连接；开关，对应于交流电源的各相而设置，一个端子接受从交流电源供给的对应的相的交流电压，在交流电源健全时被接通，在交流电源停电时被断开；交流输入滤波器，包括连接在开关的另一个端子与中性点线路之间的第3电容器、及一个端子与开关的另一个端子连接的电抗器；变换器，连接在电抗器的另一个端子与第1～第3直流线路之间，包括构成为能够对交流电压和第1～第3直流电压进行相互变换的第1多电平电路，在交流电源健全时，将来自交流电源的交流电力变换为直流电力而向第1～第3直流线路供给；直流电压变换器，连接在直流电力供给源与第1～第3直流线路之间，包括构成为能够对从直流电力供给源供给的第4直流电压和第1～第3直流电压进行相互变换的第2多电平电路，在交流电源停电时，将来自直流电力供给源的直流电力向第1～第3直流线路供给；逆变器，设在第1～第3直流线路与负载之间，包括构成为能够对第1～第3直流电压和交流电压进行相互变换的第3多电平电路，将从变换器及直流电压变换器供给的直流电力变换为交流电力而向负载供给；第1及第2电压检测器，分别检测第1及第2电容器的端子间电压；运算器，基于第1及第2电压检测器的检测结果，求出作为第1及第2电容器的端子间电压之和的第1电压、和作为第1及第2电容器的端子间电压之差的第2电压；第1控制部，在交流电源健全时，对变换器进行控制，以使第1电压成为第1参照电压、并且第2电压消失，在交流电源停电时，在第2电压的绝对值比第1阈值电压小的第1情况下使变换器停止，在第2电压的绝对值比第1阈值电压大的第2情况下，对变换器进行控制，使第2电压减小；以及第2控制部，在交流电源停电时，对直流电压变换器进行控制，以使第1电压成为第1参照电压、并且第2电压消失。
这里，第1多电平电路具有：第1开关元件，连接在第1直流线路与电抗器的另一个端子之间；第1整流元件，正向连接在电抗器的另一个端子与第1直流线路之间；交流开关，连接在电抗器的另一个端子与第2直流线路之间；第2开关元件，连接在电抗器的另一个端子与第3直流线路之间；以及第2整流元件，以顺方向连接在第3直流线路与电抗器的另一个端子之间。在第2情况下，当第1电容器的端子间电压比第2电容器的端子间电压大时，第1控制部通过使第1开关元件接通及断开，使第1电容器放电并将第2电容器充电；当第2电容器的端子间电压比第1电容器的端子间电压大时，第1控制部通过使第2开关元件接通及断开，使第2电容器放电并将第1电容器充电。
发明效果
在该不间断电源装置中，在交流电源停电时，在作为第1及第2电容器的端子间电压之差的第2电压的绝对值超过了规定的阈值电压的情况下，对变换器进行控制，使第2电压减小。即，当第1电容器的端子间电压比第2电容器的端子间电压大时，通过使第1开关元件接通及断开，使第1电容器放电并将第2电容器充电，当第2电容器的端子间电压比第1电容器的端子间电压大时，通过使第2开关元件接通及断开，使第2电容器放电并将第1电容器充电。因而，在负载包括三相4线式的变压器及负载主体部、负载电流较小的情况下，也能够将停电时的第1及第2电容器的端子间电压的不平衡消除。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的整体结构的电路框图。
图2是例示图1所示的负载的结构的电路框图。
图3是表示图1所示的变换器及逆变器的结构的电路图。
图4是表示图1所示的直流电压变换器的结构的电路图。
图5是表示图1所示的控制装置中的与变换器及直流电压变换器的控制关联的部分的框图。
图6是表示图5所示的控制部53的结构的框图。
图7是表示图6所示的电压指令生成电路的结构的框图。
图8是表示图5所示的控制部54的结构的框图。
图9是表示图3所示的变换器的一相的结构的等效电路图。
图10是表示图6所示的控制部53的动作的时序图。
图11是表示图3所示的变换器的各相支路中包含的4个IGBT元件的开关样式的图。
图12是表示图11所示的各模式下的各相支路的动作的电路图。
图13是表示图6所示的控制部53的动作的另一时序图。
图14是表示Ep>En的情况下的变换器的一相的动作的等效电路图。
图15是表示Ep>En的情况下的变换器的一相的动作的另一等效电路图。
图16是表示Ep>En的情况下的变换器的一相的动作的又一等效电路图。
图17是表示图6所示的控制部53的动作的又一时序图。
图18是表示Ep<En的情况下的变换器的一相的动作的等效电路图。
图19是表示Ep<En的情况下的变换器的一相的动作的另一等效电路图。
图20是表示Ep<En的情况下的变换器的一相的动作的又一等效电路图。
图21是表示图8所示的控制部54的动作的时序图。
图22是表示图4所示的IGBT元件Q1D～Q4D的开关样式的图。
图23是表示图22所示的3个模式下的直流电压变换器的动作的电路图。
图24是表示图8所示的控制部54的动作的另一时序图。
图25是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置中包含的控制部的结构的框图。
图26是表示图25所示的控制部的动作的时序图。
图27是表示图25所示的控制部的动作的另一时序图。
图28是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置中包含的控制部的结构的框图。
图29是表示本发明的实施方式4的不间断电源装置的主要部分的电路图。
图30是表示在图29中说明的变换器的各相支路中包含的4个IGBT元件的开关样式的图。
图31是表示图30所示的各模式下的各相支路的动作的电路图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置U1的整体结构的框图。在图1中，不间断电源装置U1是三相4线式，具备开关1、交流输入滤波器2、变换器3、逆变器4、交流输出滤波器5、直流电压变换器(图中表示为“DC/DC”)6、控制装置10、直流线路L1～L3、中性点线路L4、电容器C1、C2、电压检测器31、34、35、36、电流检测器32、37及停电检测器33。
开关1包括开关1R、1S、1T。开关1R、1S、1T的一个端子与三相4线式的商用交流电源41的R相端子TR、S相端子TS及T相端子TT分别连接，分别接受从商用交流电源41供给的R相电压VR、S相电压VS、T相电压VT。商用交流电源41的中性点端子TN与中性点线路L4的一端连接。
开关1R、1S、1T被控制装置10控制，在从商用交流电源41正常供给三相交流电力的情况下(商用交流电源41健全时)被接通，在来自商用交流电源41的三相交流电力的供给被停止的情况下(商用交流电源41停电时)被断开。开关1R、1S、1T在商用交流电源41停电时被断开，将商用交流电源41和交流输入滤波器2电气地切离。
交流输入滤波器2是由电容器11(电容器11R、11S、11T)及电抗器12(电抗器12R、12S、12T)构成的三相的LC滤波器电路。电容器11R、11S、11T的一个电极分别与开关1R、1S、1T的另一个端子连接，它们的另一个电极都与中性点线路L4连接。电抗器12R、12S、12T的一个端子分别与开关1R、1S、1T的另一个端子连接，电抗器12R、12S、12T的另一个端子分别与变换器3的3个输入节点连接。
交流输入滤波器2是低通滤波器，使从商用交流电源41供给的商用频率的交流电力在变换器3中通过，防止由变换器3产生的开关频率的信号向商用交流电源41侧通过。
直流线路L1～L3的一端与变换器3的3个输出节点连接，它们的另一端与逆变器4的3个输入节点连接。直流线路L2与中性点线路L4连接。此外，直流线路L1～L3与直流电压变换器6的3个高电压侧节点连接。直流线路L1～L3通过变换器3及直流电压变换器6分别被设为正电压、中性点电压及负电压。
电容器C1连接在直流线路L1、L2间，使直流线路L1、L2间的直流电压Ep平滑化及稳定化。电容器C2连接在直流线路L2、L3间，使直流线路L2、L3间的直流电压En平滑化及稳定化。
变换器3被控制装置10控制，在商用交流电源41健全时，将从商用交流电源41经由交流输入滤波器2供给的三相交流电力变换为直流电力，将该直流电力经由直流线路L1～L3向逆变器4及直流电压变换器6供给。
此时，控制装置10对变换器3进行控制，以使直流电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr(第1参照电压)，并且直流电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En成为0。
此外，控制装置10在商用交流电源41停电时，在直流电压ΔE比阈值电压ETH小的情况下使变换器3的运转停止，在直流电压ΔE比阈值电压ETH大的情况下，对变换器3进行控制，使直流电压ΔE减小。
逆变器4被控制装置10控制，将来自变换器3及直流电压变换器6的直流电力变换为商用频率的三相交流电力。如后述那样，变换器3、逆变器4及直流电压变换器6分别包括三电平电路。由逆变器4生成的三相交流电力经由交流输出滤波器5向负载42供给。
交流输出滤波器5是由电抗器18(电抗器18U、18V、18W)及电容器19(电容器19U、19V、19W)构成的三相的LC滤波器电路。电抗器18U、18V、18W的一个端子与逆变器4的3个输出节点分别连接，它们的另一个端子与三相4线式的负载42的U相端子TU、V相端子TV及W相端子TW分别连接。
电容器19U、19V、19W的一个电极与电抗器18U、18V、18W的另一个端子分别连接，它们的另一个电极都与中性点线路L4连接。交流输出滤波器5是低通滤波器，使由逆变器4生成的商用频率的三相交流电力在负载42中通过，防止由逆变器4产生的开关频率的信号在负载42中通过。负载42的中性点端子TNA与中性点线路L4连接。负载42通过从不间断电源装置U1供给的三相交流电力而被驱动。
图2是例示负载42的结构的电路框图。在图2中，负载42包括三相4线式的变压器43和三相4线式的负载主体部46。变压器43包括3个初级绕线44U、44V、44W和3个次级绕线45U、45V、45W。初级绕线44U、44V、44W的一个端子与负载42的U相端子TU、V相端子TV及W相端子TW分别连接，它们的另一个端子都与负载42的中性点端子TNA连接。
次级绕线45U、45V、45W的一个端子与负载主体部46的U相端子46U、V相端子46V及W相端子46W分别连接，它们的另一个端子都与负载主体部46的中性点端子46N连接。从不间断电源装置U1供给的三相交流电压被变压器43例如降压而向负载主体部46供给，使负载主体部46驱动。
回到图1，在直流电压变换器6的2个低电压侧节点间，连接着电池B1(电力储存装置)。直流电压变换器6被控制装置10控制，在商用交流电源41健全时，将由变换器3生成的直流电力向电池B1积蓄。此时，控制装置10对直流电压变换器6进行控制，以使电池B1的端子间电压VB成为参照电池电压VBr(第2参照电压)。
此外，直流电压变换器6被控制装置10控制，在商用交流电源41停电时，将电池B1的直流电力经由直流线路L1～L3向逆变器4供给。此时，控制装置10对直流电压变换器6进行控制，以使直流电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr、并且直流电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En成为0V。
另外，也可以代替电池B1而将电容器(例如双电层电容器)与直流电压变换器6连接。此外，在本实施方式1中，电池B1被设置在不间断电源装置U1的外部，但电池B1也可以内置在不间断电源装置U1中。
进而，也可以代替电池B1而连接直流电力供给源(例如燃料电池)。在此情况下，在商用交流电源41健全时，直流电压变换器6的运转被停止。
电压检测器31检测开关1R、1S、1T的另一个端子的交流电压VR、VS、VT的瞬时值，将表示三相交流电压VR、VS、VT的三相电压信号向控制装置10及停电检测器33输出。电流检测器32包括电流检测器32R、32S、32T，检测向变换器3的3个输入节点流入的交流电流IR、IS、IT的瞬时值，将表示三相交流电流IR、IS、IT的三相电流信号向控制装置10输出。
停电检测器33基于来自电压检测器31的三相电压信号，判别是否发生了商用交流电源41的停电，输出表示其判别结果的停电信号PC。在商用交流电源41健全时，停电信号PC成为非激活电平的“L”电平。在商用交流电源41停电时，停电信号PC成为激活电平的“H”电平。停电信号PC向控制装置10供给。
电压检测器34检测电容器C1的端子间电压Ep，将表示检测到的电压Ep的信号向控制装置10输出。电压检测器35检测电容器C2的端子间电压En，将表示检测到的电压En的信号向控制装置10输出。电压检测器36检测电池B1的端子间电压VB，将表示检测到的电压VB的信号向控制装置10输出。电流检测器37检测从电池B1输出的电流IB，将表示检测到的电流IB的信号向控制装置10输出。
控制装置10对开关1、变换器3、逆变器4、直流电压变换器6的动作进行控制。变换器3、逆变器4及直流电压变换器6由包括半导体开关元件的半导体开关构成，在后面详细地说明。另外，在本实施方式1中，作为半导体开关元件而使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)。此外，在本实施方式1中，作为半导体开关元件的控制方式而应用PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制。
控制装置10接受来自电压检测器31的三相电压信号、来自电流检测器32的三相电流信号、表示电压检测器34检测到的电压Ep的信号、表示电压检测器35检测到的电压En的信号、来自停电检测器33的停电信号PC、表示电压检测器36检测到的电压VB的信号、表示电流检测器37检测到的电流IB的信号等，对不间断电源装置U1整体进行控制。
图3是表示图1所示的变换器3及逆变器4的结构的电路图。在图3中，变换器3包括R相支路(arm)3R、S相支路3S及T相支路3T。逆变器4包括U相支路4U、V相支路4V及W相支路4W。
变换器3的各相支路(3R、3S、3T)及逆变器4的各相支路(4U、4V、4W)都构成为三电平电路，包括4个IGBT元件和6个二极管。详细地讲，R相支路3R包括IGBT元件Q1R～Q4R和二极管D1R～D6R。S相支路3S包括IGBT元件Q1S～Q4S和二极管D1S～D6S。T相支路3T包括IGBT元件Q1T～Q4T和二极管D1T～D6T。U相支路4U包括IGBT元件Q1U～Q4U和二极管D1U～D6U。V相支路4V包括IGBT元件Q1V～Q4V和二极管D1V～D6V。W相支路4W包括IGBT元件Q1W～Q4W和二极管D1W～D6W。
以下，为了概括地说明变换器3的各相支路及逆变器4的各相支路，将标号R、S、T、U、V、W一起表示为标号“x”。IGBT元件Q1x～Q4x被串联地连接在直流线路L1、L3间。二极管D1x～D4x分别被反向并联连接在IGBT元件Q1x～Q4x上。二极管D5x连接在IGBT元件Q1x、Q2x的连接点和直流线路L2上。二极管D6x连接在IGBT元件Q3x、Q4x的连接点和直流线路L2上。
另外，二极管D5x的阴极连接在IGBT元件Q1x、Q2x的连接点上，二极管D5x的阳极连接在直流线路L2上。二极管D6x的阳极连接在IGBT元件Q3x、Q4x的连接点上，二极管D6x的阴极连接在直流线路L2上。二极管D1x～D4x作为续流二极管发挥功能，二极管D5x、D6x作为钳位二极管发挥功能。
变换器3包括3个输入节点3a～3c。输入节点3a与电抗器12R(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2R、Q3R的连接点连接。输入节点3b与电抗器12S(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2S、Q3S的连接点连接。输入节点3c与电抗器12T(图1)的另一个端子连接，并且与IGBT元件Q2T、Q3T的连接点连接。
逆变器4包括3个输出节点4a～4c。输出节点4a与IGBT元件Q2U、Q3U的连接点连接，并且与电抗器18U(图1)的一个端子连接。输出节点4b与IGBT元件Q2V、Q3V的连接点连接，并且与电抗器18V(图1)的一个端子连接。输出节点4c与IGBT元件Q2W、Q3W的连接点连接，并且与电抗器18W(图1)的一个端子连接。
图4是表示图1所示的直流电压变换器6的结构的电路图。在图4中，直流电压变换器6包括半导体开关21及电抗器22。半导体开关21构成为三电平电路，包括串联地连接在直流线路L1、L3间的IGBT元件Q1D～Q4D、以及与IGBT元件Q1D～Q4D分别反向并联连接的二极管D1D～D4D。电抗器22包括电抗器22P、22N。电抗器22P连接在IGBT元件Q1D、Q2D的连接点与电池B1的正极之间。电抗器22N连接在IGBT元件Q3D、Q4D的连接点与电池B1的负极之间。
图5是表示控制装置10(图1)中的与变换器3及直流电压变换器6的控制关联的部分的框图。在图5中，控制装置10包括加法器51、减法器52及控制部53～55。加法器51将由电压检测器34、35检测到的电容器C1、C2的端子间电压Ep、En相加，求出直流线路L1、L3间的直流电压VDC＝Ep+En。减法器52从由电压检测器34检测到的电容器C1的端子间电压Ep减去由电压检测器35检测到的电容器C2的端子间电压En，求出作为电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的直流电压ΔE＝Ep－En。直流电压VDC、ΔE向控制部53～55的各自供给。
控制部53基于来自停电检测器33的停电信号PC、来自电压检测器31的表示三相交流电压VR、VS、VT的信号、来自电流检测器32的表示三相交流电流IR、IS、IT的信号、来自加法器51的表示直流电压VDC(第1电压)的信号、来自减法器52的表示直流电压ΔE(第2电压)的信号，对变换器3进行控制。
具体而言，控制部53在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41健全时)，对变换器3进行控制，以使三相交流电压VR、VS、VT的相位与三相交流电流IR、IS、IT的相位一致、直流电压VDC成为参照直流电压VDCr、直流电压ΔE成为0。
此外，控制部53在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH小的情况下，使变换器3的运转停止。
进而，控制部53在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH大的情况下，对变换器3进行控制，使直流电压ΔE减小。
控制部54、55基于来自停电检测器33的停电信号PC、来自电压检测器36的表示电池电压VB的信号、来自电流检测器37的表示直流电流IB的信号、来自加法器51的表示直流电压VDC的信号、来自减法器52的表示直流电压ΔE的信号，对直流电压变换器6进行控制。
具体而言，控制部54在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)被激活，对直流电压变换器6进行控制，以使与电池电压VB对应的电平的电流IB从电池B1向电容器C1、C2流动、直流电压VDC成为参照直流电压VDCr、并且直流电压ΔE成为0。
控制部55在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41健全时)被激活，对直流电压变换器6进行控制，以使与直流电压VDC对应的电平的电流IB从电容器C1、C2向电池B1流动、，电池电压VB成为参照电池电压VBr。
图6是表示图5所示的控制部53的结构的框图。在图6中，控制部53具备电压指令生成电路61、平衡控制电路62、66、加法器63A～63C、PWM电路64、判定器65及切换电路67。电压指令生成电路61如图7所示，包括参照电压生成电路71、减法器72、76A～76C、直流电压控制电路73、正弦波发生电路74、乘法器75A～75C、电流控制电路77及加法器78A～78C。
参照电压生成电路71生成参照直流电压VDCr。减法器72计算参照直流电压VDCr与来自加法器51(图5)的直流电压VDC之差的电压ΔVDC＝VDCr－VDC。直流电压控制电路73计算用来控制向变换器3的输入侧流动的电流以使电压ΔVDC成为0的电流指令值I*。直流电压控制电路73例如通过将ΔVDC进行比例运算或比例积分运算，计算电流指令值I*。
正弦波发生电路74输出与商用交流电源41的R相电压VR同相的正弦波信号、与商用交流电源41的S相电压VS同相的正弦波信号、以及与商用交流电源41的T相电压VT同相的正弦波信号。正弦波发生电路74在商用交流电源41停电时也输出三相正弦波信号。3个正弦波信号被向乘法器75A～75C分别输入，与电流指令值I*相乘。由此，生成与商用交流电源41的三相交流电压VR、VS、VT同相的电流指令值IR*、IS*、IT*。
减法器76A计算电流指令值IR*与由电流检测器32R检测到的R相电流IR之差。减法器76B计算电流指令值IS*与由电流检测器32S检测到的S相电流IS之差。减法器76C计算电流指令值IT*与由电流检测器32T检测到的T相电流IT之差。
电流控制电路77作为应向电抗器12施加的电压而生成电压指令值VRa*、VSa*、VTa*，以使电流指令值IR*与R相电流IR之差、电流指令值IS*与S相电流IS之差以及电流指令值IT*与T相电流IT之差都为0。电流控制电路77例如通过将电流指令值与由电流检测器检测到的电流值之差按照比例控制或比例积分控制放大而生成电压指令值。
加法器78A将电压指令值VRa*与由电压检测器31检测到的R相电压VR相加，生成电压指令值VR0*。加法器78B将电压指令值VSa*与由电压检测器31检测到的S相电压VS相加，生成电压指令值VS0*。加法器78C将电压指令值VTa*与由电压检测器31检测到的T相电压VT相加，生成电压指令值VT0*。
这样，电压指令生成电路61接受由电压检测器31检测到的三相交流电压VR、VS、VT、由电流检测器32检测到的三相交流电流IR、IS、IT以及由加法器51计算出的直流电压VDC，生成与R相、S相及T相分别对应的电压指令值VR0*、VS0*、VT0*。
回到图6，平衡控制电路62基于来自减法器52(图5)的直流电压ΔE＝Ep－En，生成电压指令值V1*。例如，平衡控制电路62通过将ΔE进行比例运算或比例积分运算，生成电压指令值V1*。在ΔE＝Ep－En>0的情况下，生成电压指令值V1*，以使电容器C1的充电时间比电容器C2的充电时间短。在ΔE＝Ep－En<0的情况下，生成电压指令值V1*，以使电容器C1的充电时间比电容器C2的充电时间长。
加法器63A将电压指令值VR0*、V1*相加，生成电压指令值VR*。加法器63B将电压指令值VS0*、V1*相加，生成电压指令值VS*。加法器63C将电压指令值VT0*、V1*相加，生成电压指令值VT*。
PWM电路64在来自停电检测器33(图1)的停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41健全时)，基于电压指令值VR*、VS*、VT*，输出用来使得由电压检测器31检测的三相交流电压VR、VS、VT与电压指令值VR*、VS*、VT*分别相等的信号。该信号是用来驱动变换器3的各相支路中包含的4个IGBT元件的信号。
此外，PWM电路64在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，输出用来使变换器3的各相支路中包含的4个IGBT元件断开的信号。
判定器65基于来自停电检测器33(图1)的停电信号PC和来自减法器52(图5)的直流电压ΔE，生成信号DT。在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41健全时)，信号DT被设为非激活电平的“L”电平。
在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH小的情况下，信号DT被设为非激活电平的“L”电平。在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)，在直流电压ΔE的绝对值比阈值电压ETH大的情况下，信号DT被设为激活电平的“H”电平。
平衡控制电路66在信号DT是激活电平的“H”电平的情况下被激活，基于直流电压ΔE，对变换器3进行控制，输出用来使直流电压ΔE减小的信号。该信号是用来将变换器3的各相支路中包含的4个IGBT元件驱动的信号。
平衡控制电路66在直流电压ΔE是正电压的情况下(即Ep>En的情况下)，通过对变换器3进行控制以使电容器C1被放电并且电容器C2被充电，使ΔE减小。
此外，平衡控制电路66在直流电压ΔE是负电压的情况下(即Ep<En的情况下)，通过对变换器3进行控制以使电容器C2被放电并且电容器C1被充电，使ΔE减小。
切换电路67在判定器65的输出信号DT是非激活电平的“L”电平的情况下，将PWM电路64与变换器3连接，在信号DT是激活电平的“H”电平的情况下，将平衡控制电路66与变换器3连接。
通过由具有上述结构的控制部53对变换器3进行控制，三相交流电流IR、IS、IT成为与商用交流电源41的三相交流电压VR、VS、VT同相，并且成为正弦波的电流，所以能够使功率因数大致成为1。
图8是表示图5所示的控制部54的结构的框图。在图8中，控制部54具备电压指令生成电路81、平衡控制电路82、加法器83A、83B及PWM电路75。电压指令生成电路81包括参照电压生成电路91、减法器92、电压控制电路93、加法器94及电流控制电路95。
参照电压生成电路91生成参照直流电压VDCr。减法器92计算参照直流电压VDCr与由加法器51(图5)检测到的直流电压VDC之差的电压ΔVDC。电压控制电路93基于由电压检测器36(图1)检测到的电池B1的端子间电压VB，计算与电压ΔVDC对应的电平的电流指令值IB*。电压控制电路93例如通过将ΔVDC进行比例运算或比例积分运算，计算电流指令值IB*。加法器94求出由电压控制电路93生成的电流指令值IB*与由电流检测器37(图1)检测到的电池B1的电流值IB的偏差ΔIB＝IB*－IB。电流控制电路95基于电流指令值IB*与电流值IB的偏差ΔIB，生成电压指令值V*。
这样，电压指令生成电路81接受由电压检测器36检测到的电池电压VB、由电流检测器37检测到的电池电流IB以及由加法器51计算出的直流电压VDC，生成用来将电容器C1、C2的端子间电压Ep、En控制为规定的电压的电压指令值V*。
平衡控制电路82从减法器52(图5)接受直流电压ΔE＝Ep－En，生成电压指令值VB1*。例如，平衡控制电路82通过将直流电压ΔE进行比例运算或比例积分运算，生成电压指令值VB1*。例如在ΔE>0的情况下，平衡控制电路82将电压指令值VB1*设定为负值。另一方面，在ΔE<0的情况下，平衡控制电路82将电压指令值VB1*设定为正值。
加法器83A将电压指令值V*、VB1*相加而生成电压指令值VA*。减法器83B从电压指令值V*减去电压指令值VB1*而生成电压指令值VB*。电压指令值VA*、VB*是用来分别控制半导体开关21的上支路及下支路的电压的指令值，是用来使电压Ep、En之差ΔE成为0的电压Ep、En的指令值。平衡控制电路82、加法器83A及减法器83B构成基于直流电压ΔE及电压指令值V*生成用来分别对电压Ep、En进行控制以使直流电压ΔE＝Ep－En成为0的电压指令值VA*、VB*的指令值生成电路。
PWM电路85在停电信号PC是激活电平的“H”电平的情况下(商用交流电源41停电时)被激活，基于电压指令值VA*、VB*，输出用来将半导体开关21中包含的4个IGBT元件驱动的信号。直流电压变换器6被来自PWM电路85的信号控制，将电池B1的直流电力向逆变器4供给。
PWM电路85在停电信号PC是非激活电平的“L”电平的情况下(商用交流电源41健全时)被无效，不进行直流电压变换器6的PWM控制。另外，在商用交流电源41健全时，直流电压变换器6被控制部55(图5)控制，将直流电力向电池B1积蓄。
图9是表示图3所示的变换器3的一相的结构的等效电路图。在图9中，作为一相的支路而将R相支路3R表示为开关98。开关98包括二极管98a(第1整流元件)、二极管98b(第2整流元件)、连接在变换器3的输入节点3a上的公共端子、和分别与直流线路L1、L2、L3连接的3个切换端子。
二极管98a对应于二极管D1R、D2R(图3)，二极管98b对应于二极管D3R、D4R(图3)。二极管98a的阳极与变换器3的输入节点3a连接，其阴极与直流线路L1连接。即，二极管98a正向(forward direction)连接在输入节点3a与直流线路L1之间。二极管98b的阳极与直流线路L3连接，其阴极与变换器3的输入节点3a连接。即，二极管98b正向连接在直流线路L3与输入节点3a之间。通过该开关98，连接公共端子和3个切换端子中的某1个切换端子。
在该等效电路中，例如逆变器动作中的交流输出为3个电位状态(p、c、n)的某个。p、c、n分别是直流线路L1、L2，l3的电压。直流线路L1、L2、L3的电压分别是正电压、中性点电压及负电压。中性点电压例如是接地电压(0V)。
图10是表示图6所示的控制部53的动作的时序图。在图10中，表示了商用交流电源41健全时的变换器3(三电平PWM变换器)的一相(例如R相)的PWM控制。另外，在以下的说明中，将各相支路中包含的4个IGBT元件的标号表示为Q1～Q4。
在图10中，由于变换器3以功率因数1.0运转，所以输入相电压141及相电流142的极性一致。电压指令信号103是没有被平衡控制电路62(图6)修正的状态的电压指令信号(VR0*)。电压指令信号103通过正弦波发生电路74(图7)而成为与商用交流电源41的R相电压VR同相的正弦波信号。在PWM电路64中，通过将电压指令信号103与参照信号101、102的高低比较，决定R相(S相、T相也同样)中包含的4个IGBT元件的开关样式。该情况下的相支路的IGBT元件Q1～Q4的开关样式为开关样式111～114，变换器3的输出电压为相电压106。
参照信号101、102分别是与商用频率相比充分高的开关频率的三角波信号。参照信号101的相位及振幅与参照信号102的相位及振幅一致。参照信号101在0V与正侧峰值电压之间变化。参照信号102在负侧峰值电压与0V之间变化。电压指令信号103的振幅比参照信号101、102的振幅之和小。
在电压指令信号103的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2被接通，IGBT元件Q3、Q4被断开。在电压指令信号103的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3被接通，IGBT元件Q1、Q4被断开。在电压指令信号103的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4被接通，IGBT元件Q1、Q2被断开。
电压指令信号104是在Ep<En的情况下被平衡控制电路62修正后的电压指令信号(VR*)，是对电压指令信号103加上调整信号Vc1后的信号。在PWM电路64中，通过将电压指令信号104与参照信号101、102的高低比较，决定R相(S相、T相也同样)中包含的4个IGBT元件的开关样式。该情况下的相支路的IGBT元件Q1～Q4的开关样式为开关样式121～124，变换器3的输出电压为相电压107。
在电压指令信号104的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2被接通，IGBT元件Q3、Q4被断开。在电压指令信号104的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3被接通，IGBT元件Q1、Q4被断开。在电压指令信号104的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4被接通，IGBT元件Q1、Q2被断开。
根据图10可知，在Ep<En的情况下(开关样式121～124)，与Ep＝En的情况下(开关样式111～114)相比，IGBT元件Q1、Q2的接通时间(电容器C1的充电时间)变长，并且IGBT元件Q3、Q4的接通时间(电容器C2的充电时间)变短。因而，ΔE＝Ep－En减小。
电压指令信号105是在Ep>En的情况下被平衡控制电路62修正后的电压指令信号(VR*)，是对电压指令信号103加上调整信号Vc2后的信号。在PWM电路64中，通过将电压指令信号105与参照信号101、102的高低比较，决定R相(S相、T相也同样)中包含的4个IGBT元件的开关样式。该情况下的相支路的IGBT元件Q1～Q4的开关样式为开关样式131～134，变换器3的输出电压为相电压108。
在电压指令信号105的电平比参照信号101的电平高的情况下，IGBT元件Q1、Q2被接通，IGBT元件Q3、Q4被断开。在电压指令信号105的电平处于参照信号101、102的电平之间的情况下，IGBT元件Q2、Q3被接通，IGBT元件Q1、Q4被断开。在电压指令信号105的电平比参照信号102的电平低的情况下，IGBT元件Q3、Q4被接通，IGBT元件Q1、Q2被断开。
根据图10可知，在Ep>En的情况下(开关样式131～134)，与Ep＝En的情况(开关样式111～114)相比，IGBT元件Q1、Q2的接通时间(电容器C1的充电时间)变短，并且IGBT元件Q3、Q4的接通时间(电容器C2的充电时间)变长。因而，ΔE＝Ep－En减小。
另外，电压指令信号103对应于来自电压指令生成电路61(图6)的电压指令值(VR0*、VS0*、VT0*)，调整信号Vc1、Vc2分别对应于来自平衡控制电路62的电压指令值V1*。电压指令值V1*在Ep<En的情况下是正，在Ep>En的情况下为负。
根据图10可知，相支路的IGBT元件的开关样式由3个模式构成。图11是表示图3所示的变换器3的各相支路中包含的4个IGBT元件的开关样式的图。图12(A)～图12(C)是表示图11所示的各模式下的各相支路的动作的电路图。
在图12(A)中表示模式1。在模式1下，IGBT元件Q1、Q2接通，正侧的平滑电容器C1被充电(或放电)。在图12(B)中表示模式2。在模式2下，IGBT元件Q2、Q3接通，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态不怎么变化。在图12(C)中表示模式3。在模式3下，IGBT元件Q3、Q4接通，负侧的平滑电容器C2被充电(或放电)。另外，在图12(A)、图12(C)中，箭头表示在充电时流动的电流的方向。在放电时，电流向与箭头相反方向流动。
在变换器3中，IGBT元件Q1、Q2构成第1开关元件，IGBT元件Q3、Q4构成第2开关元件，二极管D1、D2构成第1整流元件，二极管D3、D4构成第2整流元件。此外、IGBT元件Q2、Q3及二极管D5、D6构成交流开关。
图13(A)～图13(D)是表示图6所示的控制部53的动作的另一时序图。在图13(A)～图13(D)中，表示了在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH、并且Ep>En的情况下的变换器3(三电平PWM变换器)的一相(例如R相)的控制。图13(A)～图13(D)表示在该情况下用来对变换器3的一相的IGBT元件Q1～Q4进行控制的控制信号φ1～φ4的波形。控制信号φ1～φ4由平衡控制电路66(图6)生成。
如果停电信号PC为激活电平的“H”电平，并且直流电压ΔE＝Ep－En的绝对值超过阈值电压ETH，则判定器65(图6)的输出信号DT成为激活电平的“H”电平。如果信号DT被设为“H”电平，则平衡控制电路66被激活，通过切换电路67将平衡控制电路66与变换器3连接。平衡控制电路66的输出信号φ1～φ4经由切换电路67被向变换器3的IGBT元件Q1～Q4的栅极供给。
在ΔE>0的情况下(即Ep>En的情况下)，首先，控制信号φ1、φ2在规定时间T1中以规定频率fc被设为“H”电平及“L”电平，控制信号φ3、φ4被固定为“L”电平(时刻t1～t2)。
如果控制信号φ1、φ2被设为“H”电平，则IGBT元件Q1、Q2接通(模式1)，如图14所示，由开关98(R相支路3R)将直流线路L1与输入节点3a连接。由此，电流从电容器C1的正极经由直流线路L1、开关98(R相支路3R)、输入节点3a、电抗器12R、电容器11R及中性点线路L4向电容器C1的负极流动。由于电容器C1的电容值与电容器11R的电容值相比充分大，所以电容器C1的端子间电压Ep稍稍下降。由此，ΔE＝Ep－En稍稍减小。此外，此时电磁能量被向电抗器12R积蓄。
接着，如果控制信号φ1、φ2被设为“L”电平，则IGBT元件Q1、Q2断开，如图15所示，电流从电抗器12R的一个端子经由电容器11R、中性点线路L4、电容器C2及二极管98b向电抗器12R的另一个端子流动。此时，电抗器12R的电磁能量被释放，电容器C2被充电，电容器C2的端子间电压En稍稍上升。由此，ΔE＝Ep－En稍稍减小。
如果这样反复进行将控制信号φ1、φ2设为“H”电平及“L”电平而使IGBT元件Q1、Q2接通及断开的动作，则ΔE＝Ep－En逐渐减小。根据图14可知，如果电容器11R的端子间电压VR上升而达到直流线路L1的电压Ep，则即使IGBT元件Q1、Q2接通，也不能使电容器C1放电。
所以，在本实施方式1中，在规定时间T1中将控制信号φ1、φ2以规定频率fc设为“H”电平及“L”电平后，如图13(A)～图13(D)所示，在规定时间T2中将控制信号φ2、φ3设为“H”电平。如果控制信号φ2、φ3被设为“H”电平，则IGBT元件Q2、Q3接通(模式2)，如图16所示，电流从电容器11R的一个电极经由电抗器12R、输入节点3a、开关98(R相支路3R)、直流线路L2及中性点线路L4向电容器11R的另一个电极流动。由此，电容器11R的端子间电压VR从正极性反转为负极性(VR＝－Ep)，能够再次使电容器C1放电。
这样，在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH，并且Ep>En的情况下，如由图13(A)～图13(D)表示那样，交替地反复进行将控制信号φ1、φ2在规定时间T1中以规定频率fc设为“H”电平及“L”电平的动作(第1动作)、和在规定时间T2中将控制信号φ2、φ3设为“H”电平的动作(第2动作)。
例如，如果ΔE的绝对值相比阈值电压ETH变小，则判定器65(图6)的输出信号DT成为非激活电平的“L”电平，平衡控制电路66被无效，控制信号φ1～φ4都被设为“L”电平，IGBT元件Q1～Q4被断开。此外，通过切换电路67(图6)，变换器3代替平衡控制电路66而被连接到PWM电路64。
图17(A)～图17(D)是表示图6所示的控制部53的动作的又一时序图，是与图13(A)～图13(D)对比的图。在图13(A)～图13(D)中表示了ΔE>0的情况下(即Ep>En的情况下)的动作，相对于此，在图17(A)～图17(D)中，表示ΔE<0的情况下(即Ep<En的情况下)的动作。
在ΔE<0的情况下(即Ep<En的情况下)，首先，控制信号φ3、φ4在规定时间T1中以规定频率fc被设为“H”电平及“L”电平，控制信号φ1、φ2被固定为“L”电平(时刻t1～t2)。
如果控制信号φ3、φ4被设为“H”电平，则IGBT元件Q3、Q4接通(模式3)，如图18所示，通过开关98(R相支路3R)将输入节点3a与直流线路L3连接。由此，电流从电容器C2的正极经由中性点线路L4、电容器11R、电抗器12R、输入节点3a、开关98(R相支路3R)及直流线路L3向电容器C2的负极流动。由于电容器C2的电容值与电容器11R的电容值相比充分大，所以电容器C2的端子间电压En稍稍下降。由此，ΔE＝En－Ep稍稍减小。此外，此时电磁能量被向电抗器12R积蓄。
接着，如果控制信号φ3、φ4被设为“L”电平，则IGBT元件Q3、Q4断开，如图19所示，电流从电抗器12R的另一个端子经由二极管98a、直流线路L1、电容器C1、中性点线路L4及电容器11R向电抗器12R的一个端子流动。此时，电抗器12R的电磁能量被释放，电容器C1被充电，电容器C1的端子间电压Ep稍稍上升。由此，ΔE＝En－Ep稍稍减小。
如果这样反复进行将控制信号φ3、φ4设为“H”电平及“L”电平而使IGBT元件Q3、Q4接通及断开的动作，则ΔE＝En－Ep逐渐减小。根据图18可知，如果电容器11R的端子间电压VR下降而达到直流线路L3的电压(－En)，则即使IGBT元件Q3、Q4接通，也不能使电容器C2放电。
所以，在本实施方式1中，在规定时间T1中将控制信号φ3、φ4以规定频率fc设为“H”电平及“L”电平之后，如图17(A)～图17(D)所示，在规定时间T2中将控制信号φ2、φ3设为“H”电平。如果控制信号φ2、φ3被设为“H”电平，则IGBT元件Q2、Q3接通(模式2)，如图20所示，电流从电容器11R的另一个电极经由中性点线路L4、直流线路L2、开关98(R相支路3R)、输入节点3a及电抗器12R向电容器11R的一个电极流动。由此，电容器11R的端子间电压VR从负极性反转为正极性(VR＝En)，能够再次使电容器C2放电。
这样，在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH，并且Ep<En的情况下，如在图17(A)～图17(D)中表示那样，交替地反复进行将控制信号φ3、φ4在规定时间T1中以规定频率fc设为“H”电平及“L”电平的动作(第3动作)、和在规定时间T2中将控制信号φ2、φ3设为“H”电平的动作(第4动作)。
例如，如果ΔE的绝对值比阈值电压ETH小，则判定器65(图6)的输出信号DT成为非激活电平的“L”电平，平衡控制电路66被无效，控制信号φ1～φ4都被设为“L”电平，IGBT元件Q1～Q4被断开。此外，通过切换电路67(图6)，变换器3代替平衡控制电路66而被连接到PWM电路64。
接着，对商用交流电源41健全时的由变换器3进行的平衡控制对进行说明。在商用交流电源41健全时，判定器65(图6)的输出信号DT为非激活电平的“L”电平，通过切换电路67，PWM电路64和变换器3被结合。在图10中，在Ep<En的情况下，为了取得平滑电容器C1、C2的电压平衡，平衡控制电路62对电压指令信号103加上调整信号Vc1，将电压指令信号调整以成为电压指令信号104。
在PWM电路64中，通过将电压指令信号104与参照信号101、102的高低比较，得到IGBT元件Q1～Q4的开关样式121～124。在电压指令信号104是正的期间中，正侧的平滑电容器C1被充电。在电压指令信号104是负的期间中，负侧的平滑电容器C2被充电。
如果将无修正的开关样式(111～114)与有修正的开关样式(121～124)比较，则由于正侧的平滑电容器C1的充电期间相比负侧的平滑电容器C2的充电期间变长，所以能够使电压Ep比电压En上升。由于输出调整信号Vc1以成为Ep＝En，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。
此外，在图10中在Ep>En的情况下，为了取得平滑电容器C1、C2的电压平衡，平衡控制电路62对电压指令信号103加上调整信号Vc2，将电压指令信号调整以成为电压指令信号105。在PWM电路64中，通过将电压指令信号105与参照信号101、102的高低比较，得到IGBT元件Q1～Q4的开关样式131～134。
在电压指令信号104为正的期间中，正侧的平滑电容器C1被充电。在电压指令信号104为负的期间中，负侧的平滑电容器C2被充电。如果将无修正的开关样式(111～114)与有修正的开关样式(131～134)比较，则由于负侧的平滑电容器C2的充电期间相比正侧的平滑电容器C1的充电期间变长，所以能够使电压En比电压Ep上升。由于输出调整信号Vc2以成为Ep＝En，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。
接着，对在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH的情况下的由变换器3进行的平衡控制进行说明。如果在商用交流电源41停电时ΔE的绝对值超过阈值电压ETH，则判定器65(图6)的输出信号DT成为激活电平的“H”电平，通过切换电路67，平衡控制电路66和变换器3被结合。
在图13～图16中，在Ep>En的情况下，为了取得平滑电容器C1、C2的电压平衡，平衡控制电路66交替地反复进行在规定时间T1中使IGBT元件Q1、Q2以规定频率fc接通及断开的第1动作、和在规定时间T2中使IGBT元件Q2、Q3接通的第2动作。
如果使IGBT元件Q1、Q2接通，则电流从电容器C1向电容器C3流出，电容器C1的端子间电压Ep稍稍下降，并且电磁能量向电抗器12R积蓄。如果使IGBT元件Q1、Q2断开，则积蓄在电抗器12R中的电磁能量被释放，电容器C2被充电，电容器C2的端子间电压En稍稍上升。如果使IGBT元件Q2、Q3接通，则电抗器12R被连接到电容器11R的端子间，电容器11R的端子间电压VR的极性反转，能够执行第1动作。
通过交替地反复进行上述第1及第2动作，ΔE＝Ep－En逐渐减小。如果ΔE的绝对值相比阈值电压ETH下降，则判定器65(图6)的输出信号DT成为非激活电平的“L”电平，平衡控制电路66被无效，IGBT元件Q1～Q4被断开，并且通过切换电路67，PWM电路64和变换器3被结合。
在图17～图20中，在Ep<En的情况下，为了取得平滑电容器C1、C2的电压平衡，平衡控制电路66交替地反复进行在规定时间T1中使IGBT元件Q3、Q4以规定频率fc接通及断开的第3动作、和在规定时间T2中使IGBT元件Q2、Q3接通的第4动作。
如果使IGBT元件Q3、Q4接通，则电流从电容器C2向电容器C3流出，电容器C2的端子间电压En稍稍下降，并且电磁能量向电抗器12R积蓄。如果使IGBT元件Q3、Q4断开，则积蓄在电抗器12R中的电磁能量被释放，电容器C1被充电，电容器C2的端子间电压Ep稍稍上升。如果使IGBT元件Q2、Q3接通，则电抗器12R连接在电容器11R的端子间，电容器11R的端子间电压VR的极性反转，能够执行第4动作。
通过交替地反复进行上述第3及第4动作，ΔE＝En－Ep逐渐减小。如果ΔE的绝对值相比阈值电压ETH下降，则判定器65(图6)的输出信号DT成为非激活电平的“L”电平，平衡控制电路66被无效，IGBT元件Q1～Q4被断开，并且通过切换电路67，PWM电路64和变换器3被结合。
图21是表示图8所示的控制部54的动作的时序图。在图21中，电压指令信号154是没有被平衡控制电路82(图8)修正的状态的电压指令信号(V*)。
在Ep<En的情况下，调整信号Vc1表示的电压指令值(VB1*)为正。在此情况下，平衡控制电路82通过对电压指令信号154加上调整信号Vc1，将IGBT元件Q1D、Q3D的电压指令信号(VA*)变更为电压指令信号153。此外，平衡控制电路82通过从指令信号154减去调整信号Vc1，将IGBT元件Q2D、Q4D的电压指令信号(VB*)变更为被修正后的电压指令信号155。
由图21可知，半导体开关21(图4)中包含的4个IGBT元件Q1D～Q4D的开关样式由3个模式构成。图22是表示图4所示的IGBT元件Q1D～Q4D的开关样式的图。图23(A)～图23(C)是表示图22所示的3个模式下的直流电压变换器6的动作的电路图。
在图23(A)中表示模式1。在模式1下，IGBT元件Q1D、Q3D接通，正侧的平滑电容器C1被充电。在图23(B)中表示模式2。在模式2下，IGBT元件Q1D～Q4D断开，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态不怎么变化。在图23(C)中表示模式3。在模式3下，IGBT元件Q2D、Q4D接通，负侧的平滑电容器C2被充电。
回到图21，在PWM电路85(图8)中，通过将电压指令信号154与参照信号151的高低比较，得到IGBT元件Q1、Q3的开关样式161、163。此外，在PWM电路85中，通过将电压指令信号154与参照信号152的高低比较，得到IGBT元件Q2、Q4的开关样式162、164。
参照信号151、152都是三角波信号。参照信号151的频率及振幅与参照信号152的频率及振幅相同。参照信号151的相位与参照信号152的相位相比偏移了180度。
在参照信号151的电平比电压指令信号154的电平低的期间Ta中，IGBT元件Q1、Q3被接通(模式1)。在参照信号151、152的电平比电压指令信号154的电平高的期间中，IGBT元件Q1～Q4被断开(模式2)。在参照信号152的电平比电压指令信号154的电平低的期间Tb中，IGBT元件Q2、Q4被接通(模式3)。
即，在参照信号151的各周期中的期间Ta中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式1运转，正侧的平滑电容器C1被充电。此外，在参照信号152的各周期中的期间Tb中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式3运转，负侧的平滑电容器C2被充电。
在Ep<En的情况下，通过将电压指令信号153与参照信号151的高低比较，可得到IGBT元件Q1D、Q3D的开关样式171、173。此外，通过将电压指令信号155与参照信号152的高低比较，可得到IGBT元件Q2D、Q4D的开关样式172、174。在此情况下，如图21所示，在参照信号151的各周期T中的期间Tc中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式1运转，正侧的平滑电容器C1被充电。此外，在参照信号152的各周期T中的期间Td中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式3运转，负侧的平滑电容器C2被充电。
如果将无修正的开关样式(161～164)与有修正的开关样式(171～174)比较，则由于正侧的平滑电容器C1的充电期间(Tc)相比负侧的平滑电容器C2的充电期间(Td)变长，所以能够使电压Ep比电压En上升。由于输出调整信号Vc1以成为Ep＝En，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。
图24是表示图7所示的控制部54的动作的另一时序图。在图24中，电压指令信号154是没有被平衡控制电路82(图8)修正的状态的电压指令信号(V*)。
在Ep>En的情况下，调整信号Vc1表示的电压指令值(VB1*)成为负。在此情况下，平衡控制电路82通过对电压指令信号154加上调整信号Vc1，将IGBT元件Q1D、Q3D的电压指令信号(VA*)变更为电压指令信号155。此外，平衡控制电路82通过从指令信号154减去调整信号Vc1，将IGBT元件Q2D、Q4D的电压指令信号(VB*)变更为被修正后的电压指令信号153。
在此情况下，在PWM电路85中，通过将电压指令信号155与参照信号151的高低比较，作为IGBT元件Q1D、Q3D的开关样式可得到图24所示的开关样式181、183。此外，在PWM电路85中，通过将电压指令信号153与参照信号152的高低比较，作为IGBT元件Q2D、Q4D的开关样式可得到图24所示的开关样式182、184。
在Ep>En的情况下，如图24所示，在参照信号151的各周期中的期间Tc中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式1运转，正侧的平滑电容器C1被充电。此外，在参照信号152的各周期中的期间Td中，IGBT元件Q1D～Q4D以模式3运转，负侧的平滑电容器C2被充电。
如果将无修正的开关样式(161～164)与有修正的开关样式(181～184)比较，则由于正侧的平滑电容器C1的充电期间(Tc)相比负侧的平滑电容器C2的充电期间(Td)变短，所以能够使电压En比电压Ep上升。由于输出调整信号Vc1以成为Ep＝En，所以平滑电容器C1、C2的电压一致而平衡。
接着，对在图1～图24中表示的不间断电源装置U1的动作进行说明。在商用交流电源41健全时，开关1被接通，来自商用交流电源41的三相交流电力经由开关1及交流输入滤波器2向变换器3供给，被变换器3变换为直流电力。该直流电力通过直流电压变换器6而向电池B1积蓄，并且被逆变器4变换为三相交流电力。由逆变器4生成的三相交流电力经由交流输出滤波器5向负载42供给，使负载42驱动。
此时，由控制部53(图6)对变换器3进行控制，以使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr，并且电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En成为0。
此外，在商用交流电源41停电时，基本上，开关1被断开，变换器3的运转被停止，电池B1的直流电力经由直流电压变换器6向逆变器4供给，被逆变器4变换为商用频率的三相交流电力。由逆变器4生成的三相交流电力经由交流输出滤波器5被向负载42供给，使负载42驱动。
此时，由控制部54(图8)对直流电压变换器6进行控制，以使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之和的电压VDC＝Ep+En成为参照直流电压VDCr、并且电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En成为0。
但是，如图2所示，在负载42包含三相4线式的变压器43及负载主体部46的情况下，三相励磁电流流到变压器43中，不间断电源装置U1的三相输出电流分别成为正负非对称波形。在交流电源、不间断电源装置、三相变压器及负载主体部都是三相3线式的情况下，由于流到三相变压器中的三相交流电流之和为0，所以电容器C1、C2的端子间电压Ep、En成为不平衡的可能性较小。
但是，在本实施方式1中，商用交流电源41、不间断电源装置U1、变压器43及负载主体部46是三相4线式，由于电流流到中性点线路L4中，所以流到变压器43中的三相交流电流之和不为0，电容器C1、C2的端子间电压Ep、En有可能成为不平衡。特别是，在负载电流较小的情况下，在商用交流电源41停电时，直流电压变换器6的输出电流变小，有可能不能消除电容器C1、C2的端子间电压Ep、En的不平衡。
所以，在本实施方式1中，在商用交流电源41停电时，在电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En的绝对值超过了规定的阈值电压ETH的情况下，使变换器3起动。变换器3在Ep>En的情况下使电容器C1放电并将电容器C2充电，在Ep<En的情况下使电容器C2放电并将电容器C1充电，使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En减小。在ΔE＝Ep－En相比规定的阈值电压ETH下降的情况下，使变换器3的运转停止。
如以上这样，在该实施方式1中，在商用交流电源41停电时，使开关1断开而将商用交流电源41和交流输入滤波器2电气地切离，对直流电压变换器6进行控制以使作为电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的直流电压ΔE＝Ep－En消失，并且在ΔE超过了阈值电压ETH的情况下，对变换器3进行控制而使ΔE减小。因而，负载42包括三相4线式的变压器43及负载主体部46，在负载电流较小的情况下，也能够将停电时的电容器C1、C2的端子间电压Ep、En的不平衡消除。
[实施方式2]
在实施方式1中，平衡控制电路66(图6)在Ep>En的情况下，交替地执行在规定时间T1中以规定频率fc使IGBT元件Q1、Q2接通及断开而使电容器C1放电并将电容器C2充电的第1动作，和在规定时间T2中使IGBT元件Q2、Q3接通而使电容器11R放电的第2动作。
但是，根据图14可知，在电容器11R的端子间电压VR达到直流线路L1的电压Ep后，即在成为VR＝Ep之后，即使使IGBT元件Q1、Q2接通及断开，也不能使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En变化，成为时间的浪费。
此外，根据图16可知，在电容器11R的端子间电压VR反转而成为负的峰值电压(－Ep)后，即在成为VR＝－Ep之后，即使使IGBT元件Q2、Q3接通，也不能使直流线路L1的电压Ep与电容器11R的端子间电压VR之差的电压(Ep－VR)增大，成为时间的浪费。
此外，在实施方式1中，平衡控制电路66在Ep<En的情况下，交替地执行在规定时间T1中以规定频率fc使IGBT元件Q3、Q4接通及断开而使电容器C2放电并将电容器C1充电的第3动作，和在规定时间T2中使IGBT元件Q3、Q4接通而使电容器11R放电的第4动作。
但是，根据图18可知，在电容器11R的端子间电压VR达到直流线路L3的电压(－En)后，即在成为VR＝－En之后，即使使IGBT元件Q3、Q4接通及断开，也不能使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En变化，成为时间的浪费。
此外，根据图20可知，在电容器11R的端子间电压VR反转而成为正的峰值电压En后，即在成为VR＝En之后，即使使IGBT元件Q2、Q3接通，也不能使电容器11R的端子间电压VR与直流线路L3的电压(－En)之差的电压[VR－(－En)]增大，成为时间的浪费(参照图16)。在本实施方式2中，能实现这些问题的解决。
图25是表示在本发明的实施方式2的不间断电源装置中包含的控制部53A的结构的框图，是与图6对比的图。参照图25，该控制部53A与控制部53不同的点，是追加了定时控制电路200，并且平衡控制电路66被用平衡控制电路66A替换。
平衡控制电路66A与平衡控制电路66同样，在判定器65的输出信号DT被设为激活电平的“H”电平的情况下被激活，生成控制信号φ1～φ4，使直流电压ΔE＝Ep－En的绝对值减小。
即，平衡控制电路66A在Ep>En的情况下，当定时控制电路200的输出信号X1是“L”电平时，以规定频率fc将控制信号φ1、φ2设为“H”电平及“L”电平(第1动作)，当信号X1是“H”电平时，将控制信号φ2、φ3设为“H”电平(第2动作)。
此外，平衡控制电路66A在Ep<En的情况下，当定时控制电路200的输出信号X2是“L”电平时，以规定频率fc将控制信号φ3、φ4设为“H”电平及“L”电平(第3动作)，当信号X2是“H”电平时，将控制信号φ2、φ3设为“H”电平(第4动作)。进而，平衡控制电路66A在第1～第4动作的执行中，分别将信号D1～D4设为“H”电平。
定时控制电路200在信号Y1被设为“H”电平的第1动作时，当电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT比规定的阈值电压VTHp低时，将信号X1设为“H”电平，对应于电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT超过了规定的阈值电压VTHp，将信号X1设为“L”电平。
这里，阈值电压VTHp是0V与参照电压VDCr(图7)的2分之1的电压VDCr/2之间的正极性的规定电压。例如，阈值电压VTHp被设定为比VDCr/2稍低的电压。参照电压VDCr是直流线路L1、L3间的电压VDC的目标电压。VDCr/2是Ep、En各自的目标电压。
此外，定时控制电路200在信号Y2被设为“H”电平的第2动作时，当电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT比规定的阈值电压VTHn高时将信号X1设为“L”电平，对应于电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT相比规定的阈值电压VTHn下降，将信号X1设为“H”电平。
这里，阈值电压VTHn是0V与－VDCr/2之间的负极性的规定电压。例如，阈值电压VTHn被设定为比－VDCr/2稍高的电压。
此外，定时控制电路200在信号Y3被设为“H”电平的第3动作时，当电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT比规定的阈值电压VTHn高时，将信号X2设为“H”电平，对应于电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT相比规定的阈值电压VTHn下降，将信号X2设为“L”电平。
此外，定时控制电路200在信号Y4被设为“H”电平的第4动作时，当电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT比规定的阈值电压VTHp低时，将信号X2设为“L”电平，对应于电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT超过了规定的阈值电压VTHp，将信号X2设为“H”电平。
图26(A)～图26(F)是例示Ep>En的情况下的控制部53A的动作的时序图。如果判定器65(图25)的输出信号DT被设为“H”电平，则平衡控制电路66A被激活。由于是Ep>En，所以平衡控制电路66A开始第1动作，将信号Y1升高至“H”电平。
如果信号Y1被升高至“H”电平，则通过定时控制电路200，将信号X1升高至“H”电平。如果第1动作被执行，则电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT逐渐上升。
如果电压VR、VS、VT都超过阈值电压VTHp，则通过定时控制电路200，将控制信号X1降低至“L”电平(时刻t2)。如果控制信号X1被降低至“L”电平，则通过平衡控制电路66A，停止第1动作而执行第2动作，信号Y1被降低至“L”电平，信号Y2被升高至“H”电平。
如果第2动作被执行，则电容器11R、11S、11T的各个端子间电压VR、VS、VT从正电压朝向0V逐渐下降，进而成为负电压而逐渐下降。如果电压VR、VS、VT都比阈值电压VTHn低，则由定时控制电路200将控制信号X1升高至“H”电平(时刻t3)。如果控制信号X1被升高至“H”电平，则通过平衡控制电路66A，将第2动作中止而执行第1动作，信号Y1被升高至“H”电平，信号Y2被降低至“L”电平。
以下同样，交替地执行第1及第2动作。如果判定器65的输出信号DT被降低至非激活电平的“L”电平，则第1及第2动作被停止，信号X1、X2、Y1～Y4被设为“L”电平(时刻t6)。
图27(A)～图27(F)是例示Ep<En的情况下的控制部53A的动作的时序图。如果判定器65(图25)的输出信号DT被设为“H”电平，则平衡控制电路66A被激活。由于是Ep<En，所以平衡控制电路66A开始第3动作，将信号Y3升高至“H”电平。
如果信号Y3被升高至“H”电平，则由定时控制电路200将信号X2升高至“H”电平。如果第3动作被执行，则电容器11R、11S、11T的端子间电压VR、VS、VT逐渐下降。
如果电压VR、VS、VT都比阈值电压VTHn低，则由定时控制电路200将控制信号X2降低至“L”电平(时刻t2)。如果控制信号X2被降低至“L”电平，则通过平衡控制电路66A，将第3动作中止而执行第4动作，信号Y3被降低至“L”电平，信号Y4被升高至“H”电平。
如果第4动作被执行，则电容器11R、11S、11T的各个端子间电压VR、VS、VT从负电压朝向0V逐渐上升，进而成为正电压而逐渐上升。如果电压VR、VS、VT都超过阈值电压VTHp，则由定时控制电路200将控制信号X2升高至“H”电平(时刻t3)。如果控制信号X2被升高至“H”电平，则通过平衡控制电路66A，将第4动作中止而执行第3动作，信号Y3被升高至“H”电平，信号Y4被降低至“L”电平。
以下同样，交替地执行第3及第4动作。如果判定器65的输出信号DT被降低至非激活电平的“L”电平，则第3及第4动作被停止，信号X1、X2、Y1～Y4被设为“L”电平(时刻t6)。
在该实施方式2中，与实施方式1相比，能够缩短第1～第4动作的执行时间，能够使电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE的绝对值迅速地减小。
[实施方式3]
图28是表示在本发明的实施方式3的不间断电源装置中包含的控制部53B的结构的框图，是与图6对比的图。参照图28，该控制部53B与控制部53不同的点，是追加了保护电路210，并且平衡控制电路66被用平衡控制电路66B替换。
保护电路210基于上限值IH及容许值IL、和由电流检测器32R、32S、32T检测到的电流IR、IS、IT，生成控制信号CNT。上限值IH比IGBT元件Q的额定电流值大。容许值IL比IGBT元件Q的额定电流值小。
在电流IR、IS、IT的绝对值都比容许值IL小的情况下，控制信号CNT被设为非激活电平的“L”电平。在电流IR、IS、IT的绝对值增加而都超过了容许值IL的情况下，控制信号CNT3也被维持为“L”电平。在电流IR、IS、IT的绝对值进一步增加，电流IR、IS、IT的绝对值中的至少1个值超过了上限值IH的情况下，控制信号CNT被升高至激活电平的“H”电平。
在控制信号CNT被设为“H”电平之后，在电流IR、IS、IT的绝对值减小而都比上限值IH低的情况下，控制信号CNT也被维持为“H”电平。在电流IR、IS、IT的绝对值进一步减小、电流IR、IS、IT的绝对值都比容许值IL低的情况下，控制信号CNT被降低至非激活电平的“L”电平。
在控制信号CNT是非激活电平的“L”电平的情况下，平衡控制电路66B执行与实施方式1的平衡控制电路66相同的动作(图13～图20)。即，平衡控制电路66B在Ep>Ec的情况下，交替地执行在规定时间T1中以规定频率fc使3组IGBT元件Q1、Q2接通及断开而使电容器C1放电并将电容器C2充电的第1动作，和在规定时间T2中使3组IGBT元件Q2、Q3接通而使电容器11R、11S、11T放电的第2动作。
此外，平衡控制电路66B在Ep<Ec的情况下，交替地执行在规定时间T1中以规定频率fc使3组IGBT元件Q3、Q4接通及断开而使电容器C2放电并将电容器C1充电的第3动作，和在在规定时间T2中使3组IGBT元件Q2、Q3接通而使电容器11R、11S、11T放电的第4动作。
在第1～第4动作的执行中控制信号CNT从非激活电平的“L”电平升高至激活电平的“H”电平的情况下，平衡控制电路66B使3组IGBT元件Q1～Q4断开，防止过电流流到变换器3中而变换器3损坏，并将第1～第4动作暂停。
在第1～第4动作的停止中控制信号CNT从激活电平的“H”电平降低至非激活电平的“L”电平的情况下，平衡控制电路66C再开始第1～第4动作的执行。
因而，在该实施方式3中，除了能得到与实施方式1相同的效果以外，还能够防止因过电流而变换器3损坏。
[实施方式4]
图29是表示本发明的实施方式4的不间断电源装置的主要部分的电路图，是与图3对比的图。参照图29，实施方式4与实施方式1不同的点，是支路3R、3S、3T、4U、4V、4W分别由三电平电路215构成。三电平电路215包括IGBT元件Q11～Q14及二极管D11～D14。
IGBT元件Q11的集电极被连接到直流线路L1，其发射极被连接到节点N1。IGBT元件Q12、Q13的集电极被相互连接，它们的发射极分别被连接到节点N1及直流线路L2。IGBT元件Q14的集电极被连接到节点N1，其发射极被连接到直流线路L3。二极管D11～D14分别被反向并联地连接在IGBT元件Q11～Q14上。
在三电平电路215构成变换器3的R相支路3R的情况下，节点N1与变换器3的输入节点3a对应。在三电平电路215构成变换器3的S相支路3S的情况下，节点N1与变换器3的输入节点3b对应。在三电平电路215构成变换器3的T相支路3T的情况下，节点N1与变换器3的输入节点3c对应。
在三电平电路215构成逆变器4的U相支路3U的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4a对应。在三电平电路215构成逆变器4的V相支路3U的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4b对应。在三电平电路215构成逆变器4的W相支路3W的情况下，节点N1与逆变器4的输出节点4c对应。
如在图10及图11中表示那样，可知相支路的IGBT元件的开关样式由3个模式构成。图30是表示图29所示的4个IGBT元件Q11～Q14的开关样式的图，是与图11对比的图。图31(A)～图31(C)是表示图30所示的各模式下的各相支路的动作的电路图。
在图31(A)中表示模式1。在模式1下，IGBT元件Q11、Q12接通，正侧的平滑电容器C1被充电(或放电)。在图31(B)中表示模式2。在模式2下，IGBT元件Q12、Q13接通，正侧的平滑电容器C1及负侧的平滑电容器C2的蓄电状态不怎么变化。在图31(C)中表示模式3。在模式3下，IGBT元件Q13、Q14接通，负侧的平滑电容器C2被充电(或放电)。另外，在图31(A)、图31(C)中，箭头表示在充电时流动的电流的方向。在放电时，电流向与箭头相反方向流动。因而，三电平电路215与开关98(图9)是等价的。
IGBT元件Q11构成第1开关元件，IGBT元件Q14构成第2开关元件，二极管D11构成第1整流元件，二极管D14构成第2整流元件，IGBT元件Q12、Q13及二极管D12、D13构成交流开关。
在商用交流电源41停电时，在电容器C1、C2的端子间电压Ep、En之差的电压ΔE＝Ep－En的绝对值超过了规定的阈值电压ETH的情况下，IGBT元件Q11～Q14分别被用控制信号φ1～φ4控制。
其他的结构及动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。在该实施方式4中，也能得到与实施方式1相同的效果。
此次公开的实施方式在全部的方面都是例示，而不应被认为是限制性的。本发明不是由上述的说明、而是由权利要求书表示，意味着包含与权利要求书等价的意味及范围内的全部变更。
标号说明
U1、U2不间断电源装置；1、98开关；2输入滤波器；3变换器；3R R相支路；3S S相支路；3T T相支路；4逆变器；4U U相支路；4V V相支路；4W W相支路；5输出滤波器；6直流电压变换器；B1蓄电池；10、10A、10B控制装置；11、11R、11S、11T、C1、C2、19、19U、19V、19W电容器；12、12R、12S、12T、18、18U、18V、18W、22、22N、22P电抗器；L1～L3直流线路；L4中性点线路；21半导体开关；31、34、35、36电压检测器；32、32R、32S、32T、37电流检测器；33停电检测器；41商用交流电源；42负载；43变压器；44U、44V、44W初级绕线；45U、45V、45W次级绕线；46负载主体部；Q1R～Q4R、Q1S～Q4S、Q1T～Q4T、Q1U～Q4U、Q1V～Q4V、Q1W～Q4W、Q1D～Q4D、Q11～Q14IGBT元件；D1R～D6R、D1S～D6S、D1T～D6T、D1U～D6U、D1V～D6V、D1W～D6W、D1D～D4D、D11～D14、98a、98b二极管；51、63A～63C、78A～78C、83A加法器；52、72、76A～76C、83B、92、94减法器；53、53A、53B、54、55控制部；61、81电压指令生成电路；62、66、66A、66B、82平衡控制电路；65判定器；64、85PWM电路；67切换电路；71、91参照电压生成电路；73直流电压控制电路；74正弦波发生电路；75A～75C乘法器；77、95电流控制电路；93电压控制电路；200定时控制电路；210保护电路；215三电平电路。

Claims (8)

1.一种不间断电源装置，其特征在于，
具备：
第1～第3直流线路；
第1电容器，连接在上述第1及第2直流线路间；
第2电容器，连接在上述第2及第3直流线路间；
中性点线路，与三相4线式的交流电源的中性点端子、上述第2直流线路及三相4线式的负载的中性点端子连接；
开关，对应于上述交流电源的各相而设置，一个端子接受从上述交流电源供给的对应的相的交流电压，在上述交流电源健全时被接通，在上述交流电源停电时被断开；
交流输入滤波器，包括连接在上述开关的另一个端子与上述中性点线路之间的第3电容器、及一个端子与上述开关的另一个端子连接的电抗器；
变换器，连接在上述电抗器的另一个端子与上述第1～第3直流线路之间，包括构成为能够对交流电压和第1～第3直流电压进行相互变换的第1多电平电路，在上述交流电源健全时，将来自上述交流电源的交流电力变换为直流电力而向上述第1～第3直流线路供给；
直流电压变换器，连接在直流电力供给源与上述第1～第3直流线路之间，包括构成为能够对从上述直流电力供给源供给的第4直流电压和上述第1～第3直流电压进行相互变换的第2多电平电路，在上述交流电源停电时，将来自上述直流电力供给源的直流电力向上述第1～第3直流线路供给；
逆变器，设在上述第1～第3直流线路与上述负载之间，包括构成为能够对上述第1～第3直流电压和交流电压进行相互变换的第3多电平电路，将从上述变换器及上述直流电压变换器供给的直流电力变换为交流电力而向上述负载供给；
第1及第2电压检测器，分别检测上述第1及第2电容器的端子间电压；
运算器，基于上述第1及第2电压检测器的检测结果，求出作为上述第1及第2电容器的端子间电压之和的第1电压、和作为上述第1及第2电容器的端子间电压之差的第2电压；
第1控制部，在上述交流电源健全时，对上述变换器进行控制，以使上述第1电压成为第1参照电压、并且上述第2电压消失，在上述交流电源停电时，在上述第2电压的绝对值比第1阈值电压小的第1情况下使上述变换器停止，在上述第2电压的绝对值比上述第1阈值电压大的第2情况下，对上述变换器进行控制而使上述第2电压减小；以及
第2控制部，在上述交流电源停电时，对上述直流电压变换器进行控制，以使上述第1电压成为上述第1参照电压、并且上述第2电压消失；
上述第1多电平电路具有：
第1开关元件，连接在上述第1直流线路与上述电抗器的另一个端子之间；
第1整流元件，正向连接在上述电抗器的另一个端子与上述第1直流线路之间；
交流开关，连接在上述电抗器的另一个端子与上述第2直流线路之间；
第2开关元件，连接在上述电抗器的另一个端子与上述第3直流线路之间；以及
第2整流元件，正向连接在上述第3直流线路与上述电抗器的另一个端子之间；
在上述第2情况下，
当上述第1电容器的端子间电压比上述第2电容器的端子间电压大时，上述第1控制部通过使上述第1开关元件接通及断开，使上述第1电容器放电并将上述第2电容器充电；
当上述第2电容器的端子间电压比上述第1电容器的端子间电压大时，上述第1控制部通过使上述第2开关元件接通及断开，使上述第2电容器放电并将上述第1电容器充电。
2.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，
在上述第2情况下，
当上述第1电容器的端子间电压比上述第2电容器的端子间电压大时，上述第1控制部交替地执行使上述第1开关元件接通及断开的第1动作、和通过使上述交流开关接通而使上述第3电容器的端子间电压下降的第2动作；
当上述第2电容器的端子间电压比上述第1电容器的端子间电压大时，上述第1控制部交替地执行使上述第2开关元件接通及断开的第3动作、和通过使上述交流开关接通而使上述第3电容器的端子间电压上升的第4动作。
3.如权利要求2所述的不间断电源装置，其特征在于，
在上述第2情况下，
在上述第1动作中，上述第1控制部在预先设定的第1时间中以预先设定的频率使上述第1开关元件接通及断开；
在上述第2动作中，上述第1控制部在预先设定的第2时间中使上述交流开关接通；
在上述第3动作中，上述第1控制部在上述预先设定的第1时间中以上述预先设定的频率使上述第2开关元件接通及断开；
在上述第4动作中，上述第1控制部在上述预先设定的第2时间中使上述交流开关接通。
4.如权利要求2所述的不间断电源装置，其特征在于，
还具备检测上述第3电容器的端子间电压的第3电压检测器；
在上述第2情况下，
在上述第1动作中，上述第1控制部以预先设定的频率使上述第1开关元件接通及断开，对应于上述第3电压超过了正极性的第2阈值电压而将上述第1动作停止，执行上述第2动作；
在上述第2动作中，上述第1控制部使上述交流开关接通，对应于上述第3电压相比负极性的第3阈值电压变低而将上述第2动作停止，执行上述第1动作；
在上述第3动作中，上述第1控制部以上述预先设定的频率使上述第2开关元件接通及断开，对应于上述第3电压相比上述第3阈值电压变低而将上述第3动作停止，执行上述第4动作；
在上述第4动作中，上述第1控制部使上述交流开关接通，对应于上述第3电压超过了上述第2阈值电压而将上述第4动作停止，执行上述第3动作。
5.如权利要求2所述的不间断电源装置，其特征在于，
还具备检测流过上述电抗器的电流的电流检测器；
在上述第2情况下，
当在上述第1～第4动作的执行中流过上述电抗器的电流超过了预先设定的上限值时，上述第1控制部使上述第1开关元件、上述第2开关元件及上述交流开关断开，将上述第1～第4动作停止；
当流过上述电抗器的电流相比预先设定的容许值变低时，上述第1控制部再次开始上述第1～第4动作。
6.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，
上述第1多电平电路具有：
第1及第2晶体管，串联连接在上述第1直流线路与上述电抗器的另一个端子之间；
第3及第4晶体管，串联连接在上述电抗器的另一个端子与上述第3直流线路之间；
第1、第2、第3及第4二极管，分别与上述第1、第2、第3及第4晶体管反向并联地连接；
第5晶体管，阳极与上述第2直流线路连接，阴极与上述第1及第2晶体管之间的节点连接；以及
第6晶体管，阳极与上述第3及第4晶体管之间的节点连接，阴极与上述第2直流线路连接；
上述第1及第2晶体管构成上述第1开关元件；
上述第1及第2二极管构成上述第1整流元件；
上述第2及第3晶体管和上述第2、第3、第5及第6二极管构成上述交流开关；
上述第3及第4晶体管构成上述第2开关元件；
上述第3及第4二极管构成上述第2整流元件。
7.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，
上述第1多电平电路具有：
第1晶体管，连接在上述第1直流线路与上述电抗器的另一个端子之间；
第2及第3晶体管，它们的第1电极被相互连接，它们的第2电极分别与上述电抗器的另一个端子及上述第2直流线路连接；
第4晶体管，连接在上述电抗器的另一个端子与上述第3直流线路之间；
第1、第2、第3及第4二极管，分别与上述第1、第2、第3及第4晶体管反向并联地连接；
上述第1及第4晶体管分别构成上述第1及第2开关元件；
上述第1及第4二极管分别构成上述第1及第2整流元件；
上述第2及第3晶体管和上述第2及第3二极管构成上述交流开关。
8.如权利要求1所述的不间断电源装置，其特征在于，
上述直流电力供给源是储存直流电力的电力储存装置；
上述第2多电平电路构成为，能够对从上述电力储存装置供给的第4直流电压和上述第1～第3直流电压进行相互变换；
上述直流电压变换器在上述交流电源健全时，将由上述变换器生成的直流电力向上述电力储存装置积蓄，在上述交流电源停电时，将上述电力储存装置的直流电力向上述第1～第3直流线路供给；
该不间断电源装置还具备：
第3电压检测器，检测电力储存装置的端子间电压；以及
第3控制部，在上述交流电源健全时，对上述直流电压变换器进行控制以使上述第3电压检测器的检测值成为第2参照电压。
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