CN102255493B - 电源转换器的频率抖动控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电源转换器的频率抖动控制器，包括第一与第二电容单元、第一与第二充放电控制单元、比较单元，以及控制单元。第一与第二电容单元反应于第一与第二充放电控制单元的运作，而于充电期间被充电至交会电压，并于放电期间分别被放电至参考电压与箝位电压。比较单元用以输出脉冲讯号，并于充电期间比较第一与第二电容单元的电压，而于放电期间比较第一电容单元的电压与参考电压。控制单元依据脉冲讯号产生频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率，以改变脉冲讯号的频率，从而降低切换电源转换器中开关元件所产生的电磁干扰。

Description

电源转换器的频率抖动控制器

技术领域

本发明涉及一种电源转换器，尤其涉及一种具有低电磁干扰的电源转换器。

背景技术

电源转换器用于将未调节的电源转换成调节的电压或电流。一般来说，电源转换器中的控制电路会产生切换信号来调整电源转换器的输出电压或电流，以调整并稳定电源转换器的功率。其中，切换信号的工作周期(duty cycle)是根据电源转换器的输出而进行调变的，且切换信号的切换频率通常是在电源转换器的控制电路中内部自我决定的。在最近的发展中，针对电源转换器已经提出了很多脉冲宽度调变(Pulse WidthModulation，PWM)控制电路，以便节省功率损耗。

电源转换器依照电路结构的不同可分为线性式和切换式电源转换器两种。其中，切换式电源转换器在电路结构上比线性式电源转换器来得复杂，电磁干扰(EMI)也比较大，但切换式电源转换器的优点是转换效率高、空载时耗电小、重量轻。整体而言，切换式电源转换器优于线性式电源转换器，故目前电源转换器的市场以切换式电源转换器为主流。然而，切换式电源转换器所产生的电磁干扰除了造成电源上的杂讯而影响其他电子器材外，也会因向外辐射而影响到邻近的通讯器材或无线电、电视讯号的传输等。

传统减少电磁干扰的方法为在电源的输入端增加一电磁干扰滤波器。电磁干扰滤波器一般由电感、电容及电阻等被动元件所组成，以实现滤除电磁干扰的目的。然而电磁干扰越大，所需的电磁干扰滤波器也就越大，故而不但会造成电路成本的增加，而且电磁干扰滤波器也无法处理电磁干扰的辐射。

发明内容

本发明提供一种电源转换器的频率抖动控制器，可降低切换电源转换器中开关元件时所产生的电磁干扰。

本发明提出一种电源转换器的频率抖动控制器，包括第一电容单元、第二电容单元、第一充放电控制单元、第二充放电控制单元、比较单元以及控制单元。其中，第一充放电控制单元耦接第一电容单元，用以于充电期间将第一电容单元充电至交会电压，并于放电期间将第一电容单元放电至参考电压。第二充放电控制单元耦接第二电容单元，用以于充电期间将第二电容单元充电至交会电压，并于放电期间将第二电容单元放电至箝位电压。

比较单元的第一输入端、第二输入端以及第三输入端分别耦接第一电容单元、第二电容单元以及参考电压，且比较单元的输出端则输出一脉冲讯号。比较单元用以于充电期间比较第一电容单元与第二电容单元的电压，并于放电期间比较第一电容单元的电压与参考电压。另外，控制单元则耦接比较单元的输出端，用以依据脉冲讯号产生频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率，以改变脉冲讯号的频率。

在本发明的一实施例中，上述的第一充放电控制单元包括第一电流源、第一开关以及第二开关。其中，第一电流源耦接操作电压。第一开关耦接于第一电流源与比较单元的第一输入端之间，且第一开关的导通状态受控于第一开关讯号。第二开关耦接于比较单元的第一输入端与接地之间，且第二开关的导通状态受控于第二开关讯号。

在本发明的一实施例中，上述的第二充放电控制单元包括第二电流源、第三开关、缓冲单元以及第四开关。其中，第二电流源耦接操作电压。第三开关耦接于第二电流源与比较单元的第二输入端之间，且第三开关的导通状态受控于第三开关讯号。缓冲单元耦接箝位电压，用以缓冲箝位电压。另外，第四开关耦接于比较单元的第二输入端与缓冲单元之间，且第四开关的导通状态受控于第四开关讯号。

在本发明的一实施例中，上述的缓冲单元包括一运算放大器。运算放大器的正输入端耦接箝位电压，运算放大器的负输入端耦接运算放大器的输出端，而运算放大器的输出端则耦接第四开关。

在本发明的一实施例中，电源转换器的频率抖动控制器更包括一切换单元，其耦接比较单元的输出端，用以依据脉冲讯号产生上述第一至第四开关讯号，以控制上述第一至第四开关的导通状态。

在本发明的一实施例中，于充电期间，第一与第三开关为导通状态，而第二与第四开关为断开状态。另外，于放电期间，第一与第三开关为断开状态，而第二与第四开关为导通状态。

在本发明的一实施例中，上述的第一电容单元包括第一电容，其耦接于比较单元的第一输入端与接地之间。

在本发明的一实施例中，上述的第二电容单元包括第五开关、多个第二电容、多个第六开关、第七开关、多个第三电容，以及多个第八开关。其中，第五开关耦接于比较单元的第二输入端与第一节点之间。上述第六开关分别对应上述第二电容，且各第二电容与其对应的第六开关串接于第一节点与接地之间，其中频率抖动控制讯号控制上述第五开关与第六开关的导通状态，以改变第二电容单元的电容值，从而调整第二电容单元的电压的上升速率。第七开关耦接于比较单元的第二输入端与第二节点之间。上述第八开关分别对应上述第三电容，且各第三电容与其对应的第八开关串接于第二节点与接地之间，其中频率抖动控制讯号控制上述第七与第八开关的导通状态，以改变第二电容单元的电容值，从而调整第二电容单元的电压的上升速率。

在本发明的一实施例中，上述的交会电压的电压值随第二电容单元的电容值增大而减小。反之，上述的交会电压的电压值随第二电容单元的电容值变小而增加。

在本发明的一实施例中，上述的第二电容单元包括第二电容，耦接于比较单元的第二输入端与接地之间。

在本发明的一实施例中，上述的第二充放电控制单元更包括一充电电流辅助单元，与第二电流源并接，且受控于控制单元以辅助第二电流源而对第二电容单元进行充电，从而调整第二电容单元的电压的上升速率。

在本发明的一实施例中，上述的充电电流辅助单元包括多个第三电流源、多个第五开关、第六开关、多个第四电流源、多个第七开关，以及第八开关。其中，上述第五开关分别对应上述第三电流源，且各第三电流源与其对应的第五开关串接于操作电压与第一节点之间。上述第六开关耦接于第一节点与第二电流源之间，且频率抖动控制讯号控制上述第五与第六开关的导通状态，以改变第二充放电控制单元对第二电容单元进行充电的充电电流。上述第七开关分别对应上述第四电流源，且各第四电流源与其对应的第七开关串接于操作电压与第二节点之间。上述第八开关耦接于第二节点与第二电流源之间，且频率抖动控制讯号控制上述第七与第八开关的导通状态，以改变第二充放电控制单元对第二电容单元进行充电的充电电流。

在本发明的一实施例中，上述交会电压的电压值随第二电容单元的充电电流变大而增大。反之，上述交会电压的电压值随第二电容单元的充电电流变小而减小。

本发明提出一种电源转换器的频率抖动控制方法。首先，提供一第一电容单元与一第二电容单元。接着，于充电期间将第一电容单元与第二电容单元充电至交会电压，并且比较第一电容单元与第二电容单元的电压。然后，于放电期间将第一电容单元与第二电容单元分别放电至参考电压与箝位电压，并且比较第一电容单元的电压与参考电压。然后，依据充电期间与放电期间的比较结果产生脉冲讯号，以提供关联于脉冲讯号的频率抖动控制讯号。最后，依据频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率(可以调整对第二电容单元进行充电的充电电流，或者调整第二电容单元的电容值)，以改变第一电容单元与第二电容单元于充电期间充电至交会电压的时间，从而改变脉冲讯号的频率。

基于上述，本发明利用频率抖动控制器中的控制单元所输出的频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率，以改变第二电容单元的充电速率，从而提早或延后比较单元所输出的脉冲讯号的转态时间。如此一来，即可改变脉冲讯号的频率，进而将切换频率展开在一个较大的频宽，从而降低切换电源转换器中开关元件所产生的电磁干扰。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1为本发明一实施例的电源转换器的示意图。

图2为本发明一实施例的频率抖动控制器的示意图。

图3为图2实施例的第一电压、第二电压与脉冲讯号的波形图。

图4为图3实施例的第二电压与脉冲讯号在频域下的示意图。

图5为本发明另一实施例的频率抖动控制器的示意图。

图6为本发明另一实施例的频率抖动控制器的示意图。

图7为本发明一实施例的电源转换器的频率抖动控制方法流程图。

附图标记：

100：电源转换器；

102、502、602：频率抖动控制器；

104：脉宽调变讯号产生器；

106：变压器；

108：回授单元；

202：第一充放电控制单元；

204：第二充放电控制单元；

206：第一电容单元；

208：第二电容单元；

210：控制单元；

212：比较单元；

504：缓冲单元；

506：切换单元；

604：充电电流辅助单元；

V1：第一电压；

V2、V2A、V2B：第二电压；

F2：第二电压的频率；

Vr：参考电压；

PLS、PLSA、PLSB：脉冲讯号；

GND：接地；

CON1：频率抖动控制讯号；

Vin：输入电压；

Vout：输出电压；

Q1：电晶体；

PW1：脉宽调变讯号；

Vfb：回授讯号；

Vx：交会电压；

Vc：箝位电压；

C1、C2、C1A～C7A、C1B～C7B：电容；

I1、I2、I21A～I27A、I21B～I27B：电流源；

SW1～SW4、SWA、SWB、SW1A～SW7A、SW1B～SW7B：开关；

S1～S4：开关讯号；

A1：运算放大器；

VDD：操作电压；

S702～S710：本发明一实施例的电源转换器的频率抖动控制方法流程图各步骤。

具体实施方式

现将详细参考本发明的示范性实施例，在附图中说明所述示范性实施例的实例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的元件/构件代表相同或类似部分。

图1为本发明一实施例的电源转换器(power converter)的示意图。请参照图1，电源转换器100用来将一未调节电源转换成一调节之电压或电流，例如将图1的输入电压Vin转换为经调节的输出电压Vout。电源转换器100包括频率抖动控制器(frequency jitter controller)102、脉宽调变(PWM)讯号产生器104、变压器106、回授单元108，以及电晶体Q1。其中，脉宽调变讯号产生器104耦接于电晶体Q1的闸极与频率抖动控制器102之间；电晶体Q 1耦接于变压器106的一次侧(primaryside)与接地(ground)GND之间；而回授单元108则耦接于变压器106的二次侧(secondary side)与脉宽调变讯号产生器104之间。

于本实施例中，变压器106透过其一次侧接收输入电压Vin以于其二次侧输出经调节的输出电压Vout。脉宽调变讯号产生器104用以输出一脉宽调变讯号PW1来控制电晶体Q1的开启(turn on)与关闭(turnoff)，进而控制流经变压器106的一次侧的电流，以调整于变压器106的二次侧所输出的输出电压Vout。回授单元108依据电源转换器100的输出电压Vout而输出一回授讯号Vfb至脉宽调变讯号产生器104，以使得脉宽调变讯号产生器104依据回授讯号Vfb来调整脉宽调变讯号PW1的工作周期(duty cycle)，从而决定电源转换器100的输入端传送到电源转换器100的输出端的功率。

举例来说，当电源转换器100的输出端的负载(load)处于重载(heavyloading)时，脉宽调变讯号产生器104增大脉宽调变讯号PW1的工作周期；而当电源转换器100的输出端的负载处于轻载(light loading)时，脉宽调变讯号产生器104减小脉宽调变讯号PW1的工作周期。

另外，频率抖动控制器102用以输出一具有抖动频率的脉冲讯号PLS至脉宽调变讯号产生器104，以改变脉宽调变讯号产生器104所产生的脉宽调变讯号PW1的频率，进而将电晶体Q1的切换频率展开在一个较大的频宽，从而降低切换电源转换器100中开关元件(例如电晶体Q1，但可能不仅于此)所产生的电磁干扰(EMI)。

详细来说，图1的频率抖动控制器102可如图2所示。图2为本发明一实施例的频率抖动控制器102的示意图。请参照图2，频率抖动控制器102包括第一充放电控制单元202、第二充放电控制单元204、第一电容单元206、第二电容单元208、控制单元210，以及比较单元212。其中，第一充放电控制单元202与第二充放电控制单元204分别耦接至第一电容单元206与第二电容单元208。第一电容单元206耦接于比较单元212的第一输入端与接地GND之间；而第二电容单元208则耦接于比较单元212的第二输入端与接地GND之间。比较单元212的第三输入端耦接一参考电压Vr。另外，控制单元210耦接于比较单元212的输出端与第二电容单元208之间。

于本实施例中，第一充放电控制单元202与第二充放电控制单元204分别用以对第一电容单元206与第二电容单元208进行充电或放电。控制单元210用以依据比较单元212所输出的脉冲讯号PLS而产生一频率抖动控制讯号CON1，以调整第二电容单元208之电压的上升速率(亦即斜率)。比较单元212用以比较第一电容单元206上的第一电压V1、第二电容单元208上的第二电压V2以及参考电压Vr，并据以输出脉冲讯号PLS。

图3为图2实施例的第一电压、第二电压与脉冲讯号的波形图。请参照图3，在第一电容单元206与第二电容单元208处于充电期间(charging phase)时，第一电容单元206与第二电容单元208分别反应于第一充放电控制单元202与第二充放电控制单元204的运作而被充电(容后再详述)，从而使得第一电压V1与第二电压V2的电压准位持续上升。其中，第一电容单元206与第二电容单元208上的电压初始值分别为参考电压Vr与箝位电压Vc。在第一电压V1与第二电压V2的电压准位持续上升的同时，比较单元212比较第一电压V1与第二电压V2的电压准位，并据以输出脉冲讯号PLS。于本实施例中，当第一电压V1的电压值小于第二电压V2时，比较单元212所输出的脉冲讯号PLS为低电压准位。

另外，当第一电压V1与第二电压V2上升至同一电压准位(亦即交会电压Vx)时，比较单元212转为比较第一电压V1与参考电压Vr的电压准位，因而致使比较单元212所输出的脉冲讯号PLS转为高电压准位。此时，第一电容单元206与第二电容单元208会进入放电期间(discharging phase)，并且分别反应于第一充放电控制单元202与第二充放电控制单元204的运作而被放电至参考电压Vr与箝位电压Vc(容后再详述)。

在本实施例中，当第一电容单元206上的电压(亦即第一电压V1)被放电至小于参考电压Vr时，比较单元212转为比较第一电压V1与第二电压V2，因而致使比较单元212所输出的脉冲讯号PLS转回低电压准位，同时第一电容单元206与第二电容单元208再度进入充电期间，以分别反应于第一充放电控制单元202与第二充放电控制单元204的运作而又被充电。

如上所述，脉冲讯号PLS的上升缘转态时间点即为图3中第一电压V1与第二电压V2上升曲线的交叉点(亦即交会电压Vx)。因此，只要改变第二电压V2上升曲线的斜率(亦即改变第二电容单元208之电压的上升速率)，即可提早或延后第一电压V1与第二电压V2上升曲线交叉的时间点，亦即可提早或延后脉冲讯号PLS的上升缘转态时间点。

举例来说，当控制单元210提高第二电容单元208的电容值时，第二电压V2的曲线斜率将变得比较平缓(如图3中之曲线V2A)，从而使得第一电压V1与第二电压V2的上升曲线交会时间提早，此时比较单元212所输出的脉冲讯号为提早转态为高电压准位的脉冲讯号PLSA。类似地，当控制单元210降低第二电容单元208的电容值时，第二电压V2的曲线斜率将变得比较陡峭(如图3中的曲线V2B)，从而使得第一电压V1与第二电压V2的上升曲线交会时间延后，此时比较单元212所输出的脉冲讯号为延后转态为高电压准位的脉冲讯号PLSB。

另一方面，图4为图3实施例的第二电压与脉冲讯号在频域(frequency domain)下的示意图。请同时参照图3与图4，当第二电容单元208的电容值越小时，图2中第二电压V2的上升曲线越陡峭，且第二电压V2的频率F2越高，而图3中第二电压V2与第一电压V1上升曲线的交会点电压值越大(亦即交会电压Vx越大)，从而使得第二电压V2与第一电压V1上升至同一电压准位所需花费的时间拉长。因此，比较单元212所对应输出的脉冲讯号PLS的频率越小。

相反地，当第二电容单元208的电容值越大时，图2中第二电压V2的上升曲线越平缓，且第二电压V2的频率F2越低，而图3中第二电压V2与第一电压V1上升曲线的交会点电压值越小(亦即交会电压Vx越小)，从而使得第二电压V2与第一电压V1上升至同一电压准位所需花费的时间缩短。因此，比较单元212所对应输出的脉冲讯号PLS的频率越大。依此类推，只要透过不断地改变第二电容单元208的电容值大小，就能改变第二电压V2的上升曲线斜率，以提前或延后脉冲讯号PLS的转态时间。如此一来，便可改变脉冲讯号PLS的频率，以达到展频(spreadspectrum)的效果，从而改善切换电源转换器100中开关元件时所产生的电磁干扰。

进一步来说，图2所示的频率抖动控制器102可以图5的电路来实现。图5为本发明另一实施例的频率抖动控制器的示意图。请参照图5，在本实施例中，第一充放电控制单元202包括开关SW1、SW2以及电流源I1；而第一电容单元206包括电容C1。其中，开关SW1、SW2以及电流源I1串接于操作电压VDD与接地GND之间，且开关SW1与SW2的共同接点(common node)NC耦接至比较单元212的第一输入端，而电容C1耦接于比较单元212的第一输入端与接地GND之间。

第二充放电控制单元204包括电流源I2、开关SW3、SW4，以及缓冲单元504。其中，电流源I2与开关SW3串接于操作电压VDD与比较单元212的第二输入端之间；而开关SW4与缓冲单元504则串接于比较单元212的第二输入端与箝位电压Vc之间。其中，缓冲单元504用以缓冲箝位电压Vc。在本实施例中，缓冲单元504包括运算放大器(operational amplifier)A1，其正(+)与负(-)输入端分别耦接箝位电压Vc与运算放大器A1的输出端，而运算放大器A1的输出端则耦接开关SW4。

另外，本实施例的频率抖动控制器502相较于图2的频率抖动控制器102更包括一切换单元(switching unit)506，其耦接于比较单元212的输出端，用以依据比较单元212输出的脉冲讯号PLS产生开关讯号S1～S4来分别控制开关SW1～SW4的导通状态。较佳地，切换单元506所产生的开关讯号S1～S4尽量不要让开关SW1与SW2同时导通外，而且也要尽量不要让开关SW3与SW4同时导通，但并不限制于此条件。除此之外，在本发明其他实施例中，切换单元506为非必要的元件/构件。换言之，切换单元506可以省略。如此一来，开关SW1～SW4即可透过外部控制机制来进行切换。

另一方面，第二电容单元208包括开关SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B，以及电容C1A～C7A。其中，开关SWA耦接于比较单元212的第二输入端与第一节点N1之间。开关SW1A～SW7A分别对应电容C1A～C7A(亦即开关SW1A对应电容C1A；开关SW2A对应电容C2A，请依此类推)，且各电容C1A～C7A与其对应的开关SW1A～SW7A串接于第一节点N1与接地GND之间。类似地，开关SWB耦接于比较单元212的第二输入端与第二节点N2之间。开关SW1B～SW7B分别对应电容C1B～C7B(亦即开关SW1B对应电容C1B；开关SW2B对应电容C2B，请依此类推)，且各电容C1B～C7B与其对应的开关SW1B～SW7B串接于第二节点N2与接地GND之间。于本实施例中，开关SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的导通状态受控于控制单元210所产生的频率抖动控制讯号CON1。如此一来，第二电容单元208的电容值即会被改变，从而得以调整第二电容单元208的电压的上升速率。

更清楚来说，在第一电容单元206与第二电容单元208处于充电期间时，开关SW1、SW3为导通状态，而开关SW2、SW4为断开的状态，此时操作电压VDD便可分别透过电流源I1与I2对电容C1与第二电容单元208中的电容进行充电，从而使得第一电压V1与第二电压V2依照图2中的曲线上升至同一电压准位(亦即交会电压Vx)。

另外，在第一电容单元206与第二电容单元208处于放电期间时，开关SW2、SW4为导通状态，而开关SW1、SW3为断开的状态，此时电容C1可透过开关SW2对接地GND放电，从而使得第一电压V1依照图2中的曲线下降至参考电压Vr。另一方面，第二电容单元208中的电容则可透过开关SW4而对运算放大器A1的输出端进行放电以下降至箝位电压Vc。当第一电压V1与第二电压V2分别下降至参考电压Vr与箝位电压Vc时，开关SW1～SW4的导通状态便回到充电期间的状态，以进行下一次对电容进行充电的事宜。

在本实施例中，电容C1A～C7A分别具有不同的电容值(但并不限制于此)，而电容C1B～C7B的电容值则分别等于电容C1A～C7A。另外，控制单元210所输出的频率抖动控制讯号CON1控制开关SWA、开关SWB、开关SW1A～SW7A、开关SW1B～SW7B的导通状态，以及开关SW1A～SW7A和开关SW1B～SW7B的导通次序。

举例来说，频率抖动控制讯号CON1可为控制开关SWB以及开关SW1B～SW7B导通状态的位元讯号。其中，当开关所对应的位元值为“1”时，开关为导通状态，而当开关所对应的位元值为“0”时，开关为断开状态。另外，开关SW1B～SW7B的导通次序则通过频率抖动控制讯号CON1的位元值的变化来决定。

例如，假设电容C1B～C7B的电容值依序为由大到小，当欲使第二电容单元208的电容值由小到大变化时，可使频率抖动控制讯号CON1的位元值以“0000000”→“0000001”→“0000010”→...→“1111111”的上数顺序变化，但欲使第二电容单元208的电容值由大到小变化时，则可使频率抖动控制讯号CON1的位元值以“1111111”→“1111110”→“1111101”→...→“0000000”的下数顺序变化。如此一来，通过控制频率抖动控制讯号CON1的位元值上数或下数即可使对应的开关SW1B～SW7B依序导通或断开，从而可使第二电容单元208的电容值上升或下降。类似地，开关SWA以及SW1A～SW7A亦可利用同样的方式控制其导通状态，因此不再赘述。

以下将说明改变第二电容单元208的电容值对脉冲讯号PLS频率的影响，请同时参照图4与图5，当开关SWA以及开关SW1A～SW7A为导通状态，而开关SWB以及开关SW1B～SW7B为断开状态时，图4中第二电压V2的频率F2会落于频率最大值与频率最低值之间的一半位置(亦即点A)。另外，当频率抖动控制讯号CON1控制开关SWB为导通状态，且与电容C1B～C7B耦接的开关SW1B～SW7B受到频率抖动控制讯号CON1的控制而依序导通时，则可使第二电容单元208的电容值渐渐上升，从而使得图4中第二电压V2的频率F2随之渐渐下降。此外，当开关SWB以及开关SW1B～SW7B全部导通时，图4中第二电压V2的频率F2会落于频率最低值的位置，而此时对应的脉冲讯号PLS频率为最大值。

接着，当开关SW1B～SW7B受控于频率抖动控制讯号CON1而依序断开时，第二电容单元208的电容值渐渐下降，从而使得图4中第二电压V2的频率F2随之渐渐上升。当开关SWB以及开关SW1B～SW7B全部断开时，图4中第二电压V2的频率F2也会落于频率最大值与频率最低值之间一半位置(亦即点B)。之后，为了使第二电压V2可达到更高的频率，开关SW1A～SW7A受控于频率抖动控制讯号CON1而依序被断开，从而使得第二电容单元208的电容值继续下降。因此，图4中第二电压V2的频率F2会随之继续上升。

当开关SW1A～SW7A全部断开时，图4中第二电压V2的频率F2会落于频率最大值的位置，而此时对应的脉冲讯号PLS频率为最小值。依此类推，透过控制第二电容单元208中两组开关(开关SWA与SW1A～SW7A，以及开关SWB与SW1B～SW7B)的导通状态，即可改变第二电容单元208的电容值，进而改变脉冲讯号PLS的频率。

于此值得注意的是，本实施例虽以开关SWA、SWB、SW1A～SW7A、SW1B～SW7B以及电容C1A～C7A、C1B～C7B为例进行调整第二电容单元208的电容值的说明，但不以此为限，本领域的技术人员亦可利用不同的开关与电容配置，或以其他元件来实现第二电容单元208的电容值的调整，以变化图3中第二电压V2的曲线，进而改变脉冲讯号PLS的频率。如此一来，即可降低切换电源转换器100中开关元件时所产生的电磁干扰。

除了上述利用改变第二电容单元208的电容值来调整第二电容单元208的电压的上升速率外，在本发明的其它实施例中，亦可通过改变对第二电容单元208进行充电的充电电流来调整第二电容单元208的电压的上升速率。

更清楚来说，图6为本发明另一实施例的频率抖动控制器的示意图。请参照图6，本实施例的频率抖动控制器602与图5的频率抖动控制器502的不同之处在于，频率抖动控制器602的第二电容单元208内仅具有一个电容C2而已，其电容值可依实际设计需求决定。另外，图6所示的第二充放电控制单元204更包括有一充电电流辅助单元604，其与电流源I2并接(connected/coupled in parallel)，且受控于控制单元210以辅助第二电流源I2而对第二电容单元208进行充电，从而调整第二电容单元208的电压的上升速率(亦即调整第二电压V2的上升曲线斜率)。

在本实施例中，充电电流辅助单元604包括电流源I21A～I27A、电流源I21B～I27B、开关SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B。其中，开关SW1A～SW7A分别对应电流源I21A～I27A，且各电流源I21A～I27A与其对应的开关SW1A～SW7A串接于操作电压VDD与第一节点N1之间。另外，开关SWA耦接于第一节点N1与第二电流源I2之间。类似地，开关SW1B～SW7B分别对应电流源I21B～I27B，且各电流源I21B～I27B与其对应的开关SW1B～SW7B串接于操作电压VDD与第二节点N2之间。另外，开关SWB耦接于第二节点N2与第二电流源I2之间。于本实施例中，开关SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的导通状态受控于控制单元210所产生的频率抖动控制讯号CON1。如此一来，第二充放电控制单元204对第二电容单元208进行充电的充电电流即会被改变，从而得以调整第二电容单元208的电压的上升速率。

在此值得一提的是，本实施例的开关SW1～SW4、SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的导通状态的控制方式类似于图5实施例中开关SWA、SWB、SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的控制方式。然而，本实施例与图5实施例不同的地方在于，图5实施例为利用切换SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的导通状态来改变第二电容单元208的电容值，以调整第二电容单元208的电压的上升速率，但是本实施例却是利用切换SW1A～SW7A以及SW1B～SW7B的导通状态来改变第二充放电控制单元204对第二电容单元208进行充电的充电电流，以调整第二电容单元208之电压的上升速率。除此之外，图6实施例仍可达到与图5实施例类似的技术功效，故而在此并不再加以赘述。

依据上述实施例所揭示的内容，以下提出一种电源转换器的频率抖动控制方法，如图7所示。首先，提供一第一电容单元与一第二电容单元(步骤S702)。接着，于充电期间将第一电容单元与第二电容单元充电至一交会电压，并且比较第一电容单元与第二电容单元的电压(步骤S704)。于本实施例中，第一电容单元与第二电容单元上的电压初始值分别为参考电压与箝位电压。之后，于放电期间将第一电容单元与第二电容单元分别放电至参考电压与箝位电压，并且比较第一电容单元的电压与参考电压(步骤S706)。

然后，依据充电期间与放电期间的比较结果产生一脉冲讯号，以提供关联于此脉冲讯号的一频率抖动控制讯号(步骤S708)。于本实施例中，在充电期间，当第一电容单元上的电压小于第二电容单元上的电压时，产生的脉冲讯号为低电压准位；而在放电期间，脉冲讯号转为高电压准位，直到第一电容单元的电压放电至参考电压为止。最后，依据频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率，以改变第一电容单元与第二电容单元于充电期间充电至交会电压的时间，从而改变脉冲讯号的频率(步骤S710)。

于本实施例中，调整第二电容单元的电压的上升速率的方式可以通过调整第二电容单元的电容值或是调整对第二电容单元进行充电的充电电流来实现。其中，当以调整第二电容单元的电容值来改变第二电容单元的电压的上升速率时，若第二电容单元之电容值变大，则上述交会电压的电压值与第二电容单元上电压的频率将随之减小，以至于第一电容单元与第二电容单元充电至交会电压所需的时间变短，从而使得脉冲讯号的频率将随之增大。相反地，若第二电容单元的电容值变小，则上述交会电压的电压值与第二电容单元上电压的频率将随之增大，以至于第一电容单元与第二电容单元充电至交会电压所需的时间变长，从而使得脉冲讯号的频率将随之减小。

另一方面，当以调整对第二电容单元进行充电的充电电流来改变第二电容单元的电压的上升速率时，若充电电流变大，则上述交会电压之电压值与第二电容单元上电压的频率将随之增大，以至于第一电容单元与第二电容单元充电至交会电压所需的时间变长，从而使得脉冲讯号的频率将随之减小。相反地，若充电电流变小，则上述交会电压的电压值与第二电容单元上电压的频率将随之减小，以至于第一电容单元与第二电容单元充电至交会电压所需的时间变短，从而使得脉冲讯号的频率将随之增大。

由此可知，无论是通过调整第二电容单元的电容值，或是调整对第二电容单元进行充电的充电电流，都可以达到改变脉冲讯号之频率的目的。因此，即可降低切换电源转换器中开关元件时所产生的电磁干扰。

综上所述，本发明利用频率抖动控制器中的控制单元所输出的频率抖动控制讯号来调整第二电容单元的电压的上升速率，从而提早或延后比较单元所输出的脉冲讯号的转态时间。如此一来，即可改变脉冲讯号的频率，进而将切换频率展开在一个较大的频宽，从而降低切换电源转换器中开关元件所产生的电磁干扰。

虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定的范围为准。

Claims (20)

1.一种电源转换器的频率抖动控制器，包括： 

一第一电容单元； 

一第二电容单元； 

一第一充放电控制单元，耦接该第一电容单元，于一充电期间将该第一电容单元充电至一交会电压，并于一放电期间将该第一电容单元放电至一参考电压，其中该交会电压的最大值关联于该第二电容单元的电压的上升速率； 

一第二充放电控制单元，耦接该第二电容单元，于该充电期间将该第二电容单元充电至该交会电压，并于一放电期间将该第二电容单元放电至一箝位电压； 

一比较单元，其第一输入端、第二输入端以及第三输入端分别耦接该第一电容单元、该第二电容单元以及该参考电压，该比较单元的输出端则输出一脉冲讯号，其中该比较单元于该充电期间比较该第一电容单元与该第二电容单元的电压，并于该放电期间比较该第一电容单元的电压与该参考电压；以及 

一控制单元，耦接该比较单元的输出端，依据该脉冲讯号产生一频率抖动控制讯号来调整该第二电容单元的电压的上升速率，以改变该脉冲讯号的频率。 

2.根据权利要求1所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第一充放电控制单元包括： 

一第一电流源，耦接一操作电压； 

一第一开关，耦接于该第一电流源与该比较单元的第一输入端之间，其中该第一开关的导通状态受控于一第一开关讯号；以及 

一第二开关，耦接于该比较单元的第一输入端与一接地之间，其中该第二开关的导通状态受控于一第二开关讯号。 

3.根据权利要求2所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第二充放电控制单元包括：

一第二电流源，耦接该操作电压；

一第三开关，耦接于该第二电流源与该比较单元的第二输入端之间，其中该第三开关的导通状态受控于一第三开关讯号；

一缓冲单元，耦接该箝位电压，用以缓冲该箝位电压；以及

一第四开关，耦接于该比较单元的第二输入端与该缓冲单元之间，其中该第四开关的导通状态受控于一第四开关讯号。

4.根据权利要求3所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该缓冲单元包括：

一运算放大器，其正输入端耦接该箝位电压，其负输入端耦接该运算放大器的输出端，而该运算放大器的输出端则耦接该第四开关。

5.根据权利要求4所述的电源转换器的频率抖动控制器，更包括：

一切换单元，耦接该比较单元的输出端，依据该脉冲讯号产生该第一至该第四开关讯号，以控制该第一至该第四开关的导通状态。

6.根据权利要求5所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中于该充电期间，该第一与该第三开关为导通状态，而该第二与该第四开关为断开状态；以及于该放电期间，该第一与该第三开关为断开状态，而该第二与该第四开关为导通状态。

7.根据权利要求3所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第一电容单元包括：

一第一电容，耦接于该比较单元的第一输入端与一接地之间。

8.根据权利要求7所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第二电容单元包括：

一第五开关，耦接于该比较单元的第二输入端与一第一节点之间；

多个第二电容；

多个第六开关，分别对应这些第二电容，且各该第二电容与其对应 的第六开关串接于该第一节点与该接地之间，其中该频率抖动控制讯号控制该些第五开关与该第六开关的导通状态，以改变该第二电容单元的电容值，从而调整该第二电容单元的电压的上升速率；

一第七开关，耦接于该比较单元的第二输入端与一第二节点之间；

多个第三电容；以及

多个第八开关，分别对应这些第三电容，且各该第三电容与其对应的第八开关串接于该第二节点与该接地之间，其中该频率抖动控制讯号控制该些第七开关与该第八开关的导通状态，以改变该第二电容单元的电容值，从而调整该第二电容单元的电压的上升速率。

9.根据权利要求8所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该交会电压的电压值随该第二电容单元的电容值变大而减小，且该交会电压的电压值随该第二电容单元的电容值变小而增大。

10.根据权利要求7所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第二电容单元包括：

一第二电容，耦接于该比较单元的第二输入端与该接地之间。

11.根据权利要求10所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该第二充放电控制单元更包括：

一充电电流辅助单元，与该第二电流源并接，且受控于该控制单元以辅助该第二电流源而对该第二电容单元进行充电，从而调整该第二电容单元的电压的上升速率。

12.根据权利要求11所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该充电电流辅助单元包括：

多个第三电流源；

多个第五开关，分别对应这些第三电流源，且各该第三电流源与其对应的第五开关串接于该操作电压与一第一节点之间；

一第六开关，耦接于该第一节点与该第二电流源之间，且该频率抖 动控制讯号控制该些第五开关与该第六开关的导通状态，以改变该第二充放电控制单元对该第二电容单元进行充电的一充电电流；

多个第四电流源；

多个第七开关，分别对应这些第四电流源，且各该第四电流源与其对应的第七开关串接于该操作电压与一第二节点之间；以及

一第八开关，耦接于该第二节点与该第二电流源之间，且该频率抖动控制讯号控制该些第七开关与该第八开关的导通状态，以改变该第二充放电控制单元对该第二电容单元进行充电的该充电电流。

13.根据权利要求12所述的电源转换器的频率抖动控制器，其中该交会电压的电压值随该充电电流变大而增大，且该交会电压的电压值随该充电电流变小而减小。

14.一种电源转换器的频率抖动控制方法，包括：

提供一第一电容单元与一第二电容单元；

于一充电期间将该第一电容单元与该第二电容单元充电至一交会电压，并且比较该第一电容单元与该第二电容单元的电压；

于一放电期间将该第一电容单元与该第二电容单元分别放电至一参考电压与一箝位电压，并且比较该第一电容单元的电压与该参考电压；

依据该充电期间与该放电期间的比较结果产生一脉冲讯号，以提供关联于该脉冲讯号的一频率抖动控制讯号；以及

依据该频率抖动控制讯号来调整该第二电容单元的电压的上升速率，以改变该第一电容单元与该第二电容单元于该充电期间充电至该交会电压的时间，从而改变该脉冲讯号的频率。

15.根据权利要求14所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中调整该第二电容单元的电压的上升速率的步骤包括：

调整对该第二电容单元进行充电的一充电电流。 

16.根据权利要求15所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中该交会电压的电压值与该第二电容单元上电压的频率随该充电电流变大而增大，且该脉冲讯号的频率随该充电电流变大而减小。

17.根据权利要求15所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中该交会电压的电压值与该第二电容单元上电压的频率随该充电电流变小而减小，且该脉冲讯号的频率随该充电电流变小而增大。

18.根据权利要求14所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中调整该第二电容单元的电压的上升速率的步骤包括：

调整该第二电容单元的电容值。

19.根据权利要求18所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中该交会电压的电压值与该第二电容单元上电压的频率随该第二电容单元的电容值变大而减小，且该脉冲讯号的频率随该第二电容单元的电容值变大而增大。

20.根据权利要求18所述的电源转换器的频率抖动控制方法，其中该交会电压的电压值与该第二电容单元上电压的频率随该第二电容单元之电容值变小而增大，且该脉冲讯号的频率随该第二电容单元的电容值变小而减小。 

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