JP5467647B2 - 自励式フライバックコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、電圧共振動作を行うことによりゼロ電圧スイッチングを実現する自励式フライバックコンバータに関する。

現在、家庭用電化製品や事務機器をはじめとする電子機器の電源部には、一般的に高効率でありこれらの低消費電力化に対するニーズに応え得るスイッチング電源装置が多用されている。
その中でも、自励式フライバックコンバータは絶縁型コンバータであると共に自励式でその基本動作がシンプルであることから、様々な電化製品の電源部に採用されている。

図５に例示するのは、従来知られた自励式フライバックコンバータの一例を示す回路図である。これは、以下に説明する様な電圧共振をさせていない構成のものであり、図５に示す通り、トランスＴの一次側主巻線Ｐの両端にスナバ回路６０が接続されており、スイッチング時にスイッチング素子Ｑ１に生じるサージ電圧を吸収する構成とされている。

また、図５の自励式フライバックコンバータ１１０では、自励動作を実現すべく、起動抵抗Ｒｗと、トランスＴに補助巻線として巻回されたゲート駆動巻線Ｇとを備えている。図５の例では、ゲート駆動巻線Ｇと一次側主巻線Ｐとは同一極性とされている（なおトランスＴについては、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ）。ゲート駆動巻線Ｇの巻数については、ゲート駆動巻線Ｇの一端側に出力される電圧が、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動の閾値電圧Ｖ_Ｔより高い電圧を出力することが可能な範囲に予め設定されている。

図５の自励式フライバックコンバータ１１０の概略動作を説明すると、まず起動については、起動抵抗Ｒｗによって一旦スイッチング素子Ｑ１がターンオンし、トランスＴの一次側主巻線Ｐに入力電圧Ｅ１が印加されると共にゲート駆動巻線Ｇに一次側主巻線Ｐとの巻数比に応じた比例電圧が誘起される。その電圧によって、スイッチング素子Ｑ１を完全にターンオンする。スイッチング素子Ｑ１が完全にターンオンした後のターンオン期間については、図５に例示される様なオン幅決定回路７０およびフィードバック回路８０により決定される。
以降の動作は自励特有のものではなく、スイッチング素子Ｑ１がターンオン状態にあるとき、二次側主巻線Ｓに誘導される電圧によって二次側整流ダイオードＤ２に逆バイアスが印加され、二次側主巻線Ｓには電流が流れない。スイッチング素子Ｑ１がターンオン状態にある間、一次側主巻線Ｐは入力電圧Ｅ１で励磁され、エネルギーはリアクトルに蓄積される。
一方、スイッチング素子Ｑ１がターンオフ状態にあるとき、二次側主巻線Ｓは出力電圧Ｅ２でリセットされ、蓄積されたエネルギーは二次側の出力端に接続された負荷に放出される。

上記した自励式フライバックコンバータ１１０は、回路構成自体はシンプルであるものの、スイッチング時にスイッチング素子Ｑ１に生じるスイッチング損失が問題となり、効率の面から不利である。

この図５に例示した自励式フライバックコンバータを電圧共振させることによりゼロ電圧スイッチング（ゼロ電圧ターンオン）を実現するようにした自励式フライバックコンバータとして、図６に例示されるものが挙げられる。
図６（ａ）に示される電圧共振フライバックコンバータ１００’は、スイッチング素子３がターンオフしている期間に、トランス４の漏れインダクタンスとスイッチング素子３のドレイン−ソース間に接続された共振用コンデンサ２とで電圧共振させ、スイッチング素子３のドレイン−ソース間電圧がゼロになったことを図６（ｂ）に例示されるゲート方向電流開閉回路１３で検出し、そのタイミングでスイッチング素子３をターンオンさせる制御を行うことでゼロ電圧スイッチングを実現させ、スイッチング素子３のスイッチング損失を低減し、全体的な高効率化を図っている。

ここで、ゲート方向電流開閉回路１３とは、スイッチング素子３のドレイン電位に応じてターンオンまたはターンオフするもので、トランス４のゲート駆動巻線７とスイッチング素子３のゲートとの間に挿入されるものである。このゲート方向電流開閉回路１３は、スイッチング素子３のドレイン電位が略グランド電位になったときにターンオンし、ドレイン電位がグランド電位から上昇するとターンオフすることにより上記スイッチング素子３のゲート方向の電流を規制する働きを行うものであって、図６（ｂ）に例示される様な回路構成を持つものである。

しかしながら、上記の通りスイッチング素子のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングを実現するためにこれまで必要とされていたゲート方向電流開閉回路は、構成が複雑であると共に部品点数が多く、全体的な製造コストの引き下げ、および信頼性アップの妨げとなっていた。

特開平５−１３０７７６号公報

従って本発明は、スイッチング素子の両端電圧がゼロになったことを検出するのに複雑な構成を必要とせず、シンプルな回路構成によりスイッチング素子のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングをなし得る新規な電圧共振フライバックコンバータを提供することを課題とする。

上記課題を解決すべく種々検討を重ねた結果、本願発明者は、
ｉ） スイッチング素子のドレイン側とソース側との間に共振用コンデンサを接続すると共に、
ｉｉ） ドレイン電流が流れるルートにカレントトランスの一次側両端子を挿入することにより、マイナス方向に流れているドレイン電流のみを整流ダイオードを介してカレントトランスの二次側両端子より電圧として取り出す構成とし、さらに、
ｉｉｉ） 取り出した当該電圧をスイッチング素子のゲートへ印加することで強制的にスイッチング素子をターンオンさせる、
構成とすることにより上記課題を解決可能なことを見い出し、本発明を完成した。

上記課題を解決可能な本発明の電圧共振フライバックコンバータは、（１）一次側主巻線および二次側主巻線、並びにゲート駆動巻線からなるトランスと、
前記トランスの一次側主巻線に直列接続され、前記ゲート駆動巻線により駆動されるスイッチング素子と、
前記トランスの二次側主巻線に直列接続された二次側整流ダイオードと、
を備え、前記スイッチング素子が電圧共振動作を行うことによりゼロ電圧スイッチングを実現する自励式フライバックコンバータであって、
前記スイッチング素子のドレイン側とソース側との間に接続された共振用コンデンサと、
一次巻線をドレイン電流が流れる経路中に挿入したカレントトランスと、
前記カレントトランスの二次巻線よりソースからドレインに向かう方向に流れている前記ドレイン電流を電圧変換する整流ダイオードと、
をさらに備え、
前記整流ダイオードによって変換された電圧を前記スイッチング素子のゲートへ印加することで強制的に前記スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とするものである。

上記の電圧共振フライバックコンバータは、好ましくは、（２）前記スイッチング素子のドレイン側は前記トランスの一次側主巻線の他端側に、ソース側は前記一次側平滑コンデンサの他端側に接続され、
前記二次側整流ダイオードのアノードは前記トランスの二次側主巻線の他端側に接続され、
前記ゲート駆動巻線の一端側は前記スイッチング素子のゲートに接続されると共に、
前記カレントトランスの一次巻線は、他端側が前記トランスの一次側主巻線の一端側に、一端側が前記一次側平滑コンデンサの一端側に接続され、
他方、前記カレントトランスの二次巻線は、一端側が前記ゲート駆動巻線の他端側に接続されており、さらに、
前記整流ダイオードのアノードは前記カレントトランスの二次巻線の他端側に、カソードが前記スイッチング素子のゲート側に接続される構成からなる。

上記（１）、（２）の電圧共振フライバックコンバータは、より好ましくは、（３）前記スイッチング素子のゲート側と入力電圧の正極側との間に接続された起動抵抗をさらに備え、起動時に当該起動抵抗を通じて前記スイッチング素子をターンオンさせ得る構成を備える。

なお、本発明においては、一次巻線がドレイン電流が流れる経路中に挿入され、二次巻線よりソースからドレインに向かう方向（以下「マイナス方向」という）に流れている前記ドレイン電流のみが整流ダイオードを介して電圧として取り出されるカレントトランスと、取り出した当該電圧をスイッチング素子のゲートへ印加することで強制的にスイッチング素子をターンオンさせ得る構成部分とが、スイッチング素子のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングを実現し得る補助回路に該当する。
下記の実施例では、カレントトランスＬａ、その二次巻線に直列接続された整流ダイオードＤａ、そしてカレントトランスの二次巻線と整流ダイオードＤａにさらに直列接続された電流制限抵抗Ｒａとの組み合わせが、補助回路５０に該当する。

また、本明細書でスイッチング素子Ｑ１に関連して「ゲート」駆動巻線、或いは「スイッチング素子のドレイン側とソース側との間」と表現されているのは、スイッチング素子Ｑ１として一応、電界効果トランジスタが想定されていることの表れであり、便宜上そう表現されたに過ぎないものである。したがって、当該表現を根拠としてスイッチング素子Ｑ１が電界効果トランジスタに限定されるものでは決してない。スイッチング素子Ｑ１としては、同等の機能を果たすものであれば特に限定されず、その場合、電界効果トランジスタとは異なる三端子表現が用いられるものに対しては当然、相当する表現が該当するであろうことは明白である。

また、共振用コンデンサＣｒについて、本明細書で「スイッチング素子のドレイン側とソース側との間に接続された」と表現されているのは、共振用コンデンサＣｒの他端側がスイッチング素子Ｑ１のソースに直接接続されている場合のほかに、両者の間にオン幅決定回路７０の構成のために要するシャント抵抗その他の諸素子が接続されている場合をも包含する意図があることを明らかにするためである。

上記した通り、従来例に係る電圧共振フライバックコンバータでは、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧がゼロになったことを検出し、ゼロ電圧が検出されるとスイッチング素子をターンオンさせる一連の制御を複雑な回路で実現していたが、本発明によればカレントトランスと整流ダイオードと電流制限抵抗とを適宜組み合わせてなるシンプルな補助回路によって同様の効果を得ることができ、部品点数を大幅に削減することができる。
さらに本発明によれば、基本動作はそのままに、シンプルな回路構成が実現されることによって全体的な信頼性のアップを図ることができる。

本発明に係る電圧共振フライバックコンバータの一実施例を示す回路図である。 電圧共振回路の基本回路について示す図である。 電圧共振回路の基本動作に関する各部動作波形図である。 本発明に係る電圧共振フライバックコンバータの変形例を示す回路図である。 本発明に係る電圧共振フライバックコンバータの変形例を示す回路図である。 従来知られた自励式フライバックコンバータの一例を示す回路図である。 従来例に係る電圧共振フライバックコンバータの一例を示す回路図である。

以下、本発明の電圧共振フライバックコンバータの詳細に付き、一実施例を用いて説明する。

［構成］
図１に、本実施例に係る電圧共振フライバックコンバータ１００の回路図を示す。これは、図５に示す従来知られた自励式フライバックコンバータ１１０に、以下に説明するカレントトランスＬａと整流ダイオードＤａと電流制限抵抗Ｒａとを適宜組み合わせてなる本発明の補助回路５０と、共振用コンデンサＣｒとを適用して構成されたものである。
なお、これより説明する通り、上記構成によって本実施例はゼロ電圧スイッチングが実現される電圧共振回路となることから、図５に示す従来知られた自励式フライバックコンバータ１１０で設けられていたスナバ回路６０は撤去されている。
以下、図１の構成の説明に関し、図５の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符を用いるものとする。

本実施例に係る電圧共振フライバックコンバータ１００は、一次側主巻線Ｐおよび二次側主巻線Ｓ、並びにゲート駆動巻線ＧからなるトランスＴと、トランスＴの一次側主巻線に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴの二次側主巻線Ｓに直列接続された二次側整流ダイオードＤ２と、を含んでなる、電圧共振動作を行うことによりゼロ電圧スイッチングを実現する自励式フライバックコンバータである。本実施例では、スイッチング素子Ｑ１には電界効果トランジスタが用いられている。

さらに、本実施例に係る電圧共振フライバックコンバータ１００は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン側とソース側との間に接続された共振用コンデンサＣｒと、一次巻線がドレイン電流Ｉ_Ｄが流れる経路中に挿入され、二次巻線よりマイナス方向に流れている上記ドレイン電流Ｉ_Ｄのみが整流ダイオードＤａを介して電圧として取り出されるカレントトランスＬａとを備え、取り出した当該電圧をスイッチング素子Ｑ１のゲートへ印加することで強制的に上記スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる、構成を備えている。
本実施例においては、カレントトランスＬａ、その二次巻線に直列接続された整流ダイオードＤａ、そしてカレントトランスの二次巻線と整流ダイオードＤａとの間にさらに直列接続された電流制限抵抗Ｒａとの組み合わせが補助回路５０に該当する。
本実施例によれば、ｉ）スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に共振用コンデンサＣｒを接続すると共に、ｉｉ）ドレイン電流Ｉ_Ｄが流れるルートにカレントトランスＬａの一次巻線を挿入することにより、マイナス方向に流れているドレイン電流Ｉ_Ｄのみを整流ダイオードＤａを介してカレントトランスＬａの二次巻線より電圧として取り出す構成とし、さらに、ｉｉｉ）取り出した当該電圧をスイッチング素子Ｑ１のゲートへ印加することで強制的にスイッチング素子をターンオンさせる、といったシンプルな回路構成でありながら、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングを実現させることが可能となる。

本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００では、スイッチング素子Ｑ１のドレイン側はトランスＴの一次側主巻線Ｐの他端側に、ソース側は公知のオン幅決定回路７０のシャント抵抗Ｒｓを介して一次側平滑コンデンサＣ１の他端側に接続されている。
一方、二次側整流ダイオードＤ２のアノードはトランスＴの二次側主巻線Ｓの他端側に、カソードが二次側平滑コンデンサＣ２の一端側に接続されている。トランスＴの二次側主巻線Ｓの一端側は二次側平滑コンデンサＣ２の他端側に接続されている。

又、本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００では、補助回路５０に関し、カレントトランスＬａの一次巻線は、他端側がトランスＴの一次側主巻線Ｐの一端側に、一端側が一次側平滑コンデンサＣ１の一端側に接続されている。他方、カレントトランスＬａの二次巻線は、一端側がゲート駆動巻線Ｇの他端側に接続されている。さらに、整流ダイオードＤａのアノードはカレントトランスＬａの二次巻線の他端側に、カソードがスイッチング素子Ｑ１のゲート側に接続されている。

なお、回路の起動および自励発振の継続に関し、本実施例では、起動時にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるべく、入力電圧の正極側に当たる一次側平滑コンデンサＣ１の一端側とスイッチング素子Ｑ１のゲート側との間に起動抵抗Ｒｗが接続されている。また、ゲート駆動巻線Ｇの一端側がスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。

ここで、ゲート駆動巻線Ｇの巻数或いは一次側主巻線Ｐとの巻数比については、例えばゲート駆動巻線Ｇの一端側に出力される電圧が、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動の閾値電圧Ｖ_Ｔより高い電圧を出力することが可能な範囲であれば特に限定されない。

［動作］
次に、上で回路構成の説明を一通り行った図１に示す本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００の動作につき説明する。
以下ではまず、次に説明する図２に示す電圧共振回路の基本回路を参照しつつ、本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００の基本動作につき説明する。そののち、基本動作の説明を踏まえつつ、補助回路５０の動作説明を行う。

［電圧共振回路の基本回路］
図２は、電圧共振回路の基本回路について示す図である。
電圧共振回路の基本回路１２０は、自励式フライバックコンバータであって、一次側主巻線Ｐおよび二次側主巻線ＳからなるトランスＴと、トランスＴの一次側主巻線Ｐに直列接続されたスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴの二次側主巻線Ｓに直列接続された二次側整流ダイオードＤ２と、を含んでなり、さらに、トランスの漏れインダクタンスＬｒおよびトランス一次側オープンインダクタンスＬと、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に接続された共振用コンデンサＣｒおよび寄生ダイオードＤ１と、一次側平滑コンデンサＣ１および二次側平滑コンデンサＣ２とを備え、電圧共振動作を行うことによりゼロ電圧スイッチングを実現させる構成からなっている。

より詳しくは、電圧共振回路の基本回路１２０では、スイッチング素子Ｑ１のドレイン側はトランス一次側オープンインダクタンスＬを包含するトランスＴの一次側主巻線Ｐの他端側に、ソース側は一次側平滑コンデンサＣ１の他端側に接続されている。なお、このスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に並列して、共振用コンデンサＣｒおよび寄生ダイオードＤ１も接続される。他方、トランス一次側オープンインダクタンスＬを包含するトランスＴの一次側主巻線Ｐの一端側には、一次側平滑コンデンサＣ１の一端側が接続される。

また、二次側整流ダイオードのアノードは、トランスの漏れインダクタンスＬｒを介して前記トランスの二次巻線の他端側に、カソードが二次側平滑コンデンサの一端側に接続されている。また、トランスＴの二次側主巻線Ｓの一端側は二次側平滑コンデンサＣ２の他端側に接続されている。

ここで、図１に示した本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００と、図２に示した電圧共振回路の基本回路１２０との構成上の差異につき念のため整理すると、図２では基本動作の説明をわかりやすくするために、起動時にスイッチング素子Ｑ１をターンオンするための起動抵抗Ｒｗ、自励発振を持続させるためのゲート駆動巻線Ｇ、オン幅決定回路７０およびフィードバック回路８０、並びに本発明の補助回路５０については記載を省略している。
一方、図１では、あくまで等価回路として回路図上に現れるものに過ぎないトランス一次側オープンインダクタンスＬおよびトランス二次側の漏れインダクタンスＬｒについては記載を省略している。

したがって、本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００の基本動作の説明については、かかる等価回路的性格をも有する図２に示す電圧共振回路の基本回路１２０を参照しつつ行う。

［各部動作波形について］
次に、本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００の基本動作を、図３に示す各部動作波形に基づき状態毎に分けて説明する。
なお、図３に示す電圧共振回路の基本動作に関する各部動作波形図において、
（ａ）はスイッチング素子Ｑ１或いはその寄生ダイオードＤ１を流れるドレイン電流Ｉ_Ｄ（実線）、およびトランスＴの一次側巻線電流Ｉ_Ｎ１（破線）を示すものである。なお、以下に示す状態１、４および５の各状態においては、上記Ｉ_Ｄを示す実線とＩ_Ｎ１を示す破線とが重複している。
（ｂ）に示す実線は、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒを表している。なお、破線部分に関しては、状態４の項で説明する通り、実際には状態４以降においては共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ１の順方向ドロップ電圧にクランプされることを表している。
（ｃ）に示す実線は、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒを表している。なお、破線部分に関しては、状態４の項で説明する通り、実際にはこれら状態４以降はスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ１がターンオンするので、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒは引き続き、ターンオンした寄生ダイオードＤ１を通って流れることを表している。
（ｄ）はトランスＴの二次側巻線電流Ｉ_Ｎ２を示すものである。

本実施例の電圧共振フライバックコンバータ１００の基本動作は、図３に示す通り時刻ｔ０〜τ５からなる１スイッチング周期Ｔにおいて５つの動作状態に分けることが出来る。
なお、状態１がスイッチング素子Ｑ１のターンオン期間Ｔ_ＯＮ、残る状態２−５がターンオフ期間Ｔ_ＯＦＦに相当する。
以下では、電圧共振回路の基本回路について示す図２およびその基本動作に関する各部動作波形図である図３に基づき、各動作状態ごとに説明する。

（１）状態１ ［ｔ０≦ｔ＜τ１］
Ｑ１ターンオン （Ｄ１ターンオフ、Ｄ２ターンオフ）；
はじめに、図２において、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒ、電圧Ｖ_Ｃｒをゼロとし、二次側平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２は出力電圧Ｅ２に充電されているとする。図１の場合も同様である。
なお、図１および図２には、以下に説明する主要素子の電圧、電流の正負を示す符号が併記されている。

この状態においてｔ＝ｔ０でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせると、トランスＴの一次側巻線電流Ｉ_Ｎ１は、
Ｉ_Ｎ１＝（Ｅ１／Ｌ）×ｔ （１）
ただし、ＬはトランスＴの一次側オープンインダクタンスである。
でｔと共に直線的に上昇する。

（２）状態２ ［τ１≦ｔ＜τ２］
Ｑ１ターンオフ （Ｄ１ターンオフ、Ｄ２ターンオフ）；
ｔ＝τ１においてスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせると、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒは、入力電圧Ｅ１およびトランス一次側オープンインダクタンスＬのエネルギーにより、徐々に上昇する。
図３（ｃ）に示す通り、Ｖ_Ｃｒ＝Ｅ１となるｔ＝τ２’の時点で、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒはピークに達する。その後もトランスＴの一次側オープンインダクタンスＬと共振用コンデンサＣｒの共振により、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒは上昇し続ける。

（３）状態３ ［τ２≦ｔ＜τ３］
Ｄ２ターンオン （Ｑ１ターンオフ、Ｄ１ターンオフ）；
Ｖ_Ｃｒ＝Ｅ１＋（Ｎ１／Ｎ２）×Ｅ２ （２）
となる時点τ２で、二次側整流ダイオードＤ２が導通する。
これにより、トランスＴの二次側主巻線Ｓは二次側平滑コンデンサＣ２を介して短絡された形となり、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒはｔ＝τ３’の時点をピークとした、トランスＴの漏れインダクタンスＬｒと共振用コンデンサＣｒとによる共振波形となる。
トランスＴの二次側巻線電流Ｉ_Ｎ２は、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒが再び、
Ｖ_Ｃｒ＝Ｅ１＋（Ｎ１／Ｎ２）×Ｅ２ （２）
となるｔ＝τ３’’の時点まで上昇する。さらに二次側巻線電流Ｉ_Ｎ２は、トランスＴの漏れインダクタンスＬｒにより流れ続け、二次側主巻線Ｓの短絡状態が続く。
共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒは、ｔ＝τ３’’’の時点で入力電圧Ｅ１に達しても、トランスＴの漏れインダクタンスＬｒとの共振によりさらに降下を続け、ｔ＝τ３の時点でゼロとなる。

（４）状態４ ［τ３≦ｔ＜τ４］
Ｄ１ターンオン （Ｑ１ターンオフ、Ｄ２ターンオン）；
ｔ＝τ３の時点でスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ１がターンオンする。これにより、ｔ＝τ３以降は、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒは、ターンオンした寄生ダイオードＤ１を通って引き続き流れることとなる。すなわち、ｔ＝τ３以降、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ１が導通するようになった後は、共振用コンデンサＣｒの電流Ｉ_Ｃｒは寄生ダイオードＤ１を通って引き続き流れることとなる（＝引き継がれる）。このとき、共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒは寄生ダイオードＤ１の順方向ドロップ電圧にクランプされる。

（５）状態５ ［τ４≦ｔ＜τ５（＝Ｔ）］
Ｄ２ターンオフ （Ｑ１ターンオフ、Ｄ１ターンオン）；
ｔ＝τ４の時点でトランスＴの二次側巻線電流Ｉ_Ｎ２はゼロとなり、この時点で二次側整流ダイオードＤ２がターンオフする。
したがってこれ以降は、トランスＴの一次側巻線電流Ｉ_Ｎ１は、
Ｉ_Ｎ１＝（Ｅ１／Ｌ）×ｔ−Ｉ_Ｎ１（τ４） （３）
でｔと共に直線的に上昇する。そして、一次側巻線電流Ｉ_Ｎ１は、ｔ＝τ５すなわちｔ＝Ｔでゼロに戻る。時刻τ５においてスイッチング素子Ｑ１が再びターンオンし、一スイッチング周期Ｔが終了する。時刻τ５より先は、これまで説明した時刻ｔ０以降と同様の動作である。

［ゼロ電圧スイッチングについて］
本実施例に係る電圧共振フライバックコンバータ１００につき、以上に説明した電圧共振回路の基本動作を基に説明する。
図３に示す電圧共振回路の基本動作に関する各部動作波形図からも明らかな通り、上記状態４、５そして再び状態１に戻る一連の流れにおいては、スイッチング素子Ｑ１がターンオフ状態からターンオン状態へ遷移するときのドレイン電流Ｉ_Ｄは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧に相当する共振用コンデンサＣｒの電圧Ｖ_Ｃｒについてサイン波状の電圧共振が終了した直後であるｔ＝τ３の時点では、共振電流が存在することからマイナス方向の電流からスタートしている。
ここで、マイナス方向とは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流がソースからドレインに向かって流れている状態を示す（通常は、プラス方向であるドレインからソースに向かって流れる）。このマイナス方向はまた、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間にダイオードが並列に接続されているときに（図２のＤ１に相当）、ダイオードＤ１に電流が流れている状態を示す。なお、ダイオードＤ１を接続したときのドレイン電流とは、スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流と、ダイオードＤ１に流れる電流との合計を意味する。

本発明ではこの点に着目し、図１に示す通りドレイン電流Ｉ_Ｄが流れるルートにカレントトランスＬａの一次巻線を挿入して、マイナス方向に流れているドレイン電流Ｉ_Ｄのみを整流ダイオードＤａを介してカレントトランスＬａの二次巻線より電圧として取り出し、取り出した当該電圧をスイッチング素子Ｑ１のゲートへ印加することで強制的にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる構成としている。なおここで、抵抗Ｒａは電流制限抵抗である。

なお、上記カレントトランスＬａの二次巻線の巻数或いは一次側と二次側との巻数比については、ゲート駆動巻線Ｇの場合と同様、例えばカレントトランスＬａの二次巻線の他端側に出力される電圧が、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動の閾値電圧Ｖ_Ｔより高い電圧を出力することが可能な範囲であれば特に限定されない。

上記の様に、カレントトランスＬａ、整流ダイオードＤａおよび電流制限抵抗Ｒａを組み合わせてなる補助回路５０を利用してスイッチング素子Ｑ１を強制的にターンオンさせる本実施例の構成によれば、従来の様にスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧がゼロになったことを検出し、ゼロ電圧が検出されるとスイッチング素子をターンオンさせる制御を行うのと同じ結果を得ることができる。
したがって本発明によれば、スイッチング素子の両端電圧がゼロになったことを検出するのに複雑な構成を必要とせず、シンプルな補助回路によりスイッチング素子のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングをなし得る新規な電圧共振フライバックコンバータを提供することができる。

［変形例］
以上、一実施例に基づき本発明の電圧共振フライバックコンバータに付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。

例えば、本実施例ではカレントトランスＬａの一次巻線を、一次側平滑コンデンサＣ１のプラス側とトランスＴの一次側主巻線Ｐの一端側との間に挿入する構成としたが、これに限らず、カレントトランスＬａの一次側両端子を挿入する箇所は、図４Ａおよび図４Ｂに例示する様にスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉ_Ｄが流れるルートであれば良い。
その際、マイナス方向に流れているドレイン電流Ｉ_Ｄのみを整流ダイオードＤａを介してカレントトランスＬａの二次巻線より電圧として取り出せる様、カレントトランスＬａの一次側および二次側のそれぞれの極性について、図４に示す様に十分注意が払われるべきである。

整流ダイオードＤａについても、本実施例ではスイッチング素子Ｑ１のゲートとカレントトランスＬａの二次側との間に接続する構成としたが、これに限らず、ゲート駆動巻線Ｇの他端側とカレントトランスＬａの二次側との間に接続する構成としても構わない。
この場合、整流ダイオードＤａのカソードがカレントトランスＬａの二次巻線の一端側に接続され、アノードがゲート駆動巻線Ｇの他端側に接続される。

二次側整流ダイオードＤ２についても、本実施例ではトランスＴの二次側主巻線Ｓの他端側と二次側平滑コンデンサＣ２の一端側との間に接続する構成としたが、これに限らず、トランスＴの二次側主巻線Ｓの一端側と二次側平滑コンデンサＣ２の他端側との間に接続する構成としても構わない。
この場合、二次側整流ダイオードＤ２のカソードがトランスＴの二次側主巻線Ｓの一端側に接続され、アノードが二次側平滑コンデンサＣ２の他端側に接続される。

また、本明細書ではスイッチング素子Ｑ１について電界効果トランジスタが用いられることを前提に説明を行ったが、スイッチング素子Ｑ１としては、同等の機能を果たすものであれば特に限定されない。

また、本明細書ではオン幅決定回路７０について、図１並びに図４Ａおよび図４Ｂに記載した様な構成を例示したが、オン幅決定回路７０の構成はこれに限定されず、種々の公知の構成を採用して構わない。また、オン幅決定回路７０中の回路定数についても、電圧共振フライバックコンバータ１００の主回路の仕様や取り扱う容量等に合わせて種々変更して適用されることは当業者の技術常識として理解されるところである。以上のことは、フィードバック回路８０についても同じことが言える。

また、本実施例で説明した補助回路５０では電流制限抵抗Ｒａを整流ダイオードＤａに直列接続する構成としたが、本発明としては、最低限カレントトランスＲａとその二次巻線に直列接続された整流ダイオードＤａから補助回路５０が構成されることが最低限必要な要件であって、設計上、必要に応じて電流制限抵抗Ｒａを省略する構成としても構わない。

以上の通り、本発明はスイッチング素子の両端電圧がゼロになったことを検出するのに複雑な構成を必要とせず、シンプルな補助回路によりスイッチング素子のゼロ電圧検出およびゼロ電圧スイッチングをなし得る新規な電圧共振フライバックコンバータを提供する新規かつ有用なるものであることが明らかである。

１００、１００’ 電圧共振フライバックコンバータ
１１０ 自励式フライバックコンバータ
１２０ 基本回路
５０ 補助回路
６０ スナバ回路
７０ オン幅決定回路
８０ フィードバック回路
Ｃ１ 一次側平滑コンデンサ
Ｃ２ 二次側平滑コンデンサ
Ｃｒ 共振用コンデンサ
Ｄ１ スイッチング素子の寄生ダイオード
Ｄ２ 二次側整流ダイオード
Ｄａ 整流ダイオード
Ｇ ゲート駆動巻線
Ｌ トランス一次側オープンインダクタンス
Ｌａ カレントトランス
Ｌｒ トランスの漏れインダクタンス
Ｐ 一次側主巻線
Ｑ１ スイッチング素子
Ｒａ 電流制限抵抗
Ｒｓ 電流制限抵抗
Ｒｗ 起動抵抗
Ｓ 二次側主巻線
Ｔ トランス

Claims (3)

1. 一次側主巻線および二次側主巻線、並びにゲート駆動巻線からなるトランスと、
   前記トランスの一次側主巻線に直列接続され、前記ゲート駆動巻線により駆動されるスイッチング素子と、
   前記トランスの二次側主巻線に直列接続された二次側整流ダイオードと、
   を備え、前記スイッチング素子が電圧共振動作を行うことによりゼロ電圧スイッチングを実現する自励式フライバックコンバータであって、
   前記スイッチング素子のドレイン側とソース側との間に接続された共振用コンデンサと、
   一次巻線をドレイン電流が流れる経路中に挿入したカレントトランスと、
   前記カレントトランスの二次巻線よりソースからドレインに向かう方向に流れている前記ドレイン電流を電圧変換する整流ダイオードと、
   をさらに備え、
   前記整流ダイオードによって変換された電圧を前記スイッチング素子のゲートへ印加することで強制的に前記スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする自励式フライバックコンバータ。
2. 前記スイッチング素子のドレイン側は前記トランスの一次側主巻線の他端側に、ソース側は前記一次側平滑コンデンサの他端側に接続され、
   前記二次側整流ダイオードのアノードは前記トランスの二次側主巻線の他端側に接続され、
   前記ゲート駆動巻線の一端側は前記スイッチング素子のゲートに接続されると共に、
   前記カレントトランスの一次巻線は、他端側が前記トランスの一次側主巻線の一端側に、一端側が前記一次側平滑コンデンサの一端側に接続され、
   他方、前記カレントトランスの二次巻線は、一端側が前記ゲート駆動巻線の他端側に接続されており、さらに、
   前記整流ダイオードのアノードは前記カレントトランスの二次巻線の他端側に、カソードが前記スイッチング素子のゲート側に接続されることを特徴とする請求項１に記載の自励式フライバックコンバータ。
3. 前記スイッチング素子のゲート側と入力電圧の正極側との間に接続された起動抵抗をさらに備え、起動時に当該起動抵抗を通じて前記スイッチング素子をターンオンさせ得ることを特徴とする請求項１または２に記載の自励式フライバックコンバータ。

Images