CN107534387A - 一种降压‑升压功率转换器的控制方法 - Google Patents

一种降压‑升压功率转换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

一种方法包括：生成分别用于控制降压‑升压转换器(100)的降压转换器部分和升压转换器部分的第一斜坡信号(S1)和第二斜坡信号(S2)；将所述第一斜坡信号(S1)和所述第二斜坡信号(S2)与控制信号进行比较；通过比较所述第一斜坡信号(S1)与所述控制信号来控制所述降压转换器部分，通过比较所述第二斜坡信号(S2)与所述控制信号来控制所述升压转换器部分；将流经电感器(L1)的电流与电流阈值(iLth2)进行比较；基于流经所述电感器(L1)的所述电流与所述电流阈值(iLth2)的比较终止开关周期。

Description

一种降压-升压功率转换器的控制方法
本申请要求于2015年6月15日递交的发明名称为“降压-升压功率转换器的控制方法”的第14/739,827号美国专利申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引用的方式并入本文。
技术领域
本发明涉及一种功率转换器，在特定实施例中，涉及一种降压-升压转换器的控制机制。
背景技术
功率转换器将输入电压转换为经过调节的输出电压，并且为集成电路等外部负载提供所需的电流。根据功率转换器中是否包含变压器，开关式功率转换器可以分为两类：隔离功率转换器和非隔离功率转换器。可以通过不同的功率拓扑实现隔离功率转换器，如反激转换器、正激转换器、半桥转换器、全桥转换器、推免式转换器和电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，简称LLC)谐振转换器等。同理，可以通过不同的功率拓扑实现非隔离功率转换器，如降压转换器、升压转换器、降压-升压转换器、线性稳压器及其任意组合等。
随着近来对基于电池的功率应用需求的增长，越来越需要开发一种能够从输入电压生成经过调节的输出电压的转换器，该输入电压可大于、等于或小于该输出电压。例如，在基于电池的功率应用中，当为新电池时，其提供的电压可能高于转换器的输出电压。另一方面，当电池耗尽时，其提供的电压可能低于转换器的输出电压。
降压-升压转换器已成为有效的功率转换方案，从范围较宽的输入电压输送经过严格调节的输出电压。降压-升压转换器可通过使用不同的运行模式，如降压和升压转换模式，产生大于或小于输入电压的输出电压。特别地，当输入电压高于输出电压时，降压-升压转换器在降压模式下运行；当输入电压低于输出电压时，降压-升压转换器在升压模式下运行。
发明内容
通过本发明的优选实施例提供的用于实现高效非隔离功率转换器的方法，上述及其他问题通常能得以解决或避免，并且通常实现技术上的优势。
根据一实施例，一种方法包括：生成用于控制降压-升压转换器的降压转换器部分的第一斜坡信号，其中，所述降压-升压转换器包括：穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；电感器，其耦合在所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的公共节点以及所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的公共节点之间。
所述方法还包括：生成用于控制所述降压-升压转换器的升压转换器部分的第二斜坡信号；将所述第一斜坡信号和所述第二斜坡信号与控制信号进行比较；通过比较所述第一斜坡信号和所述控制信号来控制所述第一高侧开关的状态，通过比较所述第二斜坡信号和所述控制信号来控制所述第二低侧开关的状态；将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
根据另一实施例，一种方法包括：提供一种功率转换器，其中，所述功率转换器包括：降压转换器部分，其包括穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；升压转换器部分，其包括穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；电感器，其耦合在所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的公共节点以及所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的公共节点之间。
所述方法还包括：检测所述功率转换器的输入电压和输出电压；将第一斜坡信号和第二斜坡信号与控制信号进行比较；通过比较所述第一斜坡信号和所述控制信号来控制所述第一高侧开关的状态，通过比较所述第二斜坡信号和所述控制信号来控制所述第二低侧开关的状态；基于所述输入电压与所述输出电压的比来确定运行模式转换；将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
根据再一实施例，一种转换器包括：降压转换器部分，其包括穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；升压转换器部分，其包括穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；电感器，其耦合在所述降压转换器部分和所述升压转换器部分之间。
所述转换器还包括控制器，用于：将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
本发明优选实施例的优点在于可以通过采用多个运行模式提高降压-升压转换器的效率。
上述宽泛地概括了本发明实施例的特征和技术优势，以便能够更好理解以下本发明详细描述。下文将对本发明其他的特征和优势进行说明，这也构成了本发明权利要求的主题。本领域的技术人员应当理解，所公开的概念和特定实施例易被用作修改或设计其他实现与本发明相同的目的的结构或过程的基础。本领域的技术人员还应当意识到，这种等同构造不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：
图1示出了本发明各实施例提供的一种降压-升压转换器的示意图；
图2示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的升压运行模式相关联的时序图；
图3示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的轻负载升压运行模式相关联的时序图；
图4示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图；
图5示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的降压运行模式相关联的时序图；
图6示出了本发明各实施例提供的当输出电压大于输入电压时与第二种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图；
图7示出了本发明各实施例提供的当输出电压大于输入电压时与第二种控制机制下的轻负载降压-升压运行模式相关联的时序图；
图8示出了本发明各实施例提供的当输出电压约等于输入电压时与第二种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图；
图9示出了本发明各实施例提供的当输入电压大于输出电压时与第二种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图；
图10示出了本发明各实施例提供的与第三种控制机制相关联的时序图；
图11示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第三种控制机制下的降压运行模式相关联的时序图；
图12示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第种三控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图；
图13示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第三种控制机制下的升压运行模式相关联的时序图。
除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明各实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。
具体实施方式
下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
下面将结合特定环境中的优选实施例对本发明进行描述，即一种用于高效降压-升压转换器的控制方法。以下将结合附图详细说明各实施例。
图1示出了本发明各实施例提供的一种降压-升压转换器的示意图。降压-升压转换器100包括第一高侧开关Q1、第一低侧开关Q2、第二高侧开关Q3、第二低侧开关Q4和电感器L1。所述第一高侧开关Q1和所述第一低侧开关Q2串联在输入电容器CIN的正端和负端之间。所述第二高侧开关Q3和所述第二低侧开关Q4串联在输出电容器Co的正端和负端之间。所述电感器L1耦合在所述第一高侧开关Q1和所述第一低侧开关Q2的公共节点以及所述第二高侧开关Q3和所述第二低侧开关Q4的公共节点之间。
所述降压-升压转换器100还可以包括控制器110。如图1所示，所述控制器110可以检测输入电压Vin和输出电压Vo，并生成多个栅极驱动信号，用于相应驱动开关Q1、Q2、Q3和Q4。所述控制器110可以为PWM控制器。或者，所述控制器110可以实现为数字控制器，如微控制器和/或数字信号处理器等。
需要说明的是，虽然整个说明书中的示例基于降压-升压转换器和用于为降压-升压转换器(例如，图1所示的降压-升压转换器)生成栅极驱动信号的控制器，所述降压-升压转换器100以及图1所示的控制器110可有许多变化、可替代和修改方案。例如，所述控制器110可以检测其他必要信号，如所述降压-升压转换器100的输入和/或输出电流。此外，所述控制器110和所述开关Q1、Q2、Q3和Q4之间可以耦合一个或多个专用驱动。总之，此处所述的降压-升压转换器100和控制器110仅限于清楚地说明各实施例的创新方面的目的。本发明不限于任何特定的功率拓扑。
所述降压-升压转换器100可以划分为两部分：降压转换器部分和升压转换器部分。所述降压转换器部分可以包括所述第一高侧开关Q1和所述第一低侧开关Q2。所述降压转换器部分和所述电感器L1可以起降压转换器的作用。另一方面，所述升压转换器部分可以包括所述第二高侧开关Q3和所述第二低侧开关Q4。所述升压转换器部分和所述电感器L1可以起升压转换器的作用。所述降压转换器部分、所述电感器L1和所述升压转换器部分在所述输入电容器CIN和所述输出电容器Co之间级联。
图1所示的开关(例如，第一高侧开关Q1)可以实现为N型金属氧化物半导体(N-type metal oxide semiconductor，简称NMOS)晶体管。或者，所述开关可以实现为其他合适的可控器件，如金属氧化物半导体场效应管(metal oxide semiconductor fieldeffect transistor，简称MOSFET)器件、双极型晶体管(bipolar junction transistor，简称BJT)器件、超结晶体管(super junction transistor，简称SJT)器件、绝缘栅极双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，简称IGBT)器件和/或基于氮化镓(galliumnitride，简称GaN)的功率器件等。
还需要说明的是，虽然图1描述了Q1、Q2、Q3和Q4四个开关，但是本发明各实施例可以包括其他变化、修改和可替代方案。例如，所述低侧开关Q2可以由续流二极管等代替，所述高侧开关Q3可以由整流二极管等代替。
基于不同的设计需要，可以采用三种控制机制来运行所述降压-升压转换器100。在第一种控制机制中，根据不同的输入电压，配置所述降压-升压转换器100在三种不同的运行模式下运行：降压运行模式、升压运行模式和降压-升压运行模式。以下将结合图2至图5描述所述第一种控制机制的详细工作原理。
在第二种控制机制中，配置所述降压-升压转换器100在降压-升压运行模式下运行。所述降压转换器部分包括开关Q1和Q2。在第二种控制机制下的降压-升压运行模式中，以与常规降压转换器相同的方式，通过具有适当的开关失效时间的互补栅极驱动信号来控制Q1和Q2。所述升压转换器部分包括开关Q3和Q4。在第二种控制机制下的降压-升压运行模式中，以与常规升压转换器相同的方式，通过具有适当的开关失效时间的互补栅极驱动信号来控制Q3和Q4。以下将结合图6至图9描述所述第二种控制机制的详细工作原理。
在第三种控制机制中，配置所述降压-升压转换器100在三种不同的运行模式下运行：降压运行模式、升压运行模式和降压-升压运行模式。以下将结合图10至图13描述所述第三种控制机制的详细工作原理。
上述的三种控制机制基于边界电流模式(boundary current mode，简称BCM)控制。BCM控制技术可帮助所述降压-升压转换器100在不同运行模式(例如，降压运行模式、升压运行模式和降压-升压运行模式)中实现零电压开关(zero-voltage switching，简称ZVS)。所述降压-升压转换器100的ZVS的运行可以降低开关损耗并提高所述降压-升压转换器100的效率。
图2示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的升压运行模式相关联的时序图。图2中横轴表示时间间隔。图中有五条纵轴。第一条纵轴Y1表示用于控制降压-升压转换器100的斜坡，第二条纵轴Y2表示流经降压-升压转换器100的电感器L1的电流，第三条纵轴Y3表示开关Q1和Q2的栅极驱动信号，第四条纵轴Y4表示开关Q3和Q4的栅极驱动信号，第五条纵轴Y5表示数字域中的相应控制方案。
当降压-升压转换器100的输出电压(例如，Vo＝74V)大于降压-升压转换器100的输入电压(例如，Vin＝36V)时，采用升压运行模式。在运行期间，每个新的开关周期均从t0时刻开始。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的低侧开关Q4均闭合。采用第一斜坡S1来控制降压转换器部分的运行，采用第二斜坡S2来控制升压转换器部分的运行。
如图2所示，在开关周期开始时，所述第一斜坡S1从t0开始并斜升，直到开关周期的结束。所述第一斜坡S1在t3处重置。在一些实施例中，t3为开关周期的结束处。高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。在一些实施例中，误差放大器(未示出)具有耦合到降压-升压转换器100的输出电压Vo的第一输入和连接到参考电压的第二输入。
在升压运行模式中，输出电压Vo大于输入电压Vin。第一斜坡S1和Vc的交点(如t2)远远超过电感器电流确定的开关周期的结束处。由于第一斜坡S1在t3处重置为零，并且从未达到如S1的虚线部分所示的Vc，所以高侧开关Q1在升压运行模式期间不断开且始终保持闭合。
第二斜坡S2包括为预定值的偏移Vc0。每个开关周期开始时，第二斜坡S2从Vc0开始斜升，且升压转换器部分的低侧开关Q4闭合。升压转换器部分的低侧开关Q4保持闭合，直到第二斜坡S2穿过误差放大器的输出电压Vc。如图2所示，在t1处，低侧开关Q4断开，第二斜坡S2重置为Vc0。
从t0至t1，由于Q1和Q4均闭合，所以降压-升压转换器100的输入电压Vin施加到电感器L1。因此，电感器电流从负值斜升到t0至t1的峰值电流。电感电流的斜升斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。
在t1至t3时间段，Q4断开，Q3闭合。由于Q1和Q3均闭合，Vo和Vin之间的电压差施加到电感器L1。由于降压-升压转换器100在t1至t3期间在升压运行模式下运行，所以输出电压Vo大于输入电压Vin。因此，在t1至t3时间段，负电压施加到电感器L1，且电感器电流相应地斜降，如图2所示。电感器电流的斜降斜率等于输入电压Vin和输出电压Vo除以L1的电感的差。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q3断开，Q4闭合。
在一些实施例中，所述电流阈值iLth2为预定值。根据不同的应用和设计需要，iLth2可能有所不同。在一些实施例中，iLth2为如图2所示的负值。此外，可以将iLth2设置的足够低，以确保降压-升压转换器100的升压转换器部分在t3处实现ZVS，且降压-升压转换器100的降压转换器部分在下一开关周期的开始实现ZVS。需要说明的是，图2示出的ZVS的运行仅是示例。可能会有可替代、变化和修改方案。例如，通过在短时间窗口内直接或间接(例如，使用L1上的辅助电压感测绕组)监测开关节点电压，在短时间窗口期间，在t3附近Q3断开且Q4闭合，且在开关周期的结束处附近Q2断开且Q1闭合。此外，通过改变开关周期，可以在不同线路和负载条件下实现ZVS的运行。
在数字控制域，如图2所示，误差放大器的输出电压Vc实现为Yn。Yn在0到1范围内。偏移Vc0实现为Yn0，S1和S2为数字功率控制器生成的PWM斜坡斜率。在一些实施例中，Ts为降压-升压转换器100的开关周期，ta等于Yn除以S1，Vo与Vin的比等于ta与tb的比，tc等于Yn和Yn0除以S2的差。
如图2所示，当降压-升压转换器100在升压运行模式下运行时，Yn大于Yn0，ta等于t2，tb等于t3和t1的差，ta等于Ts，Ts等于tb和tc的和。
需要说明的是，可以采用一些前馈控制机制来进一步改善升压运行模式的性能(例如，瞬态响应)。特别地，输入电压Vin和/或输出电压Vo可以添加到斜率中。例如，S1等于k1除以Vin，其中，k1为第一预定常数。S2等于k2除以Vin，其中，k2为第二预定常数。
图3示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的轻负载升压运行模式相关联的时序图。除了降压-升压转换器100在轻负载条件下运行外，图3所示的时序图与图2所示的类似。在一些实施例中，轻负载定义为小于降压-升压转换器100的全负载10％的负载。由于图3所示的斜升电流斜率和斜降电流斜率与图2所示的相同，图3所示的轻负载条件下的开关周期与图2所示的相比较短，以便流经电感器L1的平均电流较低。因此，降压-升压转换器100的有效开关频率对于轻负载可能相对较高。
为控制降压-升压转换器100的开关频率范围，可以预定最小开关周期Tsmin以限制轻负载开关频率。如图3所示，第二斜坡S2直到Tsmin才开始斜升。在t3至Tsmin时间段有一定延迟时间td，期间Q4闭合并保持闭合状态，直到第二斜坡S2达到误差放大器的输出电压Vc。在td期间，Q2和Q4均闭合，电感器电流在L1、Q2和Q4形成的回路中续流。
需要说明的是，图3所示的延迟时间td适用于图2所示的运行模式。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间。换句话说，降压斜坡和升压斜坡可能都不会斜升至t3。新的开关周期在延迟时间td的结束处开始。
在数字控制域，图3所示的控制示意图与图2所示的类似。因此，为避免不必要的重复，此处不讨论。
图4示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图。当降压-升压转换器100的输入电压(例如，Vin＝48V)约等于降压-升压转换器100的输出电压(例如，Vo＝48V)时，采用降压-升压运行模式。在运行期间，每个新的开关周期均从t0时刻开始。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的低侧开关Q4均闭合。
如图4所示，每个开关周期开始时，第一斜坡S1从t0开始并斜升，直到第一斜坡S1达到t2处误差放大器的输出电压Vc。第一斜坡S1在t2处重置，并在下一个周期的开始处t3开始斜升。高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于t2处误差放大器的输出电压Vc。低侧开关Q2在t2处闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
第二斜坡S2包括偏移Vc0。每个开关周期开始时，第二斜坡S2开始斜升，且升压转换器部分的低侧开关Q4闭合。升压转换器部分的低侧开关Q4保持闭合，直到第二斜坡S2的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。如图4所示，在t1处，低侧开关Q4断开，第二斜坡S2重置为Vc0。在t1处，高侧开关Q3闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。需要说明的是，Q4的断开和Q3的闭合之间存在失效时间。
从t0至t1，由于Q1和Q4均闭合，所以输入电压Vin施加到电感器L1。因此，电感器电流从负值斜升到t0至t1的峰值电流。电感电流的斜升斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。在t1至t2时间段，Q4断开，Q3闭合。由于Q1和Q3均闭合，Vo和Vin之间的电压差施加到电感器L1。由于降压-升压转换器100的输入电压约等于降压-升压转换器100的输出电压，所以在t1至t2时间段，电感器电流保持相对平坦，如图4所示。
在t2至t3时间段，Q1断开，Q2闭合。由于Q2和Q3均闭合，所以电压Vo施加到电感器L1。因此，电感器电流斜降。电感电流的斜降斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q3断开，Q4闭合。
需要说明的是，若Q1在图4所示的非ZVS断开区内断开，则降压-升压转换器100的降压阶段可以不实现零电压开关。非ZVS断开区的范围由为预定值的电流阈值iLth1确定。
需要说明的是，可以如图4所示添加延迟时间td。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间td。换句话说，降压斜坡和升压斜坡可能都不会斜升至t3。相反，降压斜坡和升压斜坡可以在延迟时间td的结束处开始。根据不同的应用和设计需要，td可能有所不同。例如，变量td可以帮助降压-升压转换器100实现固定的开关频率。
在数字控制域，除Ts大于如图4所示的ta之外，图4所示的控制机制与图2所示的类似。为避免重复，此处不讨论降压-升压运行模式在数字控制域中的详细工作原理。
图5示出了本发明各实施例提供的与第一种控制机制下的降压运行模式相关联的时序图。当降压-升压转换器100的输入电压(例如，Vin＝60V)大于降压-升压转换器100的输出电压(例如，Vo＝8V)时，采用降压运行模式。在运行期间，每个新的开关周期均从t0时刻开始。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1闭合。
采用第一斜坡S1来控制降压转换器部分的运行，采用第二斜坡S2来控制升压转换器部分的运行。在降压运行模式中，第二斜坡S2为没有斜率的水平线，因为该斜坡不断地被重置为Vc0。如图5所示，水平线的Y1轴值等于Vc0。
每个开关周期开始时，第一斜坡S1均从t0开始并斜升，直到它在t2处重置。高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。在t2处，Q1断开，Q2闭合，如图5所示。
如图5所示，在降压运行模式中，Vc0大于Vc。换句话说，第二斜坡S2在降压运行模式期间从未达到Vc。由于第二斜坡S2从未达到Vc，升压转换器部分的低侧开关Q4从不闭合，且升压转换器部分的高侧开关Q3在降压运行模式期间总是保持闭合。
从t0至t2，由于Q1和Q3均闭合，所以输入电压Vin和输出电压Vo的差施加到电感器L1。由于在降压运行模式期间输入电压Vin大于输出电压Vo，所以电感器电流从负值斜升到从t0至t2的峰值电流。电感器电流的斜升斜率等于输入电压Vin和输出电压Vo除以L1的电感的差。
在t2至t3时间段，Q1断开，Q2闭合。由于Q2和Q3均闭合，所以电压Vo施加到电感器L1。因此，电感器电流斜降。电感电流的斜降斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q2断开，Q1闭合。
需要说明的是，可以如图5所示添加延迟时间td。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间td。换句话说，降压斜坡可能不会斜升至t3。相反，降压斜坡可以在延迟时间td的结束处开始。
在数字控制域，图5所示的控制机制与图2所示的类似，除了Yn0大于Yn，Ts大于ta，Ts等于tb，tc等于零。为避免重复，此处不讨论数字控制域中降压运行模式的详细工作原理。
在图3至图5中，电感器电流和iLth2的交点的横轴值为t3。根据不同的运行模式，t3可以为升压转换器部分的高侧开关Q3的断开时间和/或降压转换器部分的低侧开关Q2的断开时间，或者为降压转换器部分的高侧开关Q1的断开时间。
在一些实施例中，延迟时间td插入在t3和下一个开关周期的开始出之间。当开关周期大于最小开关周期时，td设置为零。因此，t3为开关周期的结束处。另一方面，当降压-升压转换器100在轻负载条件下运行时，最小开关周期大于t3。采用td来确保实际开关周期大于最小开关周期。最小开关周期为预定值，并且可以根据不同的应用和设计需要而变化。此外，在BCM控制下，降压-升压转换器100的开关频率可以根据不同的线路和负载条件而变化。延迟时间td也可以用于在不同的线路和负载条件下实现固定的开关频率。
降压运行模式和降压-升压运行模式之间的转换以及升压运行模式和降压-升压运行模式之间的转换由决定Vc的控制回路自动控制，并且可以为斜坡S1、S2和Vc0设置适当的值来实现平滑转换。在可选实施例中，可以通过比较输入电压Vin和输出电压Vo来确定运行模式转换。例如，根据预定的查找表，当输入电压Vin与输出电压Vo的比等于查找表中的值时，降压-升压转换器100应进入降压-升压运行模式。同时，控制环路的输出指示降压-升压转换器100应进入降压运行模式。基于查找表的控制方案优于基于控制回路的控制方案。
图6示出了本发明各实施例提供的当输出电压大于输入电压时与第种二控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图。图6的横轴表示时间间隔。图中有五条纵轴。第一条纵轴Y1表示用于控制降压-升压转换器100的斜坡，第二条纵轴Y2表示流经降压-升压转换器100的电感器L1的电流，第三条纵轴Y3表示开关Q1和Q2的栅极驱动信号，第四条纵轴Y4表示开关Q3和Q4的栅极驱动信号，第五条纵轴Y5表示数字域中的相应控制方案。
在运行期间，每个新的开关周期均开始于t0时刻。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的低侧开关Q4均闭合。采用第一斜坡S1来控制降压转换器部分的运行，采用第二斜坡S2来控制升压转换器部分的运行。第一斜坡S1包括为预定值的偏移Vc0。
如图6所示，每个开关周期开始时，第一斜坡S1从t0开始并斜升，直到第一斜坡S1达到t2处误差放大器的输出电压Vc。第一斜坡S1在t2处重置，并在下一个周期的开始处开始斜升。高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于t2处误差放大器的输出电压Vc。低侧开关Q2在t2处闭合并保持闭合，直到t3处开关周期的结束。
第二斜坡S2不包括偏移且从零开始，如图6所示。每个开关周期开始时，第二斜坡S2开始斜升，且升压转换器部分的低侧开关Q4闭合。升压转换器部分的低侧开关Q4保持闭合，直到第二斜坡S2的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。如图6所示，在t1处，低侧开关Q4断开，第二斜坡S2重置为零。在t1处，高侧开关Q3闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
从t0至t1，由于Q1和Q4均闭合，所以输入电压Vin施加到电感器L1。因此，电感器电流从负值斜升到t0至t1的峰值电流。电感电流的斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。
在t1至t2时间段，Q4断开，Q3闭合。由于Q1和Q3均闭合，Vo和Vin之间的电压差施加到电感器L1。由于降压-升压转换器100的输出电压大于降压-升压转换器100的输入电压，所以在t1至t2时间段，电感器电流斜降，如图6所示。
在t2至t3时间段，Q1断开，Q2闭合。由于Q2和Q3均闭合，所以输出电压Vo施加到电感器L1。因此，电感器电流斜降。电感电流的斜降斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q3断开，Q4闭合。
需要说明的是，可以如图6所示添加延迟时间td。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间td。换句话说，降压斜坡和升压斜坡可能都不会斜升至t3。相反，降压斜坡和升压斜坡可以在延迟时间td的结束处开始。
在数字控制域，图6所示的控制机制与图4所示的类似，除了tc等于Yn除以S2，ta等于Yn和Yn0除以S1的差。
需要说明的是，图6示出了针对Q1的非ZVS断开区。图6所示的针对Q1的非ZVS断开区与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。
图7示出了本发明各实施例提供的当输出电压大于输入电压时与第二种控制机制下的轻负载降压-升压运行模式相关联的时序图。除了降压-升压转换器100在轻负载条件下运行外，图7所示的时序图与图6所示的类似。由于电感器电流斜升斜率和电感器电流斜降斜率与图6所示的相同，所以轻负载条件下的开关周期与图6所示的相比较短，以便流经电感器L1的平均电流较低。因此，降压-升压转换器100的有效开关频率相对较高。
为控制开关频率范围，可以采用最小开关周期Tsmin。如图7所示，第二斜坡S2直到Tsmin才开始斜升。在t3至Tsmin时间段，有一定延迟时间td，期间Q2和Q4闭合并保持闭合状态，直到开关周期的结束。
在数字控制域，图7所示的控制示意图与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。图7所示的针对Q1的非ZVS断开区与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。
图8示出了本发明各实施例提供的当输出电压约等于输入电压时与第二种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图。在运行期间，每个新的开关周期均开始于t0时刻。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的低侧开关Q4均闭合。如图8所示，每个开关周期开始时，第一斜坡S1从Vc0斜升，直到第一斜坡S1达到t2处误差放大器的输出电压Vc。第一斜坡S1在t2处重置，并在下一个周期的开始处t3开始斜升。
高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于t2处误差放大器的输出电压Vc。低侧开关Q2在t2处闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
第二斜坡S2不包括偏移且从零开始，如图8所示。每个开关周期开始时，第二斜坡S2开始斜升，且升压转换器部分的低侧开关Q4闭合。升压转换器部分的低侧开关Q4保持闭合，直到第二斜坡S2的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。如图8所示，在t1处，低侧开关Q4断开，第二斜坡S2重置为零。在t1处，高侧开关Q3闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
从t0至t1，由于Q1和Q4均闭合，所以输入电压Vin施加到电感器L1。因此，电感器电流从负值斜升到t0至t1的峰值电流。电感电流的斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。
在t1至t2时间段，Q4断开，Q3闭合。由于Q1和Q3均闭合，Vo和Vin之间的电压差施加到电感器L1。由于降压-升压转换器的输入电压约等于降压-升压转换器的输出电压，所以在t1至t2时间段，电感器电流保持相对平坦，如图8所示。
在t2至t3时间段，Q1断开，Q2闭合。由于Q2和Q3均闭合，所以电压Vo施加到电感器L1。因此，电感器电流斜降。电感电流的斜降斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q3断开，Q4闭合。
需要说明的是，可以如图8所示添加延迟时间td。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间td。换句话说，降压斜坡和升压斜坡可能都不会斜升至t3。相反，降压斜坡和升压斜坡可以在延迟时间td的结束处开始。
在数字控制域，图8所示的控制示意图与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。图8所示的针对Q1的非ZVS断开区与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。
图9示出了本发明各实施例提供的当输入电压大于输出电压时与第二种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图。在运行期间，每个新的开关周期均开始于t0时刻。在t0处，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器的低侧开关Q4均闭合。如图9所示，每个开关周期开始时，第一斜坡S1从Vc0斜升，直到第一斜坡S1达到t2处误差放大器的输出电压Vc。第一斜坡S1在t2处重置为Vc0，并在下一个周期的开始处开始斜升。高侧开关Q1的运行由所述第一斜坡S1控制。特别地，高侧开关Q1在t0处闭合并保持闭合，直到第一斜坡S1的峰值等于t2处误差放大器的输出电压Vc。低侧开关Q2在t2处闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
第二斜坡S2不包括偏移且从零开始，如图9所示。每个开关周期开始时，第二斜坡S2开始斜升，且升压转换器部分的低侧开关Q4闭合。升压转换器的低侧开关Q4保持闭合，直到第二斜坡S2的峰值等于误差放大器的输出电压Vc。如图9所示，在t1处，低侧开关Q4断开，第二斜坡S2重置为零。在t1处，高侧开关Q3闭合并保持闭合，直到t3处周期的结束。
从t0至t1，由于Q1和Q4均闭合，所以输入电压Vin施加到电感器L1。因此，电感器电流从负值斜升到t0至t1的峰值电流。电感电流的斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。
在t1至t2时间段，Q4断开，Q3闭合。由于Q1和Q3均闭合，Vo和Vin之间的电压差施加到电感器L1。由于输入电压大于降压-升压转换器100的输出电压，所以在t1至t2时间段，电感器电流以较低的斜率值保持斜升，如图9所示。
在t2至t3时间段，Q1断开，Q2闭合。由于Q2和Q3均闭合，所以电压Vo施加到电感器L1。因此，电感器电流斜降。电感电流的斜降斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。在t3时刻，电感器电流下降到电流阈值iLth2。Q3断开，Q4闭合，新的开关周期开始。
需要说明的是，可以如图9所示添加延迟时间td。例如，为获得固定的开关频率，可以在t3处添加延迟时间td。换句话说，降压斜坡和升压斜坡可能都不会斜升至t3。相反，降压斜坡和升压斜坡可以在延迟时间td的结束处开始。
在数字控制域，图9所示的控制示意图与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。图9所示的针对Q1的非ZVS断开区与图4所示的类似。因此，为避免重复，此处不讨论。
图10示出了本发明各实施例提供的与第三种控制机制相关联的时序图。图中有三条纵轴。第一条纵轴Y1表示降压-升压转换器100的三个运行阶段，第二条纵轴Y2表示降压-升压转换器100的降压转换器部分的占空比，第三条纵轴Y3表示降压-升压转换器100的升压转换器部分。
在第一阶段P1，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的低侧开关Q4均闭合。电感电流的斜率等于输入电压Vin除以L1的电感。
在第二阶段P2，降压转换器部分的高侧开关Q1和升压转换器部分的高侧开关Q3均闭合。电感器电流的斜率等于输入电压Vin和输出电压Vo除以L1的电感的差。
在第三阶段P3，降压转换器部分的低侧开关Q2和升压转换器部分的高侧开关Q3均闭合。电感电流的斜率等于输出电压Vo除以L1的电感。
如图10所示，第一阶段P1和第二阶段P2的转折点为t1。第二阶段P2和第三阶段P3的转折点为t2。降压转换器部分的占空比等于t2除以Ts，其中，Ts为降压-升压转换器100的开关周期。升压转换器部分的占空比等于t1除以Ts。Ts由超过预定阈值(例如，iLth2)的电感器电流确定。
图11示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第三种控制机制下的降压运行模式相关联的时序图。在降压运行模式期间，升压转换器部分在固定占空比模式下运行。第一阶段P1的时间等于升压转换器部分的低侧开关Q4的最小闭合时间。在一些实施例中，低侧开关Q4的最小闭合时间Tmin_on等于100ns。
降压转换器部分的占空比由降压斜坡S1和误差放大器的输出电压Vc的交点确定。如图11所示，当降压斜坡S1达到Vc时，降压转换器部分的Q1的闭合终止。降压转换器部分的占空比可通过改变误差放大器的输出电压Vc来调节，如图11所示。
图12示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第三种控制机制下的降压-升压运行模式相关联的时序图。在降压-升压运行模式期间，升压转换器部分的占空比由升压斜坡S2和误差放大器的输出电压Vc的交点确定。如图12所示，当升压斜坡S2达到Vc时，升压转换器部分的低侧开关Q4的闭合终止。升压转换器部分的占空比可通过改变误差放大器的输出电压Vc来调节，如图12所示。
降压转换器部分的占空比由降压斜坡S1和误差放大器的输出电压Vc确定。如图12所示，当降压斜坡S1达到Vc时，降压转换器部分的高侧开关Q1的闭合终止。
图13示出了本发明各实施例提供的与图10所示的第三种控制机制下的升压运行模式相关联的时序图。在升压运行模式期间，升压转换器部分的占空比由升压斜坡S2和误差放大器的输出电压Vc确定。如图13所示，当升压斜坡S2达到Vc时，升压转换器部分的低侧开关Q3的闭合终止。升压转换器部分的占空比可通过改变误差放大器的输出电压Vc来调节，如图13所示。
降压斜坡S1在开关周期结束之前从未达到误差放大器的输出电压Vc。因此，如图13所示，降压转换器部分的高侧开关Q1总是闭合。
在数字控制域，图11至13中所示的误差放大器的输出电压Vc实现为Yn。Yn在0到1的范围内，Ts为降压-升压转换器100的开关周期。根据不同的应用和设计需要，预先确定模式选择阈值Yth。在一些实施例中，模式选择阈值Yth设置为0.4。
在一些实施例中，当Yn在0到Yth的范围内时，降压-升压转换器100在如图11所示的降压运行模式下运行。第一阶段P1的时间等于升压转换器部分的低侧开关Q4的最小闭合时间Tmin_on。第二阶段P2的时间由以下等式确定：
P2＝k1·Yn·Ts max (1)
其中，k1为预定常数，Tsmax为可能的最大开关周期。Tsmax为最大闭合时间。Tsmax为固定值，该值足够大以满足降压-升压转换器100可能运行的所有运行条件。
当Yn在Yth到1的范围内时，降压-升压转换器100在图12所示的降压-升压运行模式下运行。P1和P2的总时间为固定值。P1和P2由以下等式确定：
P1+P2＝Ton_min+k1·Yth·Ts max (2)
其中，Ton_min为升压转换器部分的低侧开关Q4的最小闭合时间。
P1由以下等式控制：
P1＝Ton_min+k2·(Yn-Yth)·Ts max (3)
其中，k2为预定常数，Ton_min为升压转换器部分的低侧开关Q4的最小闭合时间。
当Yn在Yth到1的范围内变得更高时，降压-升压转换器100将转移到图13所示的升压运行模式。特别地，当降压-升压转换器100的输出电压Vo远大于降压-升压转换器100的输入电压Vin时，流经电感器L1的电流更快下降到负电流阈值，且在第二阶段P2完成之前开始新的开关周期。因此，不存在第三阶段P3，如图13所示。换句话说，降压-升压转换器100在升压运行模式下运行。另一方面，当降压-升压转换器100的输出电压Vo约等于降压-升压转换器100的输入电压Vin时，流经电感器L1的电流在第二阶段P2内未达到负电流阈值。因此，存在第三阶段P3，如图12所示。所以，降压-升压转换器100在降压-升压运行模式下运行。在降压-升压运行模式期间，降压转换器部分以等式(2)定义的占空比运行。
在一实施例中，公开了一种方法，包括生成用于控制降压-升压转换器的降压转换器部分的第一斜坡信号。所述降压-升压转换器包括：穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；电感器，耦合在所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的公共节点以及所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的公共节点之间。所述方法还可以包括：生成用于控制所述降压-升压转换器的升压转换器部分的第二斜坡信号；将所述第一斜坡信号和所述第二斜坡信号与控制信号进行比较；通过比较所述第一斜坡信号和所述控制信号来控制所述第一高侧开关的状态，通过比较所述第二斜坡信号和所述控制信号来控制所述第二低侧开关的状态；将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优点，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。
此外，本发明的范围并不局限于说明书中所述的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法和步骤的具体实施例。所属领域的一般技术人员可从本发明中轻易地了解，可根据本发明使用现有的或即将开发出的，具有与本文所描述的相应实施例实质相同的功能，或能够取得与所述实施例实质相同的结果的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法或步骤。相应地，所附权利要求范围包括这些流程、机器、产品、物质组分、方式、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种方法，其特征在于，包括：
生成用于控制降压-升压转换器的降压转换器部分的第一斜坡信号，其中，所述降压-升压转换器包括：
穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；
穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；
电感器，其耦合在所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的公共节点以及所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的公共节点之间；
生成用于控制所述降压-升压转换器的升压转换器部分的第二斜坡信号；
将所述第一斜坡信号和所述第二斜坡信号与控制信号进行比较；
通过比较所述第一斜坡信号和所述控制信号来控制所述第一高侧开关的状态，通过比较所述第二斜坡信号和所述控制信号来控制所述第二低侧开关的状态；
将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；
基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第二低侧开关，闭合所述第二高侧开关，并重置所述第二斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第二高侧开关，并重置所述第一斜坡信号。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，还包括：
在开关周期的结束处添加延迟时间。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，还包括：
通过调整所述延迟时间来配置所述降压-升压转换器以固定的开关频率运行。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第二低侧开关，闭合所述第二高侧开关，并重置所述第二斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第一高侧开关，闭合所述第一低侧开关，并重置所述第一斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第一低侧开关和所述第二高侧开关，并闭合所述第一高侧开关和所述第二低侧开关。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输出电压的输入电压，当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第一高侧开关，闭合所述第一低侧开关，并重置所述第一斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输出电压的输入电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第一低侧开关，并闭合所述第一高侧开关。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于：
所述偏移大于所述控制信号。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第一斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第二低侧开关，闭合所述第二高侧开关，并重置所述第二斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第一高侧开关，闭合所述第一低侧开关，并重置所述第一斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第二高侧开关和所述第一低侧开关，并闭合所述第二低侧开关和所述第一高侧开关。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第一斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第二低侧开关，闭合所述第二高侧开关，并重置所述第二斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第一高侧开关，闭合所述第一低侧开关，并重置所述第一斜坡信号；
为响应约等于所述降压-升压转换器的输入电压的输出电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第一低侧开关和所述第二高侧开关，并闭合所述第一高侧开关和所述第二低侧开关。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第一斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输出电压的输入电压，当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第二低侧开关，闭合所述第二高侧开关，并重置所述第二斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输入电压，当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，断开所述第一高侧开关，闭合所述第一低侧开关，并重置所述第一斜坡信号；
为响应大于所述降压-升压转换器的输入电压的输入电压，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第一低侧开关和所述第二高侧开关，并闭合所述第一高侧开关和所述第二低侧开关。
11.一种方法，其特征在于，包括：
提供一种功率转换器，其中，所述功率转换器包括：
降压转换器部分，其包括穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；
升压转换器部分，其包括穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；
电感器，其耦合在所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的公共节点以及所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的公共节点之间；
检测所述功率转换器的输入电压和输出电压；
将第一斜坡信号和第二斜坡信号与控制信号进行比较；
通过比较所述第一斜坡信号和所述控制信号来控制所述第一高侧开关的状态，通过比较所述第二斜坡信号和所述控制信号来控制所述第二低侧开关的状态；
基于所述输入电压与所述输出电压的比来确定运行模式转换；
将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；
基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
配置所述功率转换器，使得：
当所述输出电压大于所述输入电压时，所述第一高侧开关总是闭合。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
配置所述功率转换器，使得：
当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，所述第一高侧开关断开，所述第一低侧开关闭合；
当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，所述第二低侧开关断开，所述第二高侧开关闭合。
14.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括：
将偏移添加至所述第二斜坡信号；
配置所述功率转换器，使得：
当所述输入电压大于所述输出电压时，所述第二高侧开关总是闭合。
15.根据权利要求11至14中任一项所述的方法，其特征在于：
将偏移添加至所述第一斜坡信号；
配置所述功率转换器，使得：
当所述第一斜坡信号等于所述控制信号时，所述第一高侧开关断开，所述第一低侧开关闭合；
当所述第二斜坡信号等于所述控制信号时，所述第二低侧开关断开，所述第二高侧开关闭合。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第一低侧开关和所述第二高侧开关，并闭合所述第一高侧开关和所述第二低侧开关。
17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
在轻负载运行条件下，当流经所述电感器的所述电流等于所述电流阈值时，断开所述第二高侧开关；
断开所述第二高侧开关起的延迟时间之后断开所述第一低侧开关。
18.根据权利要求11至17中任一项所述的方法，其特征在于：
所述电流阈值为负值。
19.一种转换器，其特征在于，包括：
降压转换器部分，其包括穿过输入电容器串联的第一高侧开关和第一低侧开关；
升压转换器部分，其包括穿过输出电容器串联的第二高侧开关和第二低侧开关；
电感器，其耦合在所述降压转换器部分和所述升压转换器部分之间；
控制器，用于：
将流经所述电感器的电流与电流阈值进行比较；
基于流经所述电感器的所述电流与所述电流阈值的比较终止开关周期。
20.根据权利要求19所述的转换器，其特征在于，所述控制器还用于：
接收误差放大器的输出电压，其中，所述误差放大器具有耦合到所述转换器的输出电压的第一输入和连接到的参考电压的第二输入；
将所述误差放大器的所述输出电压与电压阈值进行比较；
当所述电压阈值大于所述误差放大器的输出电压时，配置所述转换器在降压运行模式下运行，其中，所述升压转换器部分在最小占空比下运行；
当所述误差放大器的所述输出电压大于所述电压阈值且所述转换器的输出电压大于所述转换器的输入电压时，配置所述转换器在升压运行模式下运行，其中，所述降压转换器部分的高侧开关始终闭合；
当所述误差放大器的输出电压大于所述电压阈值且所述转换器的输出电压约等于所述转换器的输入电压时，配置所述转换器在降压-升压运行模式下运行。
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