TWI479787B - 功率轉換的控制方法、設備及切換式調整器 - Google Patents

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Description

功率轉換的控制方法、設備及切換式調整器
本發明關於半導體裝置領域，更具體的說，本發明的實施例關於功率調整器及其控制方法。
電壓調整器，例如直流-直流電壓轉換器，用以給不同類型電子系統提供穩定的電壓源。對於一些低功率的裝置(例如可攜式電腦、可攜式手機等)的電池管理尤其需要高效率的直流-直流轉換器。切換式電壓調整器將輸入電壓轉換成一高頻電壓信號，然後對該高頻輸入電壓信號進行濾波處理以產生一直流輸出電壓。切換式調整器通常包括一個開關，將一輸入直流電壓源(如電池)交替地連接到和斷開連接到負載(如積體電路)上；一個輸出濾波裝置，通常包括一個電感器和一個電容器，其連接在輸入電壓源和負載之間，用以對開關的輸出進行濾波處理，進而提供一直流輸出電壓；一個控制裝置(例如脈衝寬度調變器(PWM)、頻率脈衝調變器等)用以控制開關以獲得一相對恒定的直流輸出電壓。
切換式電壓調整器由於其相對較高的功率轉換效率而廣泛應用於現今的電源管理場合。但是，由於切換式調整包含電感器-電容器(LC)濾波器，所以使得其與線性調整器相比，難以達到較好的暫態反應速度。另外，切換式調整器的某些切換動作也可能會產生較多的電磁干擾類型 的雜訊。
本發明的目的是提供一種改進的功率調整器及其相應的控制方法，以解決現有功率調整器存在的暫態反應速度慢以及電磁干擾較大等問題。
依據本發明的一實施例的切換式調整器，包括：(i)濾波網路，具有磁性元件和輸出電容器，該濾波網路耦接到輸出端，其中該輸出端的輸出電壓由輸入源產生；(ii)主動開關，將該輸入源連接到該濾波網路，該主動開關週期性地操作於切換週期的導通和斷開狀態間，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期基於第一控制信號調變，供該輸出電壓調整之用；(iii)比較器，其接收基於該輸出電壓的輸出回饋信號、遲滯信號和參考位準，以及提供來自該比較器的該第一控制信號；以及(iv)遲滯編程電路，接收源自該第一控制信號的第二控制信號，並產生該遲滯信號和一斜坡控制信號，該斜坡控制信號耦接到該輸出回饋信號，其中該遲滯信號根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程，以獲得偽恒定的頻率操作。
依據本發明的另一實施例，將輸入源的功率轉換為輸出端的一調整輸出電壓的控制方法，包括：(i)控制一主動開關，將該輸入源連接到濾波網路，該濾波網路具有一電感器和一電容器，該濾波網路耦接到該輸出端，該主 動開關週期性地操作於切換週期的導通和斷開狀態間；(ii)比較基於該輸出電壓的輸出回饋信號、遲滯信號和參考位準，並提供來自該比較器的第一控制信號，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期根據該第一控制信號調變，用以調整該輸出電壓；(iii)產生源自該第一控制信號的第二控制信號，以控制該主動開關的該工作週期；(iv)在遲滯編程電路中接收該第二控制信號，並產生該遲滯信號和一斜坡控制信號，該斜坡控制信號耦接到該輸出回饋信號；以及(v)根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程該遲滯信號，以獲得偽恒定的頻率操作。
依據本發明的實施例可以方便的實現功率調整器或者電源的簡化控制，減小了切換式調整器的成本。進一步，依據本發明的實施例減小了電磁干擾，並且不需要複雜的補償設計，即可獲得較好的暫態反應以及較小的開關漣波電壓。通過以下較佳實施例的細整描述可以更好的理解本發明的上述以及其他有益效果。
以下結合附圖對本發明的較佳實施例進行詳細描述。雖然本發明是結合以下這些較佳實施例進行描述的，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。相反，本發明涵蓋任何由申請專利範圍定義的在本發明的精髓和範圍上做的替代、修改、等效方法以及方案。進一步，為了使公眾對本發明有更好的瞭解，在下文對本發明的細節描述中，詳盡 描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，眾所公知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敍述。
下述具體表述的一些部分通過以下方面進行闡述，包括過程、步驟、邏輯區塊、功能區塊、處理、示意符號，或者其他的符號化的表示，如編碼、資料位元、資料流程、信號，或者電腦、處理器、控制器、裝置或者記憶體的波形等。這些描述和表述常被熟悉資料處理領域的技術人員用來向同行有效地解釋他們的操作。這裏的過程、流程、邏輯塊、功能等，一般被認為是達到期望或預想結果的步驟或指示的自洽序列。步驟一般指物理量的物理操縱。通常，但非必要地，這些物理量採用電、磁、光學或量子信號等形式來表示，這些物理量能夠被儲存，轉移，合併，比較，並可在電腦或資料處理系統中操作控制。主要為了通用性，通常把這些信號稱作為位元、波、波形、流、值、元素、符號、字母、術語、數位等類似的名稱，在電腦程式或軟體中則稱之為代碼(可能是目標代碼，源代碼或二進位碼)，這已經被證明是方便的。
此外，“電線”、“繞線”、“引線”、“信號、“導線”和“匯流排”是指在任何已知的結構、構造、配置、技術、方法及/或過程中用來在實際上把電路中的信號從一個點傳到另一個點的路徑。本文中(除另有說明)，“已知”、“固定”、“給定”、“肯定”和 “預定”通常情況下，指的是一個值、數量、參數、約束條件、條件、狀態、流程、過程、方法、實施，或各種組合等在理論上是可變的，但是如果提前設定，則在後續使用中是保持不變的。
依據本發明的實施例可以方便的實現對功率調整器或者電源的簡化控制，以及獲得低成本的切換式調整器。另外，依據本發明的實施例可以獲得較小的電磁干擾(EMI)，並且不需要複雜的補償設計既可以實現較小的漣波電壓以及較好的暫態反應。以下將結合較佳實施例從各個方面的細節詳細描述本發明。儘管較佳實施例大多採用降壓型拓撲結構，但是該控制方法不局限於該拓撲結構，而是可以應用於其他的結構，例如單端初級電感器變換器Sepic、Zeta變換器、正反、升降壓、升壓、前饋、反激、全橋、半橋和推挽拓撲結構。
如圖1A，100A所示為一示例採用固定頻率的峰值電流控制模式的切換式調整器的示意圖。圖1B所示為圖1A所示的調整器的操作波形圖100B。該示例為採用固定頻率峰值電流控制模式的同步降壓調整器。
操作過程中，振盪器114的時脈(CLK)通過RS正反器106和驅動/邏輯電路108使上開關導通(如電晶體M1)，如此開始一個切換週期。檢測輸出電壓(如通過電阻分壓器網路R1和R2)，然後該檢測輸出電壓(通過輸出回饋信號FB)與一給定的參考值(如VREF)進行比較，從而通過誤差放大器(EA)110產生一誤差信號。誤 差放大器110輸出的誤差信號通過一斜坡補償信號SLP在112處被補償抵消，以產生輸入到比較器116的一控制信號，該斜坡補償信號可以為由振盪器114產生的鋸齒波信號。該控制信號與檢測到的電感器電流進行比較(如通過電流探測器102、電流檢測放大器(CSA)104)。如果電感器電流峰值(IL)大於檢測到的電感器電流，上開關M1斷開，整流器或者同步開關M2導通電流，直至下一個時脈到來。
透過限制切換頻率為一固定值，電磁干擾的濾波設計就可以集中在切換頻率以及它的諧振頻率上的切換雜訊。但是，基於功率位準和版的佈局的切換頻率上的峰值能量相當高。另外，增加了峰值電流檢測電路(如102、104)，時脈產生器(如114)，斜坡補償和誤差放大器(如110、112)以及相關的補償網路(如118，包括電阻器R3和電容器C2、C3)來達到較好的性能。這樣的設計在任何線性和負載調整下獲得較好的穩定裕量的同時，也增加了系統的複雜性和成本，同時為了獲得較好的暫態反應需要設計合適的補償，這就增加了終端用戶的難度。
傳統的遲滯模式控制相對較簡單，不需要相對較複雜的支電路，例如電流檢測電路、時脈產生器、斜坡補償電路、輸出回饋補償等。但是，由於在很低的輸入電壓時的較小的漣波電壓需求以及等效串聯電阻器和陶瓷輸出電容器上的遲滯漣波相位，遲滯模式控制不適用於現今的很多應用場合。另外，這樣的遲滯模式控制相對較差的短路保 護以及較寬的頻率範圍，潛在的增加了電磁干擾濾波設計的難度。
參考例的較佳切換式調整器的控制結構
依據本發明一實施例的切換式調整器包括：(i)連接到輸出端的濾波網路，輸出電壓由輸入源在該輸出端產生；(ii)主動開關，將該輸入源連接到該濾波網路，該主動開關週期性地操作於切換週期的導通和斷開狀態間，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期基於脈衝寬度調變(PWM)控制信號調變，供該輸出電壓調整之用；(iii)比較器，其接收輸出回饋信號，遲滯信號和參考位準，並提供該PWM控制信號；以及(iv)遲滯編程電路，產生該遲滯信號和一斜坡控制信號其中該遲滯信號根據該輸入源和該輸出電壓的狀態設置，以獲得偽恒定的頻率操作。
如圖2A，200A所示為依據本發明實施例的一示例切換式調整器的示意圖。圖2B所示為圖2A所示的示例切換式調整器的操作波形圖。在該實施例中，控制電路不包括誤差放大器，振盪器、電流檢測放大器。因此，圖2A所示的調整器與圖1相比，更容易執行和使用。
圖2A中，透過一個電阻分壓器(如R1和R2)檢測該輸出電壓(VOUT)，然後與遲滯電流產生器區塊210產生的一交流斜坡信號(VRAMP)相加，以產生信號FB。例如，VRAMP是與電感器電流IL相位同相的斜坡信號。信號 FB與一參考位準(REF)進行比較以產生一PWM控制信號，該PWM控制信號通過驅動/邏輯電路208產生的TG控制信號來控制主管或者上開關M1的閉合和斷開。
採用這種方式，遲滯電流產生器210可以替代電流檢測電路、振盪器和誤差放大器電路，以簡化調整器的控制。另外，短路(SC)保護電路204提供短路保護以及輸入至比較器202的軟啟動信號SS。比較器202利用SS軟啟動電壓和參考電壓REF中較低的信號電壓來調整FB電壓。在回饋側有與開關動作相位一致的斜坡信號VRAMP。因此在降壓型調整器結構中，當開關M1導通，電流IL增加，VRAMP也增加。當M1斷開時，電流IL減小，VRAMP也減小。VRAMP信號(通過CRAMP容性的連接到FB)和回饋信號FB幅值和形狀類似。採用這種方式，可以產生一個比輸出端數值大、相位與輸出回饋信號同相的斜坡信號。進一步，因為輸出電壓直接傳輸至比較器202，以產生PWM控制信號，所以誤差放大器可以省略。
如圖2B，在時間t0，VFB減小至參考位準VREF1，開關M1導通。在時間t0和t1之間，電感器電流IL增加，VFB也增加。在時間t1，VFB達到VREF1+IX*RX時，透過控制信號TG和BG，開關M1斷開，開關M2導通。然後，在時間t1和t2之間，VFB隨著電感器電流IL減小而減小。在時間t2，VFB再次達到VREF1值，導通個新的週期。如該較佳實施例所示，每一個切換週期，REF點的電壓(VREF)增加(如IX*RX)，然後再減小復至VREF1。該 動作通過在遲滯編程器206內產生遲滯電流IX來實現，該遲滯電流利用控制信號PWM流過開關M3。或者，可以將該電路翻轉，因此，參考電壓VREF先下降然後上升IX*RX幅度值。因此，任一種變化在較佳實施例中均是可以預期的。
如圖2C，210所示為依據本發明實施例的一示例遲滯電流產生器的示意圖。遲滯電流產生器210產生與VOUT*(1-VOUT/VIN)成比例的遲滯電流(IX)。遲滯電流IX通過開關M3編程PWM比較器202的遲滯。當比較器202的遲滯與VOUT*(1-VOUT/VIN)成比例，並且電感器電流IL保持連續時，切換頻率可以在連續導通模式(CCM)下的維持基本恒定。IX*RX的數值包括1mV至200mV的電壓，包含200mV。另外，在某些實施例中，圖2C所示的功能或者模組也可以用其他的電路替代執行(如多工器)。
在一些方法中，當輸入電壓變化(如通過開關節點VLX)時，頻率也會變化。但是，較佳實施例透過一可編程設置的遲滯來使得切換頻率實質上恒定。在該示例中，使用RC網路(如RY和CY)連接開關節點VLX以獲得輸出電壓預估值(VRAMP)。VRAMP通過整體增益放大器220進行緩衝，然後通過開關網路MZ1和MZ2(通過TG和BG控制)，再次濾波處理(如通過RZ和CZ)，然後傳輸至跨導放大器222以將電壓轉換成電流IX。如上所述，電流IX與VOUT*(1-VOUT/VIN)成比例，在比較器202中電流 IX編程遲滯。
參考圖2D，206D所示為依據本發明實施例的第一示例遲滯編程器的示意圖。為了消除輸出電壓(VOUT)的誤差，該輸出電壓與VREF1+IX*RX/2成比例，補償電流226(如IX/2)與遲滯電流IX相反，以減小REF上的直流電壓值。
參考圖2E，206E所示為依據本發明實施例的第二示例遲滯編程器的示意圖。與實例2D所示的改進方案一致，由於比較器202有不同的上升和下降延時所以會產生直流調整誤差。如圖2E中所示，增加的整合電路來解決該問題。這裏，當FB低於目標調整值VREFI時，跨導放大器228通過拉升以來校正REF，反之亦然。在該示例中，遲滯值可以是IX*(RX//RX1)，這裏RX//RX1表示電阻器RX和RX1的等效並聯電阻值(如圖2A)。
當電感器電流操作在連續導電模式下，由於MOSFET開關內的硬切換和整流二極體內的反轉恢復，使得切換式調整器呈現對系統和迴路境最嚴重的EMI雜訊影響。由於較佳實施例的電路可以操作在基本恒定頻率狀態，EMI雜訊的頻率範圍是已知的，因此設計相關的EMI濾波器相對容易。其他固定頻率的切換式調整器在切換頻率和諧振頻率具有雜訊尖峰，與該類型的固定頻率的切換式調整器相比，較佳實施例通過輸入源和輸出負載狀態可以輕微調變頻率，使得雜訊能量可以僅在切換頻率和諧振頻率中心外的小範圍內傳播。因此，雜訊能量的峰值減小，因此EMI 濾波器的體積可以相對小一些。
參考圖2F，206F所示為依據本發明實施例的第三示例遲滯編程器的示意圖，用以改進EMI雜訊干擾。在該示例中，PWM比較器202的遲滯可以藉由調變信號242(IM)進行輕微的調變，IM可以是白雜訊信號，其平均值為零。根據一些特殊的應用，調變信號242可以為正弦波、梯形波、或者“鋸齒波”以來作為遲滯調整。同樣，任何類型的隨機性產生器或者基於信號的亂數產生器均可以作為調變整信號242(IM)。
參考圖2G，206G所示為依據本發明實施例的第四示例使用鎖相迴路的遲滯編程器。開關積分器的遲滯可以藉由外部時脈信號CLK和鎖相迴路250進行調變，根據開關控制信號(TG)和外部CLK信號之間的相位或者頻率差來調變遲滯。多工器區塊252接收電流產生器210的輸出(a)和鎖相迴路(PLL)250的輸出(b)，並提供多工器信號(a*b)來以控制遲滯電流IX。該實施例適用於多路輸出或者多相位的應用。
參考圖3A，204所示為依據本發明實施例的一示例短路保護電路的示意圖。該電路可以用於軟啟動控制和短路保護。當VOUT較低時(如低於0.2V)，軟啟動信號SS可以減小初始啟動時的直流調整值。調整值減小可以使輸入源VIN的湧入電流最小。湧入電流或者輸入浪湧電流指設備初次啟動時來自電子裝置的最大暫態輸入電流。因此，使用軟啟動控制電路可以避免在上電時的大電流浪湧 給輸出電容器COUT充電，這裏通過一平衡值控制SS上升。由於比較器202使用REF和SS中電壓值較低的信號來與輸出回饋信號(FB)進行比較，所以參考比較電壓(如REF)可以有效的緩慢的傾斜，並且SS的傾斜度可以通過電路204進行控制。傳統的產生SS斜坡電壓的電路是開路的，其利用電容器上的電流來獲得斜坡信號。但是，在非正常狀態下，如當輸出電壓足夠大，或者輸出在啟動時短路時，SS電壓比輸出增長的快。較佳實施例所示的電路204通過將SS電壓箝位元至一略高於FB電壓的電壓值來克服這種缺陷，因此允許在上述非正常狀態下，SS電壓可以緩慢的傾斜。
另外，為了進一步減小短路狀態下的工作週期或者電感器電流(IL)，可以通過減小SS電壓值來減小直流調整值。短路保護電路可以提供輸出短路接地保護，輸出短路接地會導致當FB仍然為高時一直流偏置放電至地。這將導致為了試圖克服直流偏置而使得電感器電流飽和。在短路狀態時，通過PMOS電晶體M312控制信號SS，因此當輸出VOUT短路到地時，比較器202上的參考源REF可以忽略。當FB比SS低至少補償電壓VOFFSET時，通過電流源ISS對SS進行充電。因此，由電流源302和PMOS電晶體M304/M306、NMOS電晶體M308/M310構成的差分放大器一起組成的電路204將SS箝位元至FB+VOFFSET。例如，VOFFSET(如約60mV)可以是正常參考電壓VREF1(如約600mV)的10%到15%，或者適用於 正常暫態狀態的任何合適的補償值。
參考圖3B，300B所示為依據本發明實施例的一示例PWM控制電路的示意圖。例如，電路300B用於在比較器202後修正控制信號PWM，修正後的控制信號PWM’連接到驅動/邏輯電路208。如圖所示，輸入控制信號PWM連接至最小導通時間編程器350和最小斷開時間編程器352以及或閘354。或閘354和最小斷開時間編程器352的輸出輸入至及閘356以產生PWM’信號。
當切換式調整器的工作週期相對較小(如主開關的導通時間小於50ns)，或者相對較大(如主開關的斷開時間小於50ns)時，PWM比較器202和數位驅動/邏輯電路208的傳送延時與高端開關M1的最小導通或者斷開時間相當。為了避免大量的開關轉變損失以及潛在的穩定問題，如圖3B所示的可編程(如用戶可編程)最小導通或者斷開時間限制電路可以添加到高端開關M1和低端開關M2的驅動/邏輯電路208的邏輯閘電路。附加的相位延時可以保證調整器在正常工作範圍內(即工作週期不會太大或者太小時)操作在較高的頻率並且可以獲得更好的暫態反應。但是，當調整器操作在最小導通或者斷開時間區域內時，切換週期變得較長以維持具有最小開關漣波的輸出電壓調整值。
參考例的功率調整器的控制方法
依據本發明實施例的一種將輸入源的功率轉換為輸出 端的調整輸出電壓的控制方法，包括：(i)控制主動開關，將該輸入源連接到由一個具有電感器和一個電容器的濾波網路，該濾波網路連接到該輸出端，該主動開關週期性的操作於切換週期的導通和斷開狀態間；(ii)比較基於該輸出電壓的回饋信號與遲滯信號、參考位準，並提供第一控制信號，其中該相關於切換週期的導通狀態的工作週期根據該第一控制信號進行調變，以此來調整輸出電壓；(iii)產生源自該第一控制信號的第二控制信號，以控制該主動開關的該工作週期；(iv)在遲滯編程電路中接收該第二控制信號，並產生該遲滯信號和斜坡控制信號，該斜坡控制信號電容性地連接至該輸出回饋信號；(v)根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程該遲滯信號，以獲得偽恒定的頻率操作。
參考圖4，400所示為依據本發明實施例的一示例切換式調整器控制方法的流程圖。流程開始(402)，控制主動開關(如M1)週期性的操作在基於一切換週期的導通和斷開狀態(404)。將基於輸出電壓的輸出回饋信號(如FB)與一遲滯信號(如IX)、參考位準(如REF)進行比較，以產生PWM控制信號(406)。由PWM控制信號產生開關控制信號(如TG)(408)。遲滯編程電路(如206)接收該開關控制信號，產生遲滯信號和斜坡控制信號(410)。根據輸入源和輸出電壓(如通過VLX和FB)的狀態編程遲滯信號，以獲得偽恒定的頻率操作(412)，然後結束整個流程(414)。
如上述的不同的示例，調整器使用基於電感器的切換式調整器拓撲結構。但是，任何合適的調整器類型(如基於變壓器的切換式調整器、)電荷泵調整電路拓撲、升壓型調整器、升降壓、反激、正反、前饋、半橋、全橋、推挽等)均可以適用於該實施例。另外，示例所示的遲滯電流產生器以產生快速暫態反應和低電磁干擾，但是其他類型的電流或者遲滯產生器也適用於特定實施例。
任何合適的輸入和調整輸出電壓適用於特定實施例。例如，在降壓型調整器中，輸入電壓的範圍可以為約2.5V至約5.5V，例如約2.7V至約4.2V，包括4.2V。在示例的降壓型調整器中，其調整輸出電壓範圍可以為約0.8V至約2.2V，包括約1V至約1.8V，更具體可以是約1.5V。例如，這樣的電壓可以應用於手機應用、主晶片電源、隨機記憶體電源，或者類似的。
上述實施例包括一些調整器的電路和結構，本領域技術人員可以推知其他的技術或者調整器結構同樣適用於上述實施例。進一步，本領域技術人員可以推知其他的裝置電路佈置、元件以及類似的同樣適用於上述實施例。並且，上述所描述的控制電路可以由及閘、或閘、SR正反器、探測器、比較器、以及放大器、其他的電路元件同樣適用於上述實施例。這裏描述的方法和電路同樣適用於不同的切換式裝置(如PMOS電晶體、雙極性接面電晶體(BJT)裝置等)，以及不同的拓撲結構(如前饋、半橋、全橋等)變換器。
以上結合附圖和敍述對本發明的實施例進行了描述。較佳實施例並沒有詳盡敍述所有的細節，也不限制該發明僅為該的具體實施方式。顯然，根據本說明書的內容，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
100A‧‧‧切換式調整器的示意圖
102‧‧‧電流探測器
104‧‧‧電流檢測放大器
106‧‧‧RS正反器
108‧‧‧驅動/邏輯電路
110‧‧‧誤差放大器
114‧‧‧振盪器
116‧‧‧比較器
118‧‧‧補償網路
200A‧‧‧切換式調整器的示意圖
202‧‧‧比較器
204‧‧‧短路保護電路
206‧‧‧遲滯編程器
208‧‧‧驅動/邏輯電路
210‧‧‧電流產生器
220‧‧‧整體增益放大器
222‧‧‧跨導放大器
206D‧‧‧遲滯編程器的示意圖
226‧‧‧補償電流
206E‧‧‧遲滯編程器的示意圖
228‧‧‧跨導放大器
206F‧‧‧遲滯編程器的示意圖
242‧‧‧調變信號
206G‧‧‧鎖相迴路的遲滯編程器
250‧‧‧鎖相迴路
252‧‧‧多工器區塊
302‧‧‧電流源
M304‧‧‧PMOS電晶體
M306‧‧‧PMOS電晶體
M308‧‧‧NMOS電晶體
M310‧‧‧NMOS電晶體
M312‧‧‧PMOS電晶體
350‧‧‧編程器
352‧‧‧最小斷開時間編程器
354‧‧‧或閘
356‧‧‧及閘
圖1A所示為頻率固定的峰值電流控制模式的一示例切換式調整器的示意圖；圖1B所示為圖1A所示的調整器的操作波形圖；圖2A所示為依據本發明實施例的一示例切換式調整器的示意圖；圖2B所示為圖2A所示的調整器的操作波形圖；圖2C所示為依據本發明實施例的一示例遲滯電流產生器的示意圖；圖2D所示為依據本發明實施例的第一示例遲滯編程器的示意圖；圖2E所示為依據本發明實施例的第二示例遲滯編程器的示意圖；圖2F所示為依據本發明實施例的第三示例遲滯編程器的示意圖，以提高其抗電磁干擾能力；圖2G所示為依據本發明實施例的第四示例遲滯編程 器的示意圖，該第四示例遲滯編程器使用鎖相迴路(PLL)；圖3A所示為依據本發明實施例的一示例短路保護電路的示意圖；圖3B所示為依據本發明實施例的一示例PWM控制電路的示意圖；圖4所示為依據本發明實施例的一示例切換式調整器控制方法的流程圖。
200A‧‧‧切換式調整器的示意圖
202‧‧‧比較器
204‧‧‧短路保護電路
206‧‧‧遲滯編程器
208‧‧‧驅動/邏輯電路
210‧‧‧電流產生器

Claims (20)

  1. 一種切換式調整器，包括：(a)濾波網路，具有磁性元件和輸出電容器，該濾波網路耦接到輸出端，其中該輸出端的輸出電壓由輸入源產生；(b)主動開關，將該輸入源連接到該濾波網路，該主動開關週期性地操作於切換週期的導通和斷開狀態間，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期基於第一控制信號調變，供該輸出電壓調整之用；(c)比較器，其接收基於該輸出電壓的輸出回饋信號、遲滯信號和參考位準，以及提供來自該比較器的該第一控制信號；以及(d)遲滯編程電路，接收源自該第一控制信號的第二控制信號，並產生該遲滯信號和一斜坡控制信號，該斜坡控制信號耦接到該輸出回饋信號，其中該遲滯信號根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程，以獲得偽恒定的頻率操作。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，進一步包括遲滯調變電路，該遲滯調變電路用以調變該遲滯信號，以減少來自於該切換式調整器的電磁干擾(EMI)峰值。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，進一步包括軟啟動電路，該軟啟動電路提供軟啟動參考電壓給該比較器，其中該軟啟動參考電壓初始時由該軟啟動 電路放電，以減小該切換式調整器在初始啟動或者輸出短路情況時的湧入電流。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述的切換式調整器，其中，該軟啟動參考電壓係限制在大於該輸出回饋信號的一預定補償值。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，該切換式調整器為一降壓型調整器，該第一控制信號包含脈衝寬度調變(PWM)信號。
  6. 根據申請專利範圍第5項所述的切換式調整器，其中，該遲滯編程電路接收一個或者多個信號以提供與VOUT*(1-VOUT/VIN)成比例的遲滯信號，該一個或者多個信號反映出在該輸入源的電壓VIN和該輸出電壓VOUT。
  7. 根據申請專利範圍第5項所述的切換式調整器，其中，該斜坡控制信號的相位與流過該磁性元件的電流信號同相。
  8. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，該遲滯編程電路從該主動開關的一節點接收電壓，以來產生該斜坡控制信號。
  9. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，該斜坡控制信號中只有AC成分輸入至該比較器。
  10. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，(a)該輸出回饋信號和該斜坡控制信號的總和在該導通狀態中單一性地增加；以及 (b)該輸出回饋信號和該斜坡控制信號的總和在該斷開狀態中單一性地減小。
  11. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，一邏輯電路接收該第一控制信號，並產生修改的第一控制信號供該第二控制信號的產生之用，以提供該主動開關導通狀態的一最小時間，使得在低工作週期操作時保持一低輸出漣波。
  12. 根據申請專利範圍第1項所述的切換式調整器，其中，一邏輯電路接收該第一控制信號，並產生修改的第一控制信號供該第二控制信號的產生之用，以提供該主動開斷開開狀態的一最小時間，使得在高工作週期操作時保持一低輸出漣波。
  13. 一種功率轉換的控制方法，用以將輸入源的功率轉換為輸出端的調整輸出電壓，該方法包括：(a)控制一主動開關，將該輸入源連接到濾波網路，該濾波網路具有一電感器和一電容器，該濾波網路耦接到該輸出端，該主動開關週期性地操作於切換週期的導通和斷開狀態間；(b)比較基於該輸出電壓的輸出回饋信號、遲滯信號和參考位準，並提供來自該比較器的第一控制信號，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期根據該第一控制信號調變，用以調整該輸出電壓；(c)產生源自該第一控制信號的第二控制信號，用以控制該主動開關的該工作週期； (d)在遲滯編程電路中接收該第二控制信號，並產生該遲滯信號和一斜坡控制信號，該斜坡控制信號耦接到該輸出回饋信號；以及(e)根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程該遲滯信號，以獲得偽恒定的頻率操作。
  14. 根據申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，該編程該遲滯信號的步驟進一步包括調變該遲滯信號，使得操作頻率與外部時脈頻率相匹配。
  15. 根據申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，該編程該遲滯信號的步驟進一步包括使用一調變信號調變該遲滯信號，以減小電磁干擾(EMI)雜訊。
  16. 根據申請專利範圍第15項所述的控制方法，其中，該調變信號為白雜訊信號。
  17. 根據申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，該編程該遲滯信號的步驟包括接收一或多個反映在該輸入源的電壓VIN和該輸出電壓VOUT，並提供與VOUT*(1-VOUT/VIN)成比例的遲滯。
  18. 根據申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，該產生該斜坡控制信號的步驟包括使該斜坡控制信號的相位與流過電感器的電流同相。
  19. 根據申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，(a)該提供該第一控制信號的步驟包括提供該主動開關導通狀態的最小時間，使得在低工作週期操作時保持 低輸出漣波；以及(b)該提供第一控制信號的步驟包括提供該主動開斷開開狀態的最小時間，使得在高工作週期操作時保持低輸出漣波。
  20. 一種功率轉換的控制設備，用以將輸入源的功率轉換為輸出端的調整輸出電壓，該設備包括：(a)控制機構，用以控制主動開關，以將該輸入源連接到一濾波網路，該濾波網路包括一電感器和一電容器，並耦接到該輸出端，該主動開關週期性地操作在切換週期的導通和斷開狀態間；(b)比較機構，用以比較基於該輸出電壓的輸出回饋信號、遲滯信號和參考位準，並且提供來自該比較機構的第一控制信號，其中相關於該切換週期的該導通狀態的工作週期根據該第一控制信號進行調變，用以調整該輸出電壓；(c)產生機構，用以從該第一控制信號產生第二控制信號，以控制該主動開關的工作週期；(d)接收機構，用以接收遲滯編程電路中的該第二控制信號，並產生該遲滯信號和一斜坡控制信號，該斜坡控制信號電容性的耦接到該輸出回饋信號；以及(e)編程機構，用以根據該輸入源和該輸出電壓的狀態編程該遲滯信號，以獲得偽恒定的頻率操作。
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