JP7392864B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
図1は、実施形態に係るスイッチング電源装置1の構成を示す図である。このスイッチング電源装置1は、例えば商用の交流電源を直流電源に変換する電力変換装置であり、整流回路10、スイッチング(SW)回路20、出力回路30および帰還回路40を含む。
出力回路30は、スイッチング電圧Vswから、正側の電圧Dc_out(+)および負側のDc_out(-)を出力する。なお、本実施形態では、スイッチング電源装置1の出力を正側の電圧Dc_out(+)および負側のDc_out(-)としているが、どちらか一方の電圧のみを出力する構成としてもよい。
平均化回路441は、例えダイオードD0、抵抗素子RおよびコンデンサーC0を含み、リップルが残存する信号VinをコンデンサーC0によって平滑化する。すなわち、平均化回路441は、信号Vinにおける電圧の平均値を出力する。なお、平均化回路441から出力される信号をVavg1とする。つまり、平均化回路441は、整流回路10から入力される信号Vinに基づいて、信号Vinの平均値である信号Vavg1を搬送波生成回路443に出力する回路である。電圧の平均値とは、単位時間における当該電圧の積分値を当該単位時間で除した値であり、回路でいえば、コンデンサーC0の両端に現れる電圧をいう。
本実施形態において、部分T1の特性は次式(1)の関数Fで表される。
V=F(t^(1/2))…(1)
すなわち、部分T1における電圧Vは、時間tの(1/2)乗、つまり平方根の関数で示される。
なお、関数Fの時間tについて、搬送波Scの1周期Tpの起点を0とし、終点を1として正規化した場合、非線形の部分T1は、変域0≦t≦1の一部において、関数F(t^(1/2))に対応する形状を有している、ということになる。
なお、搬送波Scの周波数(1/Tp)は、交流電源5の周波数は数十kHz~数百kHz程度である。また、波高はピークトゥピーク値で示される。
このような搬送波生成回路443は、例えば、搬送波Scの基本波形をメモリに記憶させておき、当該メモリから波形を繰り返して読み出すとともに、その波高Vsow(p-p)を、信号Vavg1の電圧に比例させて出力する構成により実現できる。また、搬送波生成回路443は、整流回路10の信号Vinの平均値に比例する波高を有する搬送波Scを出力する回路であるということもできる。
コンパレーター445aにおいて、正入力端(+)には信号Vinが供給され、負入力端(-)には搬送波Scが供給される。このため、コンパレーター445aは、信号Vinの電圧と搬送波Scの電圧とを比較し、当該比較の結果として、波高がほぼ一定の信号Vavg2を出力する。詳細には、コンパレーター445aは、信号Vinの電圧が搬送波Scの電圧以上であれば、信号Vavg2をHレベルで出力し、信号Vinの電圧が搬送波Scの電圧未満であれば、信号Vavg2をLレベルで出力する。信号Vagv2は、パルス幅変調された信号である。バッファ445bはレベルシフタであって、信号Vavg2のパルス形状を保ったまま、その波高を信号Vfbに変えた信号Vpwmを出力する。すなわち、PWM回路445は、入力された信号Vfbに基づいて、信号Vpwmの波高を変更する回路である。なお、信号Vpwmは、信号Vavg2をレベルシフトした信号であるので、信号Vavg2と同様にパルス幅変調された信号である。
ドライバー25は、信号Sw_Hを増幅し、スイッチSwHの制御信号として出力する。ドライバー26は、信号Sw_Lを増幅して、スイッチSwLの制御信号として出力する。電圧Vddが出力される給電線11は、SW回路20におけるスイッチSwHの一端およびトランス33における一次側の一端に接続される。スイッチSwHの他端は、トランス33における一次側の他端およびスイッチSwLの一端に接続される。
スイッチSwHにおける一端および他端の間は、ドライバー25の出力信号がHレベルのときに導通し、当該出力信号がLレベルのときに絶縁する。同様に、スイッチSwLにおける一端および他端の間は、ドライバー26の出力信号がHレベルのときに導通し、当該出力信号がLレベルのときに絶縁する。
そこで、本実施形態に係るスイッチング電源装置1では、帰還回路40が、SW回路20への帰還信号Fbを次のような演算により生成している。
第1に、交流Vacを整流および平滑化した後の信号Vinの電圧を、二乗した信号(Vin^2)を生成する。
第2に、交流Vac(信号Vin)の電圧変動を吸収するために、信号(Vin^2)の電圧を信号Vinにおける電圧の平均値で除した信号(Vin^2/Vin平均値)を生成する。
第3に、出力電圧を示す信号Vfbと、信号(Vin^2/Vin平均値)とを乗算した信号{Vfb×(Vin^2/Vin平均値)}を求めて、当該乗算した信号をSW回路20への帰還信号Fbとして供給する。
G=Vout/Vin …(1)
式(1)において、Voutは、パルス幅変調された信号をローパスフィルターで復調することで得られるアナログ電圧である。
G=Vpwm(p-p)/Vsow(p-p) …(2)
式(2)において、Vpwm(p-p)はパルス変調された信号における電圧の波高であり、Vsow(p-p)は上述したように搬送波における電圧の波高である。
つまり、パルス変調された信号における電圧の波高Vpwm(p-p)、または/および、搬送波における電圧の波高Vsow(p-p)を変化させると、パルス幅変調のゲインGを変化させることができる。
式(2)から判るように、ゲインGは、波高Vpwm(p-p)に比例し、波高Vsow(p-p)に反比例する。このため、波高Vpwm(p-p)の変化は乗算に相当し、波高Vsow(p-p)の変化は除算に相当する。
逆にいえば、傾斜部分が直線ではなく、例えば、時間tで変化する関数F(t)にしたがって湾曲していると、パルス幅変調の変換特性は、当該関数F(t)の逆関数であるF-1(t)の特性にしたがうことになる。
このため、入力信号の電圧を二乗した信号を出力する場合、この傾斜部分を、関数F(t^2)の逆関数である関数F(t^(1/2))で表される形状とすればよいことになる。
本実施形態では、上記積のうち、(Vin^2)の項については、搬送波Scにおける部分T1の波形を関数F(t^(1/2))で表される形状とすることで求められる。(1/Vin平均値)の項については、搬送波Scの波高をVinの平均値に応じて変化させることで求められる。このため、コンパレーター445aから出力される信号Vavg2は、仮にローパスフィルターで復調されると、図5に示されるように、(Vin^2/Vin平均値)の電圧となる。
次に、上記積のうち、Vfbの項を乗じる点については、信号Vavg2の波高を、バッファ445bによって信号Vfbの電圧に変えることにより達成される。
信号Vavg2の波高を信号Vfbに応じて変えた信号Vpwmを、ローパスフィルター447で復調することにより、上記積で示される電圧を有する帰還信号FbがSW回路20に帰還される。帰還信号Fbは交流Vacの各周期における正と負のピーク付近で大きくなり、それに応じて電圧Vswのデューティ比も大きくなる。ピーク付近でトランス33の一次側により多くのエネルギーが供給され、結果として電源装置1の力率が改善される。
入力信号→対数変換→加算/減算→逆対数変換→出力信号
という手順を経ると、乗算/除算が可能になる。
しかしながら、トランジスターの電圧Vbeの絶対値が小さく、微小な変化でコレクタ電流Icが大きく変化するので、トランジスター自身の熱雑音やノイズの影響でダイナミックレンジを確保することが難しい。また、電圧Vbeが温度で変化しやすいので、温度の影響をキャンセルする工夫が必要となり、回路素子数の増加や専用IC化などのためにコストアップの要因になっている。
なお、電圧が非線形で上昇する部分については、時間経過とともに傾きが小さくなって、例えば図6に示されるように、信号Vinの電圧が高いほど、当該信号Vinの電圧の変化に対して、信号Vavg2のパルス幅の変化が大きくなればよい。
上述した実施形態等から、例えば以下のような態様が把握される。
この態様によれば、帰還信号を生成するに際の演算がパルス幅変調により実行されるので、トランジスターの対数特性を用いた構成と比較して、温度で変化する要素が少なく、また、回路構成の簡易化が図られる。
なお、信号Vinの電圧が第1電圧の一例であり、電圧Dc_out(+)またはDc_out(-)が第2電圧の一例である。また、信号VpwmがPWM信号の一例である。また、部分T1が搬送波の立ち上がりの一例であり、部分T2が搬送波の立ち下がりの一例である。
第1乃至第3のいずれかの態様の例(第4態様)において、前記搬送波は、立ち上がりまたは立ち下がりが非線形である鋸波、もしくは、少なくとも立ち上がりまたは立ち下がりの一方が非線形である三角波である。
Claims (10)
- 入力交流電圧を整流して、第1電圧として出力する整流回路と、
前記第1電圧を、帰還信号に基づいてスイッチングし、スイッチング電圧を生成するスイッチング回路と、
前記スイッチング電圧から、第2電圧を生成する出力回路と、
前記第1電圧と前記第2電圧とから前記帰還信号を生成する帰還回路と、を含み、
前記帰還回路は、
所定周期の搬送波であって、前記第1電圧の平均値に応じて波高が変化し、かつ、立ち上がりと立ち下がり少なくとも一方が非線形の搬送波を生成する搬送波生成回路と、
前記第1電圧と前記搬送波の電圧との比較結果に基づいたPWM信号であって、かつ、前記第2電圧に応じた波高を有するPWM信号を生成するPWM回路と、
前記PWM信号から前記帰還信号を生成するローパスフィルターと、を含み、
前記搬送波の非線形により、前記PWM信号は、前記第1電圧の値が大きいほど前記第1電圧の変化に応じたパルス幅の変化が大きい、スイッチング電源装置。 - 前記非線形は、変域0≦t≦1の関数F(t^(1/2))に対応する形状を有する請求項1のスイッチング電源装置。
- 前記出力回路は、
前記スイッチング電圧が入力され、交流電圧を出力するトランスと、
前記交流電圧を整流平滑化して、前記第2電圧を生成する整流平滑化回路と、を含む請求項1または2のスイッチング電源装置。 - 前記搬送波は、立ち上がりまたは立ち下がりが非線形である鋸波、もしくは、少なくとも立ち上がりまたは立ち下がりの一方が非線形である三角波である請求項1乃至3のいずれかのスイッチング電源装置。
- 前記帰還回路は、
前記整流回路から前記第1電圧が入力される帰還信号生成回路と、
前記出力回路から前記第2電圧が入力されるセパレータと、を含み、
前記帰還信号生成回路は、入力された前記第1電圧及び前記セパレータからの出力に基づいて前記帰還信号を前記スイッチング回路に出力する請求項1乃至4のいずれかのスイッチング電源装置。 - 前記帰還回路は、入力された前記第1電圧に基づいて前記第1電圧の平均値を前記搬送波生成回路に出力する平均化回路を、さらに備える請求項1乃至5のいずれかのスイッチング電源装置。
- 前記搬送波生成回路から出力される前記搬送波の波高は、入力される前記第1電圧の平均値に比例する請求項1乃至6のいずれかのスイッチング電源装置。
- 前記出力回路は、入力された前記スイッチング電圧に基づいて前記第2電圧の正側の電圧及び負側の電圧を出力するものであり、
前記帰還回路の前記PWM回路には、前記第2電圧の前記正側の電圧と前記負側の電圧の電位差に応じた電位差電圧が入力される請求項1乃至7のいずれかのスイッチング電源装置。 - 前記PWM回路は、入力された前記電位差電圧に基づいて、前記PWM信号の波高を変更する請求項8のスイッチング電源装置。
- 前記PWM回路から出力される信号は、前記電位差電圧と前記第1電圧の2乗の積を前記第1電圧の平均値で除算したものである請求項9のスイッチング電源装置。
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