TW201944710A - 脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法 - Google Patents

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Abstract

一種脈寬調變控制電路，耦接輸出級，包括誤差放大單元、比較器、零電流偵測器及脈寬調變控制單元。誤差放大單元接收回授電壓與參考電壓且產生誤差信號。回授電壓相關於輸出電壓。比較器接收誤差信號與相關於電感電流之感測信號，以產生控制信號。零電流偵測器比較相位電壓與預設電壓。脈寬調變控制單元依據控制信號控制輸出級的操作。當相位電壓由負電壓上升至預設電壓時，零電流偵測器提供比較結果至脈寬調變控制單元，以關閉輸出級之下橋開關，並經預設時間後導通輸出級之上橋開關。在預設時間內，電感電流為負電流。

Description

脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法
本發明係與電源轉換有關，尤其是關於一種脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法。
現有的恆定導通時間(Constant On-Time,COT)直流-直流電源轉換器在電源轉換期間，會因開關電晶體的寄生二極體導致切換損失(Switching loss)，尤其當操作於高頻(頻率高於1MHz)的應用時，開關電晶體會因切換損失所產生的大量熱能而燒毀，導致電源轉換器的使用壽命縮短。如何降低電源轉換的切換損失，為業界致力解決的問題。
有鑑於此，本發明提出一種脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法，以有效解決先前技術所遭遇到之上述問題。
依據本發明之一具體實施例為一種脈寬調變控制電路。於此實施例中，脈寬調變控制電路耦接輸出級。輸出級提供電感電流、相位電壓及輸出電壓。脈寬調變控制電路包括誤差放大單元、比較器、零電流偵測器及脈寬調變控制單元。誤差放大 單元接收回授電壓與參考電壓，且產生誤差信號。回授電壓相關於輸出電壓。比較器耦接誤差放大單元，且接收誤差信號與感測信號，以產生控制信號。感測信號相關於電感電流。零電流偵測器接收相位電壓與預設電壓，且比較相位電壓與預設電壓。脈寬調變控制單元耦接輸出級、比較器及零電流偵測器，且依據控制信號控制輸出級的操作。當相位電壓由負電壓上升至預設電壓時，零電流偵測器提供比較結果至脈寬調變控制單元，以關閉輸出級之下橋開關，並經預設時間後導通輸出級之上橋開關。在預設時間內，電感電流為負電流。
於一實施例中，脈寬調變控制電路還包括脈衝跳過模式偵測器，分別耦接誤差放大單元、比較器及脈寬調變控制單元，且依據誤差信號及斜波信號提供模式偵測信號。
於一實施例中，當脈寬調變控制電路之輸出負載變小(輕載)時，上橋開關的導通時間縮短且脈寬調變控制單元的操作頻率增加，脈衝跳過模式偵測器提供模式偵測信號關閉脈寬調變控制單元。
於一實施例中，脈寬調變控制單元包括延遲單元，耦接零電流偵測器，用以將零電流偵測器提供的比較結果延遲預設時間。
於一實施例中，當脈寬調變控制單元關閉下橋開關時，原本下降的電感電流之波形開始轉折上升且於預設時間內具有第一斜率，於預設時間後脈寬調變控制單元導通上橋開關，電 感電流之波形於預設時間後具有第二斜率，且第二斜率等於第一斜率。
於一實施例中，感測信號為轉換電感電流而得的電壓信號。
於一實施例中，參考電壓於軟啟動(Soft start)期間呈現逐漸上升之波形。
於一實施例中，預設電壓為大於接地電壓的電壓。
於一實施例中，預設電壓可於初始狀態中調整。
依據本發明之另一具體實施例為一種導通時間信號產生方法。於此實施例中，導通時間信號產生方法包括下列步驟：比較相位電壓與預設電壓，產生比較結果；比較與輸出電壓相關的回授電壓與參考電壓產生誤差信號；以及比較誤差信號及與電感電流相關的感測信號，產生控制信號。比較結果用以關閉第一開關，比較結果產生之後經過預設時間導通第二開關。控制信號用以關閉第二開關，控制信號產生之後經過預設時間導通第一開關。藉由第一開關與第二開關的操作產生相位電壓、輸出電流及輸出電壓。
相較於先前技術，無論在輕載或重載之狀態下，本發明之脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法均可實現零電壓切換之功能，且脈寬調變控制電路內部的電路設計與控制邏輯均較先前技術相對簡單。此外，本發明之脈寬調變控制電路還可在輕載時透過模式偵測信號關閉脈寬調變控制單元，藉以消除輕 載時脈寬調變控制單元操作頻率過高導致之功耗過高的問題。
關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
2、4‧‧‧脈寬調變控制電路
20、40‧‧‧誤差放大單元
22、42‧‧‧比較器
24、44‧‧‧零電流偵測器
26、46‧‧‧脈寬調變控制單元
28、48‧‧‧感測單元
29、49‧‧‧脈衝跳過模式偵測器
460‧‧‧延遲單元
462‧‧‧控制電路
OS‧‧‧輸出級
Q1‧‧‧上橋開關
Q2‧‧‧下橋開關
BD1~BD2‧‧‧體二極體
L‧‧‧輸出電感
Co‧‧‧輸出電容
UG‧‧‧驅動器
LG‧‧‧驅動器
C‧‧‧電容
R‧‧‧電阻
R1~R2‧‧‧分壓電阻
PN‧‧‧相位節點
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VL‧‧‧電感電壓
IL‧‧‧電感電流
VS1~VS2‧‧‧脈寬調變信號
S1‧‧‧比較結果
S1’‧‧‧經延遲後的比較結果
S2‧‧‧控制信號
S3‧‧‧模式偵測信號
VFB‧‧‧回授電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VRAMP‧‧‧斜波信號
Vadj‧‧‧預設電壓
VCOMP‧‧‧誤差信號
VCS‧‧‧感測信號
VGND‧‧‧接地電壓
t0~t6‧‧‧時間
S10~S14‧‧‧步驟
圖1繪示依據本發明之一具體實施例中之脈寬調變控制電路的示意圖。
圖2A分別繪示圖1中之電感電流、脈寬調變信號、相位電壓、預設電壓、感測信號及誤差信號於輕載時的時序圖。
圖2B則繪示圖1中之電感電流、脈寬調變信號、相位電壓、預設電壓、感測信號及誤差信號於重載時的時序圖。
圖3繪示依據本發明之另一具體實施例中之脈寬調變控制電路的示意圖。
圖4A分別繪示圖3中之電感電流、脈寬調變信號、相位電壓、經延遲後的相位電壓、感測信號及誤差信號於輕載時的時序圖。
圖4B則繪示圖3中之電感電流、脈寬調變信號、相位電壓、經延遲後的相位電壓、感測信號及誤差信號於重載時的時序圖。
圖5繪示在輕載時操作於脈衝跳過模式下之電感電流、脈寬調變信號、相位電壓、誤差信號及斜波信號的時序圖。
圖6繪示依據本發明之另一具體實施例中之導通時間信號產生方法的流程圖。
現在將詳細參考本發明的示範性實施例，並在附圖中說明所述示範性實施例的實例。在圖式及實施方式中所使用相同或類似標號的元件/構件是用來代表相同或類似部分。
依據本發明之一具體實施例為一種脈寬調變控制電路。於此實施例中，脈寬調變控制電路可以是降壓轉換器(Buck converter)，但不以此為限。
請參照圖1，圖1繪示此實施例中之脈寬調變控制電路2的示意圖。如圖1所示，脈寬調變控制電路2耦接輸出級OS。輸出級OS包括上橋開關Q1、下橋開關Q2、相位節點PN、輸出電感L及輸出電容Co。上橋開關Q1與下橋開關Q2串接於輸入電壓VIN與接地端之間。相位節點PN位於上橋開關Q1與下橋開關Q2之間。輸出電感L之兩端分別耦接相位節點PN與輸出電容Co。輸出電容Co之兩端分別耦接輸出電感L與接地端。輸出級OS用以提供電感電流IL、相位電壓VX及輸出電壓VOUT。電感電流IL為流經輸出電感L的電流。相位電壓VX為相位節點PN的電壓。輸出電壓VOUT為輸出電感L與輸出電容Co之間的電壓。輸出電感L之兩端的跨壓則為電感電壓VL。
脈寬調變控制電路2包括誤差放大單元20、比較器22、零電流偵測器24、脈寬調變控制單元26、感測單元28及脈衝跳過模式偵測器29。誤差放大單元20分別耦接比較器22及脈衝跳過模式偵測器29；比較器22分別耦接誤差放大單元20、脈寬調變控制單 元26、感測單元28及脈衝跳過模式偵測器29；零電流偵測器24耦接脈寬調變控制單元26；脈寬調變控制單元26分別耦接比較器22、零電流偵測器24、脈衝跳過模式偵測器29及輸出級OS；感測單元28分別耦接比較器22及輸出級OS；脈衝跳過模式偵測器29分別耦接誤差放大單元20、比較器22及脈寬調變控制單元26。
誤差放大單元20之兩輸入端分別接收回授電壓VFB與參考電壓VREF，且依據回授電壓VFB與參考電壓VREF產生誤差信號VCOMP。於實際應用中，回授電壓VFB相關於輸出電壓VOUT，例如回授電壓VFB可以是輸出電壓VOUT之分壓，且其大小會與分壓電阻R1與R2有關，但不以此為限。
為了避免在開機時誤差放大單元20輸出過大的誤差信號VCOMP，於軟啟動(Soft start)期間，誤差放大單元20所接收的參考電壓VREF呈現逐漸上升之波形，例如平滑上升之波形或階梯狀步進上升之波形。
比較器22之兩輸入端分別接收來自誤差放大單元20的誤差信號VCOMP與來自感測單元28的感測信號VCS，且依據誤差信號VCOMP與感測信號VCS產生控制信號S2。於實際應用中，感測信號VCS相關於電感電流IL，例如感測信號VCS可以是感測單元28將電感電流IL轉換為電壓信號而得，但不以此為限。
由於誤差放大單元20所提供的誤差信號VCOMP與輸出電壓VOUT有關且感測單元28所提供的感測信號VCS與電感電流IL有關，比較器22依據誤差信號VCOMP與感測信號VCS所產生的 控制信號S2會與輸出電壓VOUT及電感電流IL有關。
零電流偵測器24之兩輸出端分別接收輸出級OS中之相位節點PN的相位電壓VX與預設電壓Vadj，且比較相位電壓VX與預設電壓Vadj以產生比較結果S1。於此實施例中，預設電壓Vadj為大於接地電壓的電壓，且可於初始狀態中進行設定。
當脈寬調變控制單元26接收到比較器22所提供的控制信號S2時，脈寬調變控制單元26依據控制信號S2控制輸出級OS的操作。由於控制信號S2與輸出電壓VOUT及電感電流IL有關，亦即脈寬調變控制單元26依據輸出電壓VOUT及電感電流IL來控制輸出級OS的操作。
當輸出級OS中之相位節點PN的相位電壓VX由負電壓上升至預設電壓Vadj時，此時零電流偵測器24會產生相位電壓VX等於預設電壓Vadj的比較結果S1並提供比較結果S1至脈寬調變控制單元26。當脈寬調變控制單元26接收到比較結果S1時，脈寬調變控制單元26會透過驅動器LG輸出低位準的脈寬調變信號VS2至輸出級OS中之下橋開關Q2的閘極，以關閉下橋開關Q2。
接著，經過一段預設時間(亦即死區時間)後，脈寬調變控制單元26會透過驅動器UG輸出高位準的脈寬調變信號VS1至輸出級OS中之上橋開關Q1，以導通上橋開關Q1，藉以達到零電壓切換之功能。在此段預設時間(亦即死區時間)內，輸出級OS中之上橋開關Q1與下橋開關Q2均處於關閉狀態，且流經輸出電感L的電感電流IL為負電流，亦即電感電流IL會流向相位節點PN。
脈衝跳過模式偵測器29則會依據誤差放大單元20所提供的誤差信號VCOMP與斜波信號VRAMP產生模式偵測信號S3。當輸出負載變小(輕載)時，上橋開關Q1的導通時間會縮短，且脈寬調變控制單元26的操作頻率會增加，此時，為了避免在輕載時由於操作頻率增加導致功耗過大，脈衝跳過模式偵測器29會提供模式偵測信號S3至脈寬調變控制單元26，藉以關閉脈寬調變控制單元26，以防止功耗增加。
請參照圖2A，圖2A分別繪示圖1中之電感電流IL、脈寬調變信號VS1~VS2、相位電壓VX、預設電壓Vadj、感測信號VCS及誤差信號VCOMP於輕載時的時序圖。需說明的是，相位電壓VX受到下橋開關Q2導通電阻的影響，會有些微的斜率產生，在與預設電壓Vadj的比較圖中將相位電壓VX的斜率放大，以利說明。如圖2A所示，在時間t0時，電感電流IL下降至零且原本在時間t0之前為負電壓的相位電壓VX於時間t0上升至零。
於時間t0至t1之期間內，脈寬調變信號VS1及VS2維持上橋開關Q1關閉且下橋開關Q2導通，電感電流IL持續下降至負電流且使相位電壓VX於時間t0至t1之期間持續上升為正電壓，直至相位電壓VX等於預設電壓Vadj為止。
由於預設電壓Vadj為可調整，因此，本發明即可透過改變預設電壓Vadj的位準高低來控制相位電壓VX上升至與預設電壓Vadj相等的時間，藉以決定脈寬調變信號VS2由高位準轉變為低位準的時間(於此實施例中為t1)，以關閉下橋開關Q2，藉以決定 的電感電流IL下降的最低值(Valley current)。
於此實施例中，由於相位電壓VX於時間t1等於預設電壓Vadj，因此，於時間t1時，脈寬調變信號VS2會由高位準轉變為低位準。此時，上橋開關Q1與下橋開關Q2均處於關閉狀態而開始進入死區時間。
於時間t1至t2之期間(亦即死區時間)內，為負值的電感電流IL會由上橋開關Q1的體二極體BD1流洩而從最低值開始往上升，相位電壓VX會因上橋開關Q1的體二極體BD1導通偏壓而於時間t1至t2之期間內處於最高值(即輸入電壓VIN加上橋開關Q1的體二極體BD1的導通偏壓)。
於時間t2時，死區時間結束，脈寬調變信號VS1由低位準轉變為高位準，致使上橋開關Q1導通。相位電壓VX則會於時間t2由最高值下降至輸入電壓VIN。
於時間t2至t3之期間內，上橋開關Q1維持導通且下橋開關Q2維持關閉，電感電流IL會延續時間t1至t2之期間內的上升趨勢而於時間t2至t3之期間內繼續上升，而相位電壓VX則會於時間t2至t3之期間內維持於輸入電壓VIN。
由於感測信號VCS與電感電流IL相關，亦即感測信號VCS與電感電流IL之變化為同步，因此，感測信號VCS於時間t2至t3之期間內亦會持續上升。
於時間t3時，感測信號VCS上升至與誤差信號VCOMP相等，電感電流IL會上升達到上限(Peak current)，使得脈寬調變信 號VS1由高位準轉變為低位準，開始進入死區時間。此時電感電流IL為正，節點PN透過下橋開關Q2的體二極體BD2抽電流，使得相位電壓VX下降至最低值(於此實施例中為接地電壓減去下橋開關Q2的體二極體BD2的偏壓)。
於時間t3至t4之期間(亦即死區時間)內，下橋開關Q2的體二極體BD2導通以維持電感電流IL，相位電壓VX維持於最低值。
於時間t4時，死區時間結束，脈寬調變信號VS2會由低位準轉變為高位準，下橋開關Q2導通。此時，電感電流IL持續下降，相位電壓VX則由時間t3時的最低值上升至接地電壓VGND。
至於時間t4之後的情況則又回到時間t0之前的情況，故可依此類推，於此不另行贅述。
於實際應用中，於時間t1，原本下降的電感電流IL由上橋開關Q1的體二極體流出，電感電流IL之波形開始轉折上升且於預設時間(亦即時間t1至t2之死區時間)內具有第一斜率。於預設時間之後，脈寬調變信號VS1導通上橋開關Q1，使得電感電流IL之波形於預設時間後(亦即時間t2至t3)具有第二斜率，且第二斜率會等於第一斜率。
至於圖2B則繪示圖1中之電感電流IL、脈寬調變信號VS1~VS2、相位電壓VX、預設電壓Vadj、感測信號VCS及誤差信號VCOMP於重載時的時序圖。比較圖2B與圖2A可知：於本發明之控制模式下，當重載時，誤差信號VCOMP的值上升，使得感測信號 VCS持續上升的時間變長，致使電感電流IL的周期較輕載時之電感電流IL的周期大，進而影響脈寬調變信號VS1及VS2的操作頻率。換句話說，重載時之脈寬調變信號VS1及VS2的操作頻率較輕載時的操作頻率低，以使脈寬調變控制電路2在重載時亦能操作於不連續導通模式下。
於另一實施例中，請參照圖3，脈寬調變控制電路4耦接輸出級OS。脈寬調變控制電路4包括誤差放大單元40、比較器42、零電流偵測器44、脈寬調變控制單元46、感測單元48及脈衝跳過模式偵測器49。
不同於圖1中之脈寬調變控制電路2，圖3中之脈寬調變控制電路4的脈寬調變控制單元46包括延遲單元460與控制電路462。延遲單元460耦接於零電流偵測器44與控制電路462之間，用以將零電流偵測器44所提供的比較結果S1延遲一段預設時間後才輸出至控制電路462。此外，零電流偵測器44的負輸入端-所接收的預設電壓Vadj為接地電壓。
於此實施例中，延遲單元460所延遲的該段預設時間可以是固定值，且可依據外部電感值、操作電壓及操作頻率等參數來決定，但不以此為限。
請參照圖4A，圖4A分別繪示圖3中之電感電流IL、脈寬調變信號VS1~VS2、比較結果S1、經延遲後之比較結果S1’、感測信號VCS及誤差信號VCOMP於輕載時的時序圖。
與圖2A的波型圖的差別在於，如圖4A所示，在時間 t0時，電感電流IL下降至零。此時，相位電壓VX等於接地電壓而產生比較結果S1，延遲單元460延遲比較結果S1，並於時間t1產生經延遲後的比較結果S1’，做為脈寬調變信號VS2由高位準轉變為低位準的產生依據。
於時間t1至t4期間內的操作與圖2A相同，於此不另行贅述。
至於時間t4之後的情況則又回到時間t0之前的情況，故可依此類推，於此不另行贅述。
圖4B為圖4A於重載時的時序圖。
圖5繪示在輕載時操作於脈衝跳過模式下之電感電流IL、脈寬調變信號VS1~VS2、相位電壓VX、誤差信號VCOMP及斜波信號VRAMP的時序圖。
當輸出負載變小(輕載)時，上橋開關Q1的導通時間會縮短且電感電流IL的工作頻率會增加。此時，為了避免在輕載時由於電感電流IL的工作頻率過高導致功耗過大，故設計出脈衝跳過機制。
當輸出負載較大(重載或中載)時，誤差信號VCOMP之位準較高而不會與斜波信號VRAMP交會；當負載逐漸降低時，誤差信號VCOMP之位準亦隨之下降。當誤差信號VCOMP下降至與斜波信號VRAMP相等時，例如圖5中之時間t6，此時就是脈寬調變控制單元26輸出至上橋開關Q1的脈寬調變信號VS1的最小導通時間，亦即系統可操作的最高頻率。
若負載持續降低，例如圖5中之時間t1至t2之期間與時間t3至t4之期間，直到誤差信號VCOMP低於斜波信號VRAMP時，脈衝跳過模式偵測器29均會依據誤差信號VCOMP低於斜波信號VRAMP來提供模式偵測信號S3至脈寬調變控制單元26，藉以關閉脈寬調變控制單元26，以停止脈寬調變信號VS1與VS2之切換，防止功耗增加。
依據本發明之另一具體實施例為一種導通時間信號產生方法。於此實施例中，導通時間信號產生方法可應用於脈寬調變控制電路，用以產生控制輸出級中之上橋開關與下橋開關之運作的導通時間信號。
請參照圖6，圖6繪示此實施例中之導通時間信號產生方法的流程圖。
如圖6所示，導通時間信號產生方法包括下列步驟：步驟S10：比較相位電壓與預設電壓，產生比較結果；步驟S12：比較與輸出電壓相關的回授電壓與參考電壓產生誤差信號；以及步驟S14：比較誤差信號及與電感電流相關的感測信號，產生控制信號。
於實際應用中，步驟S10所產生的比較結果用以關閉第一開關(亦即下橋開關)，比較結果產生之後經過預設時間導通第二開關(亦即上橋開關)。步驟S10所產生的控制信號用以關閉第二開關，控制信號產生之後經過預設時間導通第一開關。藉由第一 開關與第二開關的操作產生相位電壓、輸出電流及輸出電壓。
相較於先前技術，無論在輕載或重載之狀態下，本發明之脈寬調變控制電路及導通時間信號產生方法均可產生負電流以實現零電壓切換之功能，且脈寬調變控制電路內部的電路設計與控制邏輯均較先前技術相對簡單。此外，本發明之脈寬調變控制電路還可在輕載時透過模式偵測信號關閉脈寬調變控制單元，藉以消除輕載時由於頻率過高所導致之功耗過高的問題。

Claims (10)

  1. 一種脈寬調變控制電路，耦接一輸出級，該輸出級提供一電感電流、一相位電壓及一輸出電壓，該脈寬調變控制電路包括：一誤差放大單元，接收一回授電壓與一參考電壓，且產生一誤差信號，其中該回授電壓相關於該輸出電壓；一比較器，耦接該誤差放大單元，且接收該誤差信號與一感測信號，以產生一控制信號，其中該感測信號相關於該電感電流；一零電流偵測器，接收該相位電壓與一預設電壓，且比較該相位電壓與該預設電壓；以及一脈寬調變控制單元，耦接該輸出級、該比較器及該零電流偵測器，且依據該控制信號控制該輸出級的操作，其中，當該相位電壓由負電壓上升至該預設電壓時，該零電流偵測器提供一比較結果至該脈寬調變控制單元，以關閉該輸出級之一下橋開關，並經一預設時間後導通該輸出級之一上橋開關，其中，在該預設時間內，該電感電流為負電流。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，還包括：一脈衝跳過模式偵測器，分別耦接該誤差放大單元、該比較器及該脈寬調變控制單元，且依據該誤差信號及一斜波信號提供一模式偵測信號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之脈寬調變控制電路，其中當該脈寬 調變控制電路之一輸出負載變小(輕載)時，該上橋開關的導通時間縮短且該脈寬調變控制單元的一操作頻率增加，該脈衝跳過模式偵測器提供該模式偵測信號關閉該脈寬調變控制單元。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中該脈寬調變控制單元包括：一延遲單元，耦接該零電流偵測器，用以將該零電流偵測器提供的該比較結果延遲該預設時間。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中當該脈寬調變控制單元關閉該下橋開關時，原本下降的該電感電流之波形開始轉折上升且於該預設時間內具有一第一斜率，於該預設時間後該脈寬調變控制單元導通該上橋開關，該電感電流之波形於該預設時間後具有一第二斜率，且該第二斜率等於該第一斜率。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中該感測信號為轉換該電感電流而得的一電壓信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中該參考電壓於一軟啟動(Soft start)期間呈現逐漸上升之波形。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中該預設電壓為一大於接地電壓的電壓。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之脈寬調變控制電路，其中該預設電壓可於一初始狀態中調整。
  10. 一種導通時間信號產生方法，包括下列步驟： 比較一相位電壓與一預設電壓，產生一比較結果；比較與一輸出電壓相關的一回授電壓與一參考電壓，產生一誤差信號；以及比較該誤差信號及與一電感電流相關的一感測信號，產生一控制信號，其中，該比較結果用以關閉一第一開關，該比較結果產生之後經過一預設時間導通一第二開關，其中，該控制信號用以關閉該第二開關，該控制信號產生之後經過該預設時間導通該第一開關，藉由該第一開關與該第二開關的操作產生該相位電壓、該輸出電流及該輸出電壓。
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TWI788245B (zh) * 2022-01-19 2022-12-21 立錡科技股份有限公司 脈波寬度調變控制器及其控制方法
TWI788790B (zh) * 2021-02-25 2023-01-01 茂達電子股份有限公司 具誤差放大訊號預測機制的暫態響應提升系統及方法

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