JP2002233162A

JP2002233162A - 直流電源の最大出力点追尾方法、及び最大出力点追尾装置

Info

Publication number: JP2002233162A
Application number: JP2001025060A
Authority: JP
Inventors: Masashige Tamechika; 正成爲近
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2001-02-01
Publication date: 2002-08-16

Abstract

(57)【要約】【課題】安価回路で直流のまま電力を取り出すことの
でき、信頼性の高い直流電源の最大出力点追尾方法、及
び最大出力点追尾装置を提供する。【解決手段】電源電圧測定工程と、電源電流測定工程
と、測定された電圧と電流を乗算して電力を求める電力
算出工程と、電圧が上昇していて、かつ電力が下降して
いる間か、または電圧が下降していて、かつ電力が上昇
している間は、第一の容量性素子に第二の容量性素子を
電気的に並列接続する充電工程と、電圧が下降してい
て、かつ電力が下降している間か、または電圧が上昇し
ていて、かつ電力が上昇している間は、第二の容量性素
子を第一の容量性素子から電気的に切り離し、出力に電
気的に接続する放電工程とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は、直流電源として例
えば太陽電池等を用いる場合に、太陽電池等の電力を効
率よく取り出す目的で最大出力点追尾制御を行う直流電
源の最大出力点追尾方法、及び最大出力点追尾装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図１２は、従来の一般的な最大出力点追
尾機能を搭載したインバータ回路を示す回路図である。
図１２において、直流電源１の出力は、４つのスイッチ
ング素子２０５により交流に変換され、負荷２に供給さ
れている。ＰＷＭコントローラ２０３はスイッチング素
子２０５の制御を行なっており、一般的にはＰＷＭ（パ
ルス幅変調方式）で負荷２に正弦波が出力されるように
制御している。

【０００３】スイッチング素子２０５の影響を受けない
ようコンデンサ２０４で高調波を遮断した上で、直流電
源１の電圧を電圧計２０１で、直流電源１からの電流を
電流計２０２でそれぞれ測定している。それぞれの測定
信号はＰＷＭコントローラ２０３に入力され、直流電源
１の出力電力（電圧×電流）が最大になるようにＰＷＭ
の幅を微調整する。

【０００４】負荷２には、一般的な負荷の代わりに商用
系統が繋がることや、又、その両方が接続されることも
多い。

【０００５】このような構成の最大出力点追尾装置とし
ては、例えば、特開平６−２１４６６７号公報に「太陽
電池の出力制御装置」に関する発明が提案されている。

【０００６】図１３は、従来の一般的な最大出力点追尾
機能を搭載したＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す回路図
である。図１３において、直流電源１の出力は、スイッ
チング素子２０５によりパルス波にされ、変圧器２０６
で昇圧される。昇圧後、整流器２０７で整流され、平滑
インダクタンス２０８と平滑コンデンサ２０９で直流に
され、負荷２に供給されている。

【０００７】ＰＷＭコントローラ２０３はスイッチング
素子２０５の制御を行なっており、ＰＷＭで効率よく昇
圧されるように制御している。

【０００８】スイッチング素子２０５の影響を受けない
ようコンデンサ２０４で高調波を遮断した上で、直流電
源１の電圧を電圧計２０１で、直流電源１からの電流を
電流計２０２でそれぞれ測定している。それぞれの測定
信号はＰＷＭコントローラ２０３に入力され、直流電源
１の出力電力（電圧×電流）が最大になるようにＰＷＭ
の幅を微調整する。

【０００９】このような構成の最大出力点追尾装置とし
ては、例えば、特開昭６２−１５４１２１号公報（特許
２５５３３２７号）に「太陽光発電装置」に関する発明
が提案されている。

【００１０】どちらの例でも直流電源１として太陽電池
が使われていることから分かるように、一般的には太陽
電池の電力を効率よく取り出す目的で最大出力点追尾制
御が行われることが多い。そのため、以降の説明では直
流電源１を太陽電池と仮定して説明を行なうが、最大出
力点追尾制御が必要な直流電源であればどのような電源
であっても構わないことを付け加えておく。なお、直流
電源１として太陽電池１０２と逆流防止ダイオード１０
１で構成した場合の電源回路の例を図９に示す。

【００１１】また、図１２及び図１３では、スイッチン
グ素子２０５としてメカニカルリレーの記号を使用して
いるが、これは回路の動作原理を解かり易く説明するた
めであり、現実には半導体スイッチング素子（ＭＯＳ−
ＦＥＴやＩＧＢＴなど）が使用される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の直
流電源の最大出力点追尾方法では、ＰＷＭを使用してい
るため、比較的高い周波数でスイッチングを行う必要が
あり、スイッチング素子として低抵抗で高速な素子が要
求され、装置が高価になるという問題があった。

【００１３】また、最大出力点追尾制御とＰＷＭ波形生
成を兼用させる必要があり、制御が複雑になるために制
御回路も複雑になる。その結果、制御ソフトウェアにバ
グを内包してしまったり、部品点数が多く平均故障間隔
ＭＴＢＦが短くなるなど信頼性が低下するという問題が
あった。

【００１４】本発明は、上記課題に鑑み創案されたもの
であり、その目的は、安価回路で直流のまま電力を取り
出すことのでき、信頼性の高い直流電源の最大出力点追
尾方法、及び最大出力点追尾装置を提供することにあ
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成すべ
く、本発明に係る直流電源の最大出力点追尾方法は、直
流電源の電圧を測定する電源電圧測定工程と、直流電源
とこれに並列接続された第一の容量性素子との間に流れ
る電流を測定する電源電流測定工程と、前記電源電圧測
定工程で測定された電圧と前記電源電流測定工程で測定
された電流を乗算して電力を求める電力算出工程と、前
記電圧が上昇していて、かつ前記電力が下降している間
か、または前記電圧が下降していて、かつ前記電力が上
昇している間は、前記第一の容量性素子に第二の容量性
素子を電気的に並列接続する充電工程と、前記電圧が下
降していて、かつ前記電力が下降している間か、または
前記電圧が上昇していて、かつ前記電力が上昇している
間は、前記第二の容量性素子を前記第一の容量性素子か
ら電気的に切り離し、出力に電気的に接続する放電工程
と、を有するものである。

【００１６】上記本発明の直流電源の最大出力点追尾方
法において、直流電源として太陽電池素子を好ましく用
いることができる。

【００１７】また、出力に電力変換回路が接続されてい
ることが好ましい。

【００１８】さらに、出力に二次電池が接続されている
ことが好ましい。

【００１９】そして、充電工程から放電工程に切り替わ
るときと、放電工程から充電工程に切り替わる時のそれ
ぞれにおいて、第二の容量性素子が第一の容量性素子及
び出力に接続されない絶縁工程を有することが好まし
い。

【００２０】一方、本発明に係る直流電源の最大出力点
追尾装置は、第一の容量性素子と、該第一の容量性素子
に直流電源から充電する電流を流す第一の電路と、第二
の容量性素子と、該第二の容量性素子に前記第一の容量
性素子から充電する電流を流す第二の電路と、前記第二
の容量性素子から出力に放電する電流を流す第三の電路
と、前記第二の電路と前記第三の電路とを交互に切換え
て前記第二の容量性素子に接続する電路切換え手段と、
直流電源に並列に接続されて該直流電源の電圧を測定す
る電源電圧測定手段と、前記第一の電路中に直列に接続
されて電流を測定する電源電流測定手段と、前記電源電
圧測定手段の出力と前記電源電流測定手段の出力を乗算
して電力を出力する電力算出手段と、で構成され、前記
電圧が上昇していて、かつ前記電力が下降している間
か、または前記電圧が下降していて、かつ前記電力が上
昇している間は、前記電路切換え手段を前記第二の電路
側に切換え、前記電圧が下降していて、かつ前記電力が
下降している間か、または前記電圧が上昇していて、か
つ前記電力が上昇している間は、前記電路切換え手段を
前記第三の電路側に切換えるものである。

【００２１】上記本発明の直流電源の最大出力点追尾装
置において、直流電源として太陽電池素子を好ましく用
いることができる。

【００２２】また、第三の電路に電力変換回路が接続さ
れていることが好ましい。

【００２３】さらに、第三の電路に二次電池が接続され
ていることが好ましい。

【００２４】そして、電圧が上昇していて電力が上昇か
ら下降に転ずる時と、電圧が下降していて電力が上昇か
ら下降に転ずる時のそれぞれにおいて、切換え動作を行
う前に、一旦、第二の電路側及び第三の電路側から切り
離す絶縁手段を有することが好ましい。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の好適な実施の
形態について説明するが、本発明は本実施の形態に限ら
れない。

【００２６】図１は、本発明の最大出力点追尾装置の基
本となる実施形態を示す回路図である。本実施形態で
は、前述したように、直流電源１を太陽電池と仮定して
説明を行なうが、最大出力点追尾制御が必要な直流電源
であればどのような電源であっても構わない。なお、直
流電源１として太陽電池１０２と逆流防止ダイオード１
０１で構成した場合の電源回路の例を図９に示してい
る。

【００２７】図１において、直流電源１と並列にコンデ
ンサ５が接続され、その出力が、切換えスイッチング回
路７の一方の回路を通して、コンデンサ（以降、「パケ
ットコンデンサ」と呼ぶ。）８に接続される。切換えス
イッチング回路７の他方の回路は、負荷２に接続されて
いる。

【００２８】直流電源１の電圧を電圧計３で、直流電源
１からの電流を電流計４でそれぞれ測定し、それぞれの
測定信号はＭＰＰＴコントローラ６に入力され、ＭＰＰ
Ｔコントローラ６はそれらの信号に応じて切換えスイッ
チング回路７の制御を行っている。

【００２９】図２は、図１におけるＭＰＰＴコントロー
ラの詳細構成を示す回路図である。図２において、電圧
計３で測定された直流電源１の電圧値は、電圧入力端子
６１−１に入力されて、微分器６３−１で、電圧が上昇
すれば正の信号、電圧が下降すれば負の信号、電圧に変
化が無ければ０信号というような、すなわち微分信号に
変換される。

【００３０】電流計４で測定された直流電源１の出力電
流値は、電流入力端子６１−２に入力されて、電圧値と
ともに乗算器６２に入力される。そこで（電圧×電
流）、すなわち電力値が計算されて、同様に微分信号に
変換される。

【００３１】それぞれの微分信号はそれぞれの比較器６
４−１、６４−２に入力されて、正の信号ならＨ（Ｔｒ
ｕｅ）、負の信号ならＬ（Ｆａｌｓｅ）の論理値に変換
される。

【００３２】そして、それぞれの論理値は、排他的論理
和ゲート６５に入力される。

【００３３】その結果、直流電源１の電圧が上昇してい
て、かつ電力が下降している間か、または電圧が下降し
ていて、かつ電力が上昇している間は、制御出力端子６
６からはＨ（Ｔｒｕｅ）の論理値が、電圧が下降してい
て、かつ電力が下降している間か、または電圧が上昇し
ていて、かつ電力が上昇している間は、制御出力端子６
６からはＬ（Ｆａｌｓｅ）の論理値が出力されることに
なる。

【００３４】ここでは、例としてＭＰＰＴコントローラ
６をハードウェアで構成したが、電圧／電流それぞれの
入力をアナログ／デジタル変換してソフトウェアで処理
しても構わない。

【００３５】図３は、図１における切換えスイッチング
回路の詳細構成を示す回路図である。図１では切換えス
イッチング回路７をメカニカルリレーの記号で表記して
いるが、これは原理説明のためである。実際にはスイッ
チング回数の多い場合には、部品寿命を延ばすため半導
体で構成するのが普通である。図３は、切換えスイッチ
ング回路７を半導体で構成した例を図示している。

【００３６】ＭＰＰＴコントローラ６の出力論理値が、
制御入力端子７１に入力され、そのままの論理値で、例
えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴのような半導体スイッチ
ング素子７３−１のゲート入力に接続される。また反転
器７２で入力論理値を反転させて、半導体スイッチング
素子７３−２のゲート入力に接続される。

【００３７】つまり、ＭＰＰＴコントローラ６の出力論
理値がＨ（Ｔｒｕｅ）ならば、電源側＋端子７４−１と
−端子７５が接続され、Ｌ（Ｆａｌｓｅ）ならば、負荷
側＋端子７４−２と−端子７５が接続されることにな
る。

【００３８】なお、実際の電気回路では、この他にゲー
ト保護回路やスナバ回路などが付加されることもある
が、ここでは省略する。

【００３９】図１に戻り全体の動作を説明する。なお説
明上、最初は切換えスイッチング回路７が負荷側に切換
えられている状態、つまり負荷側＋端子７４−２と−端
子７５が接続されており、パケットコンデンサ８が放電
されているものとする。

【００４０】最初の状態では、太陽電池などで構成され
る直流電源１の電力はコンデンサ５に充電される。直流
電源１は電流が流れない状態に安定するため、グラフで
示すと図１１の開放電圧Ｖｏｃの点で安定していること
になる。

【００４１】ここで、ＭＰＰＴコントローラ６が動作開
始し、その出力が反転すると、切換えスイッチング回路
７が電源側に切換えられる。つまり電源側＋端子７４−
１と−端子７５が接続され、コンデンサ５の中の電荷が
パケットコンデンサ８に充電される。

【００４２】この時の状態をグラフで示すと図１１の動
作モードｄｔ１に相当する。すなわち、直流電源１の電
圧が開放電圧から最大出力点電圧に向かって下降し、出
力電流が増えて、電力が上昇しているモードである。

【００４３】このままパケットコンデンサ８の充電が続
くと、やがて最大出力点電力Ｐｍａｘを通過し、動作モ
ードｄｔ２に移行する。この動作モードでは、電圧の下
降とともに電力が下降するため、ＭＰＰＴコントローラ
６の出力がＬ（Ｆａｌｓｅ）になり、半導体スイッチン
グ素子７３−１がオフ、７３−２がオンになって、負荷
側＋端子７４−２と−端子７５が接続される。

【００４４】するとパケットコンデンサ８の電荷は負荷
に放電されるとともに、コンデンサ５の放電が止まり、
直流電源１から充電されるため、直流電源１の電圧が上
昇して動作モードｄｔ３に移行することになる。この動
作モードでは、電圧の上昇とともに電力が上昇するた
め、ＭＰＰＴコントローラ６の出力はＬ（Ｆａｌｓｅ）
のまま切り替わらない。

【００４５】このままコンデンサ５の充電が続くと、や
がて最大出力点電力Ｐｍａｘを通過し、動作モードｄｔ
４に移行する。この動作モードでは、電圧の上昇ととも
に電力が下降するため、ＭＰＰＴコントローラ６の出力
がＨ（Ｔｒｕｅ）に転じ、半導体スイッチング素子７３
−１がオン、７３−２がオフになって、電源側＋端子７
４−１と−端子７５が接続される。すなわち動作モード
ｄｔ１に移行する。

【００４６】このように、一度ＭＰＰＴコントローラ６
が起動すれば、直流電源１の最大出力点を追尾し続ける
ことになる。

【００４７】太陽電池の発電が停止するなどして、直流
電源１からの電力供給が止まると、動作モードがｄｔ１
になって切換えスイッチング回路７が負荷側に切り替わ
っても、コンデンサ５が充電されないために動作モード
ｄｔ３への移行が起こらず、自然放電で電圧０の点に向
かうことになる。この時、パケットコンデンサ８も負荷
で放電されて、空になり安全な状態で停止する。

【００４８】翌日徐々に電圧が上昇し、Ｖｏｃ状態にな
った上で、ＭＰＰＴコントローラ６を動作開始させれ
ば、また最大出力点追尾制御を開始することになる。な
お、ＭＰＰＴコントローラ６の動作開始は、図１０のよ
うに別途起動回路を組み込むなり、ＭＰＰＴコントロー
ラ６をソフトウェアで構成しているのであれば、起動プ
ログラムを組み込むなどして実現できる。一例として図
１０では、直流電源１の電圧があらかじめ設定された電
圧値（例えば、開放電圧値Ｖｏｃよりやや低い電圧値な
ど）を超えた時に比較器６８によって起動信号が出て、
切換えスイッチング回路７が電源側に切換えられるとい
うものである。

【００４９】

【実施例】以下に、本発明の実施例を詳細に説明する
が、本発明はこれらの実施例に限るものではない。

【００５０】〔実施例１〕図４は、実施例１の最大出力
点追尾装置を示す回路図である。図４において、１は直
流電源、２は負荷、３は電圧計、４は電流計、５はコン
デンサ、６はＭＰＰＴコントローラ、７は切換えスイッ
チング回路、８はパケットコンデンサ、９はインダクタ
ンス、２０３’はコントローラ、２０４はコンデンサ、
２０５はスイッチング素子である。本実施例では、最大
出力点追尾装置の出力端にインバータ回路を接続してい
る。

【００５１】図１２に示した従来例ではＰＷＭコントロ
ーラ２０３が最大出力点追尾制御を兼ねていたが、本実
施例ではそれが必要なくなり、コントローラ２０３’と
して一般的で安価な汎用インバータを使用することがで
きる。

【００５２】さらに、切換えスイッチング回路７とコン
デンサ５の間に、インダクタンス９が介設されている。
これは、コンデンサ５からパケットコンデンサ８に充電
される際の充電電流を抑制し、切換えスイッチング回路
７の切換え回数を減らす目的で介設されている。インダ
クタンス９はこの電路の配線抵抗や浮遊インダクタンス
が大きい場合、または切換えスイッチング回路７が十分
高速なスイッチング特性を有している場合には省略する
ことができる。

【００５３】また、図４ではインバータ出力に負荷２が
接続されているが、インバータの出力側に系統連系保護
装置を付けるか、またはインバータがそれを内蔵するこ
とで負荷２の代わりに電力系統を接続することも可能で
ある。

【００５４】〔実施例２〕図５は、実施例２の最大出力
点追尾装置を示す回路図である。図５において、１は直
流電源、２は負荷、３は電圧計、４は電流計、５はコン
デンサ、６はＭＰＰＴコントローラ、７は切換えスイッ
チング回路、８はパケットコンデンサ、９はインダクタ
ンス、２０３”はコントローラ、２０４はコンデンサ、
２０５はスイッチング素子、２０６は変圧器、２０７は
整流器、２０８は平滑インダクタンス、２０９は平滑コ
ンデンサである。本実施例では、最大出力点追尾装置の
出力端にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を接続している。

【００５５】図１３に示した従来例ではＰＷＭコントロ
ーラ２０３が最大出力点追尾制御を兼ねていたが、本実
施例ではそれが必要なくなり、コントローラ２０３”と
して簡単なチョッパ回路を使用した極一般的で安価なＤ
Ｃ−ＤＣコンバータで良いことになる。

【００５６】また図６のように、出力の複数のコンデン
サに次々に充電するように構成すれば、昇圧のためのチ
ョッパ回路さえも不要な安価なＤＣ−ＤＣコンバータ回
路を構成することが可能となる。

【００５７】〔実施例３〕図７は、実施例３の最大出力
点追尾装置を示す回路図である。図７において、１は直
流電源、３は電圧計、４は電流計、５はコンデンサ、６
はＭＰＰＴコントローラ、７は切換えスイッチング回
路、８はパケットコンデンサ、９はインダクタンス、１
０は二次電池である。本実施例では、最大出力点追尾装
置の出力端に二次電池１０を接続している。

【００５８】もし二次電池１０が満充電になると、パケ
ットコンデンサ８が放電されず、動作モードｄｔ１から
ｄｔ４へ直接移行するため、切換えスイッチング回路７
が電源側に固定されたままになる。その結果、コンデン
サ５が充電され続けて、直流電源１はＶｏｃの状態にな
り安定する。また、二次電池１０から回路が切断された
状態で安定するため、過充電も起こらず、安全な状態で
停止することになる。

【００５９】従って、過充電防止装置が不要になる。

【００６０】〔実施例４〕図８は、実施例４の最大出力
点追尾装置を示す回路図である。図８において、１は直
流電源、２は負荷、３は電圧計、４は電流計、５はコン
デンサ、６はＭＰＰＴコントローラ、７は切換えスイッ
チング回路、８はパケットコンデンサ、９はインダクタ
ンス、１１はインバータ、２０３’はコントローラ、２
０４はコンデンサ、２０５はスイッチング素子である。

【００６１】本実施例では、実施例１と同様に、最大出
力点追尾装置の出力端にインバータ回路を接続してい
る。違っている点は、切換えスイッチング回路７がパケ
ットコンデンサ８の＋側と−側の両方に付いている点で
ある。こうすることによって、絶縁トランスなどを使わ
なくても、交流側と直流電源側を絶縁することが可能に
なる。

【００６２】より好ましくは、図３の半導体スイッチン
グ素子７３の各ゲート入力に立ち上がりディレイを追加
することで、７３−１がオフした後、ディレイ時間をお
いて７３−２がオンすることになり、より確実に絶縁で
きる。

【００６３】交流−直流間の絶縁は、特に系統連系型の
インバータにおいてしばしば問題とされるため、本実施
例はその解決に非常に有効である。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
のような優れた効果を奏する。

【００６５】まず、本発明に係る直流電源の最大出力点
追尾方法によれば、電源電圧測定工程で直流電源の電圧
を測定するとともに、電源電流測定工程で直流電源とこ
れに並列接続された第一の容量性素子との間に流れる電
流を測定し、測定された電源電圧と電源電流を乗算して
電力を算出して、電圧が上昇していて、かつ電力が下降
している間か、または電圧が下降していて、かつ電力が
上昇している間は、第一の容量性素子に第二の容量性素
子を電気的に並列接続する充電工程を行い、電圧が下降
していて、かつ電力が下降している間か、または電圧が
上昇していて、かつ電力が上昇している間は、第二の容
量性素子を第一の容量性素子から電気的に切り離し、出
力に電気的に接続する放電工程を行うので、高速なスイ
ッチング制御を要さず、安価に直流電源の最大出力点を
追尾することができる。

【００６６】この直流電源として太陽電池素子を用いる
ことにより、太陽電池の性能を効率よく最大限に引き出
すことができる。

【００６７】また、出力に電力変換回路を接続すること
により、専用の電力変換回路を要さず、汎用の電力変換
回路で安価に発電システムを構成することができる。

【００６８】さらに、出力に二次電池を接続することに
より、過充電保護回路が不要で安全な充電装置を構成す
ることができる。

【００６９】そして、充電工程から放電工程に切り替わ
るときと、放電工程から充電工程に切り替わる時のそれ
ぞれにおいて、第二の容量性素子を第一の容量性素子及
び出力に接続しない絶縁工程を有するので、電源側と出
力側を安全かつ容易に絶縁することができる。

【００７０】一方、本発明に係る最大出力点追尾装置に
よれば、第一の容量性素子と、該第一の容量性素子に直
流電源から充電する電流を流す第一の電路と、第二の容
量性素子と、該第二の容量性素子に第一の容量性素子か
ら充電する電流を流す第二の電路と、第二の容量性素子
から出力に放電する電流を流す第三の電路と、第二の電
路と第三の電路とを交互に切換えて第二の容量性素子に
接続する電路切換え手段と、直流電源に並列に接続され
て電圧を測定する電源電圧測定手段と、第一の電路中に
直列に接続されて電流を測定する電源電流測定手段と、
電源電圧測定手段の出力と電源電流測定手段の出力を乗
算して電力を出力する電力算出手段とで構成され、電圧
が上昇していて、かつ電力が下降している間か、または
電圧が下降していて、かつ電力が上昇している間は、電
路切換え手段を第二の電路側に切換え、電圧が下降して
いて、かつ電力が下降している間か、または電圧が上昇
していて、かつ電力が上昇している間は、電路切換え手
段を第三の電路側に切換えるので、高速なスイッチング
制御を要さず、安価で信頼性の高い最大出力点追尾装置
を構成することができる。

【００７１】この直流電源を太陽電池素子で構成するこ
とにより、太陽電池の性能を効率よく最大限に引き出す
ことができる。

【００７２】また、第三の電路に電力変換回路を接続す
ることにより、専用の電力変換回路を要さず、汎用の電
力変換回路で安価に発電システムを構成することができ
る。

【００７３】さらに、第三の電路に二次電池を接続する
ことにより、過充電保護回路が不要で安全な充電装置を
構成することができる。

【００７４】そして、電圧が上昇していて電力が上昇か
ら下降に転ずる時と、電圧が下降していて電力が上昇か
ら下降に転ずる時のそれぞれにおいて、切換え動作を行
う前に、一旦、第二の電路側及び第三の電路側から切り
離す絶縁手段を有するので、電源側と出力側を安全かつ
容易に絶縁することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の最大出力点追尾装置の基本となる実施
形態を示す回路図である。

【図２】図１におけるＭＰＰＴコントローラの詳細構成
を示す回路図である。

【図３】図１における切換えスイッチング回路の詳細構
成を示す回路図である。

【図４】実施例１の最大出力点追尾装置を示す回路図で
ある。

【図５】実施例２の最大出力点追尾装置を示す回路図で
ある。

【図６】実施例２の最大出力点追尾装置における変形例
を示す回路図である。

【図７】実施例３の最大出力点追尾装置を示す回路図で
ある。

【図８】実施例４の最大出力点追尾装置を示す回路図で
ある。

【図９】直流電源として太陽電池を使った場合の構成を
示す回路図である。

【図１０】起動回路を追加したＭＰＰＴコントローラを
示す回路図である。

【図１１】直流電源の最大出力点追尾方法を示す説明図
である。

【図１２】従来の一般的な最大出力点追尾機能を搭載し
たインバータ回路を示す回路図である。

【図１３】従来の一般的な最大出力点追尾機能を搭載し
たＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２負荷３電圧計４電流計５コンデンサ６ＭＰＰＴコントローラ７（７−１、７−２、７−３）切換えスイッチング回
路８コンデンサ（パケットコンデンサ）９インダクタンス１０二次電池６１入力端子（６１−１電圧入力端子、６１−２
電流入力端子）６２乗算器６３（６３−１、６３−２）微分器６４（６４−１、６４−２）比較器６５排他的論理和ゲート６６制御出力端子６７基準電圧設定器６８比較器６９論理和ゲート７１制御入力端子７２反転器７３（７３−１、７３−２）半導体スイッチング素子７４＋端子（７４−１電源側＋端子、７４−２負
荷側＋端子）７５ −端子１０１逆流防止ダイオード１０２太陽電池２０１電圧計２０２電流計２０３ＰＷＭコントローラ２０３’、２０３” コントローラ２０４（２０４−１、２０４−２）コンデンサ２０５（２０５−１、２０５−２、２０５−３、２０５
−４）スイッチング素子２０６変圧器２０７（２０７−１、２０７−２）整流器２０８平滑インダクタンス２０９平滑コンデンサＩ−Ｖ電流対電圧グラフＰ−Ｖ電力対電圧グラフｄｔ１、ｄｔ２、ｄｔ３、ｄｔ４最大出力点追尾動作
モードＶｏｃ開放電圧Ｉｓｃ短絡電流Ｐｍａｘ最大出力点電力

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の電圧を測定する電源電圧測定
工程と、直流電源とこれに並列接続された第一の容量性素子との
間に流れる電流を測定する電源電流測定工程と、前記電源電圧測定工程で測定された電圧と前記電源電流
測定工程で測定された電流を乗算して電力を求める電力
算出工程と、前記電圧が上昇していて、かつ前記電力が下降している
間か、または前記電圧が下降していて、かつ前記電力が
上昇している間は、前記第一の容量性素子に第二の容量
性素子を電気的に並列接続する充電工程と、前記電圧が下降していて、かつ前記電力が下降している
間か、または前記電圧が上昇していて、かつ前記電力が
上昇している間は、前記第二の容量性素子を前記第一の
容量性素子から電気的に切り離し、出力に電気的に接続
する放電工程と、を有することを特徴とする直流電源の
最大出力点追尾方法。
【請求項２】前記直流電源が太陽電池素子で構成され
ていることを特徴とする請求項１に記載の直流電源の最
大出力点追尾方法。
【請求項３】前記出力に電力変換回路が接続されてい
ることを特徴とする請求項１又は２に記載の直流電源の
最大出力点追尾方法。
【請求項４】前記出力に二次電池が接続されているこ
とを特徴とする請求項１又は２に記載の直流電源の最大
出力点追尾方法。
【請求項５】前記充電工程から前記放電工程に切り替
わるときと、前記放電工程から前記充電工程に切り替わ
る時のそれぞれにおいて、前記第二の容量性素子が前記
第一の容量性素子及び前記出力に接続されない絶縁工程
を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに
記載の直流電源の最大出力点追尾方法。
【請求項６】第一の容量性素子と、該第一の容量性素子に直流電源から充電する電流を流す
第一の電路と、第二の容量性素子と、該第二の容量性素子に前記第一の容量性素子から充電す
る電流を流す第二の電路と、前記第二の容量性素子から出力に放電する電流を流す第
三の電路と、前記第二の電路と前記第三の電路とを交互に切換えて前
記第二の容量性素子に接続する電路切換え手段と、直流電源に並列に接続されて該直流電源の電圧を測定す
る電源電圧測定手段と、前記第一の電路中に直列に接続されて電流を測定する電
源電流測定手段と、前記電源電圧測定手段の出力と前記電源電流測定手段の
出力を乗算して電力を出力する電力算出手段と、で構成
され、前記電圧が上昇していて、かつ前記電力が下降している
間か、または前記電圧が下降していて、かつ前記電力が
上昇している間は、前記電路切換え手段を前記第二の電
路側に切換え、前記電圧が下降していて、かつ前記電力が下降している
間か、または前記電圧が上昇していて、かつ前記電力が
上昇している間は、前記電路切換え手段を前記第三の電
路側に切換えることを特徴とする直流電源の最大出力点
追尾装置。
【請求項７】前記直流電源が太陽電池素子で構成され
ていることを特徴とする請求項６に記載の直流電源の最
大出力点追尾装置。
【請求項８】前記第三の電路に電力変換回路が接続さ
れていることを特徴とする請求項６又は７に記載の直流
電源の最大出力点追尾装置。
【請求項９】前記第三の電路に二次電池が接続されて
いることを特徴とする請求項６又は７に記載の直流電源
の最大出力点追尾装置。
【請求項１０】前記電圧が上昇していて前記電力が上
昇から下降に転ずる時と、前記電圧が下降していて前記
電力が上昇から下降に転ずる時のそれぞれにおいて、切
換え動作を行う前に、一旦、前記第二の電路側及び前記
第三の電路側から切り離す絶縁手段を有することを特徴
とする請求項６乃至９のいずれかに記載の直流電源の最
大出力点追尾装置。