TWM653794U

TWM653794U - 電源轉換器電路及其控制電路

Info

Publication number: TWM653794U
Application number: TW112214445U
Authority: TW
Inventors: 簡旻助
Original assignee: 能創半導體股份有限公司
Priority date: 2023-12-29
Filing date: 2023-12-29
Publication date: 2024-04-01

Abstract

本揭示內容提供電源轉換器電路及其控制電路。電源轉換器電路轉換一輸入電壓訊號以輸出一輸出電壓訊號，並包含一功率級電路及一控制電路。功率級電路輸出一相電壓訊號。控制電路依據相電壓訊號產生一第一漣波訊號，依據經由處理第一漣波訊號而產生的一直流訊號、一參考電壓訊號及關聯於輸出電壓訊號的一回授訊號產生一第二漣波訊號，並在第二漣波訊號持續超越第一漣波訊號時，控制功率級電路依據一預設關斷時間運作，使一電感電流增加，其中控制電路藉由一直流偏差校正電路校正參考電壓訊號，以消除參考電壓訊號與回授訊號之間的一偏差。

Description

電源轉換器電路及其控制電路

本揭示內容係有關於一種控制電路，特別是指一種電源轉換器電路的控制電路。

隨著半導體技術的發展，電源轉換器電路對於負載變動（load fluctuation）的響應能力愈發重要。一些相關技術會在參考電壓加上與電流相關的斜波（ramp）訊號，以提高迴路穩定度。然而，此些相關技術對於負載變動的響應速度仍較慢，並容易造成參考電壓或回授電壓有偏差（offset）問題。因此，有必要提出新的電路來解決上述問題。

本揭示內容的一態樣為一種適用於一電源轉換器電路的一控制電路。該電源轉換器電路包含一功率級電路，並用以經由一電感器輸出一電感電流。該控制電路包含一第一漣波產生電路、一訊號處理電路、一第二漣波產生電路及一比較電路。該第一漣波產生電路耦接於該功率級電路的一相輸出端，並用以依據該功率級電路所輸出的一相電壓訊號輸出一第一漣波訊號。該訊號處理電路耦接於該第一漣波產生電路，並用以處理該第一漣波訊號，以輸出一直流訊號。該第二漣波產生電路耦接於該訊號處理電路，並用以依據該直流訊號、一參考電壓訊號及關聯於該電源轉換器電路的一輸出電壓訊號的一回授訊號輸出一第二漣波訊號，其中該第二漣波產生電路包含一直流偏差校正電路以及一緩衝電路。該直流偏差校正電路用以校正該參考電壓訊號，以消除該參考電壓訊號與該回授訊號之間的一偏差。該緩衝電路耦接於該訊號處理電路，用以緩衝該直流訊號以輸出一緩衝後直流訊號，其中該緩衝後直流訊號關聯於該第二漣波訊號。該比較電路耦接於該第一漣波產生電路及該緩衝電路，用以比較該第一漣波訊號及該第二漣波訊號，並用以在該第二漣波訊號持續超越該第一漣波訊號時，觸發一導通時間產生電路控制該功率級電路依據一預設關斷時間運作，使該電感電流增加。

本揭示內容的另一態樣為一種電源轉換器電路。該電源轉換器電路用以轉換一輸入電壓訊號，以在一負載端輸出一輸出電壓訊號，並包含一功率級電路及一控制電路。該功率級電路用以接收該輸入電壓訊號，並用以在一相輸出端輸出一相電壓訊號，其中該相輸出端經由一電感器耦接於該負載端。該控制電路耦接於該功率級電路、該相輸出端及該負載端，用以依據該相電壓訊號產生一第一漣波訊號，用以依據經由處理該第一漣波訊號而產生的一直流訊號、一參考電壓訊號及關聯於該輸出電壓訊號的一回授訊號產生一第二漣波訊號，並用以在該第二漣波訊號持續超越該第一漣波訊號時，控制該功率級電路依據一預設關斷時間運作，使流經該電感器的一電感電流增加，其中該控制電路包含一直流偏差校正電路，且該直流偏差校正電路用以校正該參考電壓訊號，以消除該參考電壓訊號與該回授訊號之間的一偏差。

綜上，控制電路所產生的第一漣波訊號及第二漣波訊號可在負載變動時迅速交叉，以比相關技術更快地穩定輸出電壓訊號。又，控制電路可利用直流偏差校正電路校正參考電壓訊號，以消除回授訊號與參考電壓訊號之間的偏差。因此，本揭示內容的電源轉換器電路具有較佳的負載變動響應能力、較佳的輸出電壓穩定度、消除直流偏差等優勢。

下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所描述的具體實施例僅用以解釋本案，並不用來限定本案，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本揭示內容所涵蓋的範圍。

在全篇說明書與申請專利範圍所使用之用詞(terms)，除有特別註明外，通常具有每個用詞使用在此領域中、在此揭示之內容中與特殊內容中的平常意義。

關於本文中所使用之「耦接」或「連接」，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。

請參閱第1圖，第1圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的一電源轉換器電路100的電路示意圖。具體而言，電源轉換器電路100可為直流/直流轉換器，諸如單相或多相降壓轉換器等。於一些實施例中，電源轉換器電路100用以轉換一輸入電壓訊號VIN，以在一負載端NL輸出一輸出電壓訊號VOUT。舉例來說，電源轉換器電路100可透過輸出電壓訊號VOUT為中央處理器（central processing unit，CPU）等負載裝置（圖中未示）供應電源。應當理解，所述負載裝置可電性耦接於負載端NL。於一些實施例中，電源轉換器電路100包含一控制電路10、一功率級電路20及一回授電路30。

於一些實施例中，功率級電路20用以接收輸入電壓訊號VIN及一接地電壓GND。如第1圖所示，功率級電路20包含一相輸出端NP、一驅動電路21、一高側開關Q1及一低側開關Q2。高側開關Q1耦接於輸入電壓訊號VIN及相輸出端NP之間，而低側開關Q2耦接於相輸出端NP及接地電壓GND之間。換句話說，高側開關Q1及低側開關Q2串聯連接於輸入電壓訊號VIN及接地電壓GND之間。具體而言，高側開關Q1及低側開關Q2各自可藉由電晶體來實現，但本揭示內容不以此為限。

於一些實施例中，驅動電路21可經由例如，脈波寬度調變（pulse width modulation，PWM）訊號等控制訊號（圖中未示）控制，來驅動高側開關Q1及低側開關Q2交替地導通（turn-on），進而在相輸出端NP輸出一相電壓訊號PO。應當理解，相輸出端NP上的相電壓訊號PO為一種方波形電壓訊號，且此方波形電壓訊號的電壓位準可在輸入電壓訊號VIN的電壓位準及接地電壓GND的電壓位準之間切換。

如第1圖所示，功率級電路20的相輸出端NP經由一電感器L耦接於負載端NL。又，一電阻器RC及一輸出電容器COUT串聯連接在負載端NL及一接地電壓GND之間，其中電阻器RC為輸出電容器COUT的等效串聯電阻（equivalent series resistance，ESR）。具體而言，電感器L、電阻器RC及輸出電容器COUT將組成一種電路（例如：低通濾波器電路），且此電路用以對相電壓訊號PO進行訊號處理（例如：低通濾波處理），從而在負載端NL產生輸出電壓訊號VOUT。

由上述說明可知，相電壓訊號PO及輸出電壓訊號VOUT將分別在電感器L的兩端。在此配置下，一電感電流IL將流經電感器L。應當理解，流經電感器L的電感電流IL為一種漣波訊號。

於一些實務應用中，前述負載裝置可能因為一時的任務變動（例如：運行特定應用程式及/或軟體）而處於輕載或重載狀態。相較於輕載狀態，重載狀態下的負載裝置即時需要較大的工作電流。當負載裝置在輕載狀態及重載狀態之間切換時，輸出電壓訊號VOUT將對應地發生上衝（overshoot）或下衝（undershoot）現象。

為了維持輸出電壓訊號VOUT的穩定度，於一些實施例中，電源轉換器電路100利用耦接於負載端NL及功率級電路20之間的控制電路10，來改善輸出電壓訊號VOUT的上衝或下衝現象，此將於後述段落中進一步說明。

承上述說明，如第1圖所示，控制電路10耦接於功率級電路20的相輸出端NP及驅動電路21，並經由回授電路30耦接於負載端NL（或輸出電壓訊號VOUT）。在此配置下，控制電路10可接收相輸出端NP的相電壓訊號PO、一參考電壓訊號VREF及回授電路30依據輸出電壓訊號VOUT所輸出的一回授訊號VFB。

於一些進一步實施例中，回授電路30藉由一種緩衝電路來實現，因此回授訊號VFB可實質上與輸出電壓訊號VOUT相同。於一些進一步實施例中，回授電路30藉由一種分壓電路來實現，因此回授訊號VFB可實質上為輸出電壓訊號VOUT乘上一預設數值（例如：介於0到1之間的任意數值）。總而言之，回授訊號VFB可隨輸出電壓訊號VOUT變化，亦即，回授訊號VFB關聯於輸出電壓訊號VOUT。

接著搭配第1圖說明控制電路10的電路架構。於一些實施例中，控制電路10包含一第一漣波產生電路11、一訊號處理電路13、一第二漣波產生電路15、一比較電路17及一導通時間產生電路19，其中第一漣波產生電路11及訊號處理電路13可共同視為一二階濾波電路。

於一些進一步實施例中，第一漣波產生電路11為一種濾波器電路（例如：低通濾波器電路）。如第1圖所示，第一漣波產生電路11包含一電阻元件R1及一電容元件C1。電阻元件R1包含一第一端及一第二端。電容元件C1包含一第一端及一第二端。電阻元件R1的第一端耦接於功率級電路20的相輸出端NP。電阻元件R1的第二端耦接於比較電路17及電容元件C1的第一端。電容元件C1的第二端耦接於接地電壓GND。由此可知，第一漣波產生電路11耦接於功率級電路20的相輸出端NP及比較電路17。

於一些進一步實施例中，訊號處理電路13為一種濾波器電路（例如：低通濾波器電路）。如第1圖所示，訊號處理電路13包含一電阻元件R2及一電容元件C2。電阻元件R2包含一第一端及一第二端。電容元件C2包含一第一端及一第二端。電阻元件R2的第一端耦接於第一漣波產生電路11。電阻元件R2的第二端耦接於第二漣波產生電路15及電容元件C2的第一端。電容元件C2的第二端耦接於接地電壓GND。由此可知，訊號處理電路13耦接於第一漣波產生電路11及第二漣波產生電路15。

於一些進一步實施例中，第二漣波產生電路15包含一緩衝電路151、一誤差放大電路153、一直流偏差校正電路155及一電阻元件RCOMP。

誤差放大電路153包含一正輸入端、一負輸入端及一輸出端。電阻元件RCOMP包含一第一端及一第二端。誤差放大電路153的正輸入端耦接於直流偏差校正電路155。誤差放大電路153的負輸入端耦接於回授電路30。誤差放大電路153的輸出端與電阻元件RCOMP的第一端及比較電路17耦接於一補償節點NC。電阻元件RCOMP的第二端耦接於緩衝電路151。具體而言，誤差放大電路153可藉由轉導放大器來實現。

緩衝電路151包含一運算放大器OP及一電容元件C3。運算放大器OP包含一正輸入端（圖中標示為“+”）、一負輸入端（圖中標示為“-”）及一輸出端。電容元件C3包含一第一端及一第二端。運算放大器OP的正輸入端耦接於訊號處理電路13。運算放大器OP的輸出端耦接於運算放大器OP的負輸入端、電容元件C3的第一端及電阻元件RCOMP的第二端。電容元件C3的第二端耦接於接地電壓GND。由此可知，第二漣波產生電路15耦接於訊號處理電路13、比較電路17及回授電路30。電容元件C3用以對訊號穩定度進行調整，於一些進一步實施例中，緩衝電路151中的電容元件C3可省略。

以第1圖中的配置而言，緩衝電路151可視為一種同相電壓跟隨器。在這種同相電路配置中，運算放大器OP的輸出端直接耦接負輸入端（即，負回饋迴路），因此回饋比率接近100％，正輸入端的電壓位準實質上恰好等於輸出端的電壓位準，亦即緩衝電路151的增益實質上為1。由於運算放大器OP的輸入阻抗在理想條件下為無限大，沒有電流流過負回饋迴路，且沒有電流流入正輸入端，因此正輸入端與負輸入端的電壓降接近零，從而導致功率損耗接近零。緩衝電路151能夠將輸出之緩衝後直流訊號LP2’的電壓位準穩定在接收之直流訊號LP2的電壓位準，並同時提供訊號隔離的效果，亦即，直流訊號LP2不會受到緩衝電路151所耦接的元件或訊號源所影響。

於一些進一步實施例中，比較電路17包含一正輸入端、一負輸入端及一輸出端。比較電路17的正輸入端與第二漣波產生電路15耦接於補償節點NC。比較電路17的負輸入端耦接於第一漣波產生電路11。比較電路17的輸出端耦接於導通時間產生電路19。由此可知，比較電路17耦接於第一漣波產生電路11、第二漣波產生電路15及導通時間產生電路19。此外，導通時間產生電路19耦接於功率級電路20的驅動電路21。

基於上述控制電路10的電路架構，於一些實施例中，第一漣波產生電路11用以依據相輸出端NP的相電壓訊號PO輸出一第一漣波訊號LP1。舉例來說，第一漣波產生電路11對相電壓訊號PO濾波，以輸出第一漣波訊號LP1。訊號處理電路13用以處理第一漣波訊號LP1，以輸出直流訊號LP2。舉例來說，訊號處理電路13對第一漣波訊號LP1濾波，以輸出直流訊號LP2。

第二漣波產生電路15用以依據直流訊號LP2、參考電壓訊號VREF及回授訊號VFB輸出一第二漣波訊號COMP。如第1圖所示，直流偏差校正電路155用以校正參考電壓訊號VREF為一校正後參考電壓訊號VREFX，此將於後述段落中搭配第4A~4B及5圖進一步說明。

誤差放大電路153用以轉換校正後參考電壓訊號VREFX及回授訊號VFB之間的差為一誤差電流訊號IERR，並用以輸出誤差電流訊號IERR至補償節點NC。緩衝電路151用以將直流訊號LP2緩衝為緩衝後直流訊號LP2’，並用以輸出緩衝後直流訊號LP2’至電阻元件RCOMP的第二端，其中緩衝後直流訊號LP2’關聯於第二漣波訊號COMP。

由於比較電路17藉由運算放大器來實現，比較電路17通常不允許電流流入其正輸入端。因此，如第1圖所示，誤差放大電路153所輸出的誤差電流訊號IERR將依序通過補償節點NC、電阻元件RCOMP的第一端及電阻元件RCOMP的第二端，此進一步使一電壓差（圖中未示）在電阻元件RCOMP的第一端及第二端產生。如此一來，第二漣波產生電路15可依據緩衝後直流訊號LP2’及通過誤差電流訊號IERR及電阻元件RCOMP所產生的前述電壓差輸出第二漣波訊號COMP。舉例來說，第二漣波訊號COMP是藉由將電阻元件RCOMP的第一端及第二端之間的電壓差加上緩衝後直流訊號LP2’而產生的。

於上述實施例中，緩衝後直流訊號LP2’實質上與直流訊號LP2相同。因此，第二漣波產生電路15也相當於是依據誤差電流訊號IERR及直流訊號LP2輸出第二漣波訊號COMP。

接著，比較電路17用以比較第一漣波訊號LP1及第二漣波訊號COMP，並用以依據第一漣波訊號LP1及第二漣波訊號COMP的比較結果控制導通時間產生電路19，相關操作細節將於後述段落中搭配第2~3圖進一步說明。

接著搭配第2及3圖說明控制電路10在負載變動（例如：從輕載變成重載、從重載變成輕載等）下的電路操作。第2圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的在輸出負載從輕載變成重載的情況下電源轉換器電路100中電感電流IL、第一漣波訊號LP1、直流訊號LP2、第二漣波訊號COMP及輸出電壓訊號VOUT的時序圖。第3圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的在輸出負載從重載變成輕載的情況下電源轉換器電路100中電感電流IL、第一漣波訊號LP1、直流訊號LP2、第二漣波訊號COMP及輸出電壓訊號VOUT的時序圖。

於一些實施例中，輸出負載在第2圖所示的一時間點T1從輕載變成重載，亦即，輸出負載需要較大的工作電流。在此情況下，電源轉換器電路100需要增加電感電流IL的量值，以滿足負載裝置的需求。然而，因為電感器L的特性，電感電流IL無法立即增加至負載裝置所需工作電流的量值。因此，耦接於負載端NL的輸出電容器COUT將放電，以彌補電感電流IL的不足。

承上述說明，輸出電容器COUT的放電進一步導致輸出電壓訊號VOUT的下衝現象。因此，如第2圖所示，輸出電壓訊號VOUT自時間點T1起並未維持原來的週期性穩態，而是急劇地下降，此可能依序影響了關聯於輸出電壓訊號VOUT的回授訊號VFB、誤差放大電路153所輸出的誤差電流訊號IERR及第二漣波產生電路15所輸出的第二漣波訊號COMP。舉例來說，回授訊號VFB的量值可能隨著輸出電壓訊號VOUT下降而降低，誤差電流訊號IERR的量值可能因為校正後參考電壓訊號VREFX及回授訊號VFB之間差的增加而上升，而第二漣波訊號COMP的量值則可能隨著誤差電流訊號IERR的上升而提高。

又如第2圖所示，隨著第二漣波訊號COMP的量值提高，第二漣波訊號COMP於時間點T1之後超越第一漣波訊號LP1，亦即，第二漣波訊號COMP的電壓位準將在時間點T1之後超過或大於第一漣波訊號LP1的電壓位準。本文中「超越」一詞應理解為訊號位準從「低於」轉變為「大於或等於」的現象，亦可作「向上跨越」理解。

於一些實施例中，比較電路17在第二漣波訊號COMP超越第一漣波訊號LP1時，觸發導通時間產生電路19相對應地運作。具體而言，每當比較電路17受到上述超越現象的觸發（例如比較電路17輸出的控制訊號S1為高位準），導通時間產生電路19將據以產生脈衝。相對地，在比較電路17未受到上述超越現象的觸發的情況下，導通時間產生電路19則不產生脈衝（亦即輸出為零）。

舉例而言，導通時間產生電路19可為一恆定導通時間（Constant On-time）脈衝產生器，用以根據比較電路17的輸出訊號（亦即控制訊號S1）的位準決定是否產生輸出脈衝，而脈衝發生的頻率可由輸出負載決定，但每個脈衝的時間長度為固定。在時間點T1之前，亦即一穩定輸出電流的輕載狀態下，導通時間產生電路19以近似固定頻率輸出脈衝。接著，在需要更多電流的重載狀態下（如時間點T1至時間點T2），第二漣波訊號COMP於時間點T1之後至時間點T2持續超越第一漣波訊號LP1，如此一來，比較電路17持續輸出高位準之控制訊號S1，使得導通時間產生電路19產生連續多個脈衝，亦即以高於上述固定頻率輸出脈衝，且每個脈衝結束後會間隔一預設關斷時間，例如最小關斷時間（minimum off time）才接續下一個脈衝，如此可最大限度地減少輸出電壓訊號VOUT下衝。一旦輸出電壓訊號VOUT趨於穩定（如時間點T2之後），脈衝的頻率就會降低到維持穩定的輸出電壓訊號VOUT所需的水平。因此，相較於現有技術，本揭示內容的導通時間產生電路19能夠提供更好的暫態響應。

此外，導通時間產生電路19的每個輸出脈衝對應的輸入電壓訊號VIN/輸出電壓訊號VOUT可能會變動，因而改變高側開關Q1和低側開關Q2的開關頻率。為解決這個問題，恒定導通時間控制需檢測輸入/輸出電壓，並在輸入/輸出電壓變化時實現恒定的開關頻率。在有上述需求的前提下，如第1圖所示，可設計導通時間產生電路19耦接至輸入電壓訊號VIN以及輸出電壓訊號VOUT，以根據輸入電壓訊號VIN以及輸出電壓訊號VOUT的變動來調整導通時間產生電路19的輸出訊號的占空比，保持高側開關Q1和低側開關Q2的開關頻率為固定，但本揭示內容不以此為限。例如在一些實施例中，導通時間產生電路19可不耦接輸入電壓訊號VIN或輸出電壓訊號VOUT。

於一些實施例中，如第3圖所示，輸出負載在時間點T2之後的時間點T3之前從重載變為輕載，亦即進入一抽載模式，輸出負載不再需要較大的工作電流。在此情況下，電源轉換器電路100需要減少電感電流IL的量值，以滿足負載裝置的需求。然而，因為電感器L的特性，電感電流IL同樣無法立即減少至負載裝置所需工作電流的量值。因此，多餘的電感電流IL將對耦接於負載端NL的輸出電容器COUT進行充電。

承上述說明，輸出電容器COUT的充電進一步導致輸出電壓訊號VOUT的上衝現象。因此，如第3圖所示，輸出電壓訊號VOUT在時間點T3開始大幅上升，此再次依序影響了關聯於輸出電壓訊號VOUT的回授訊號VFB、誤差放大電路153所輸出的誤差電流訊號IERR及第二漣波產生電路15所輸出的第二漣波訊號COMP。舉例來說，回授訊號VFB的量值可能隨著輸出電壓訊號VOUT上升而提高，使得誤差電流訊號IERR的量值可能因為校正後參考電壓訊號VREFX及回授訊號VFB之間差的減少而下降，而第二漣波訊號COMP的量值則可能隨著誤差電流訊號IERR的下降而降低。

又如第3圖所示，隨著第二漣波訊號COMP的量值降低，第二漣波訊號COMP於時間點T3至時間點T4之間持續未超越第一漣波訊號LP1，比較電路17在這段期間停止觸發導通時間產生電路19。換言之，在沒有發生上述超越的情況下，比較電路17持續輸出低位準之控制訊號S1，使得觸發導通時間產生電路19不產生脈衝。如第3圖所示，流經電感器L的電感電流IL在時間點T3之後逐漸減少，且負載端NL的輸出電壓訊號VOUT在時間點T3之後也趨向穩定。

由第2~3圖實施例的說明可知，控制電路10用以依據相電壓訊號PO產生第一漣波訊號LP1，用以依據經由處理第一漣波訊號LP1而產生的直流訊號LP2、參考電壓訊號VREF及關聯於輸出電壓訊號VOUT的回授訊號VFB產生第二漣波訊號COMP，用以在進入重載時，利用第二漣波訊號COMP持續超越第一漣波訊號LP1時（例如時間點T1至時間點T2之間），透過導通時間產生電路19控制功率級電路20依據最小關斷時間運作（此時高側開關Q1導通頻率增加，且每次導通之間間隔有最小關斷時間），使流經電感器L的電感電流IL增加以適應輕載變成重載的狀況，並用以在進入輕載時，利用第二漣波訊號COMP持續無超越第一漣波訊號LP1，透過導通時間產生電路19控制功率級電路20關斷高側開關Q1，使流經電感器L的電感電流IL快速降低以適應重載變成輕載的狀況。

又如第2~3圖所示，由第一漣波產生電路11對相電壓訊號PO進行濾波所產生的第一漣波訊號LP1與流經電感器L的電感電流IL兩者擁有類似的波形變化。也就是說，第一漣波訊號LP1關聯於電感電流IL。

此外，直流訊號LP2關聯於輸出電壓訊號VOUT的直流成分。進一步而言，直流訊號LP2相當於由第一漣波產生電路11及訊號處理電路13對相電壓訊號PO進行兩次濾波而產生的，因此直流訊號LP2將近似輸出電壓訊號VOUT的直流成分。又，由上述第二漣波訊號COMP的說明可知，第二漣波訊號COMP相當於是以直流訊號LP2為基準並隨著誤差電流訊號IERR的變化而在一上限及一下限之間變化的訊號。

值得注意的是，控制電路10所產生的第一漣波訊號LP1及第二漣波訊號COMP可在負載變動時迅速交叉（亦即，第二漣波訊號COMP超越第一漣波訊號LP1，或第一漣波訊號LP1超越第二漣波訊號COMP），以比相關技術更快地穩定輸出電壓訊號VOUT。因此，本揭示內容的電源轉換器電路100具有較佳的負載變動響應能力、較佳的輸出電壓穩定度等優勢。

接著搭配第4A~4B圖說明要在電源轉換器電路100中設置直流偏差校正電路155的原因。第4A圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的直流訊號LP2、第一漣波訊號LP1與第二漣波訊號COMP的示意圖。第4B圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的回授訊號VFB與參考電壓訊號VREF的示意圖。

於一些實施例中，如第4A及4B圖所示，由於控制電路10中的比較電路17是比較第一漣波訊號LP1及第二漣波訊號COMP，而非比較第一漣波訊號LP1及直流訊號LP2，直流訊號LP2及第二漣波訊號COMP之間的一偏差OFS1在通過至少功率級電路20及回授電路30之後將導致回授訊號VFB與參考電壓訊號VREF之間的一偏差OFS2。值得注意的是，電源轉換器電路100可利用直流偏差校正電路155來消除此偏差OFS2，此將在後述段落中搭配第5圖詳細說明。

請參閱第5圖，第5圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的直流偏差校正電路155的電路示意圖。於一些實施例中，可透過誤差電流訊號IERR除以誤差放大電路153的一增益gm之設計來等效第4B圖中的偏差OFS2。據此，直流偏差校正電路155被設定為依據誤差電流訊號IERR及誤差放大電路的增益gm校正參考電壓訊號VREF，以輸出校正後參考電壓訊號VREFX。

如第5圖所示，直流偏差校正電路155包含一電流鏡電路501及一電阻元件RX。電阻元件RX包含一第一端及一第二端。電阻元件RX的第一端耦接於參考電壓訊號VREF。電流鏡電路501耦接於電阻元件RX的第一端及誤差放大電路153。具體而言，電阻元件RX的電阻值被設定為增益gm的倒數，亦即，電阻元件RX的電阻值與誤差放大電路153的增益gm相關聯。

於一些實施例中，電流鏡電路501用以複製誤差放大電路153所產生的誤差電流訊號IERR，以輸出一複製電流訊號IERRM至電阻元件RX的第一端。複製電流訊號IERRM將依序通過電阻元件RX的第一端及電阻元件RX的第二端，此進一步使一電壓差（圖中未示）在電阻元件RX的第一端及第二端產生。應當理解，電阻元件RX的第一端及第二端之間的電壓差實質上為複製電流訊號IERRM乘上增益gm的倒數，此相當於誤差電流訊號IERR除以增益gm（亦即，偏差OFS2）。接著，直流偏差校正電路155可將參考電壓訊號VREF減去電阻元件RX的第一端及第二端之間的電壓差，以在電阻元件RX的第二端輸出校正後參考電壓訊號VREFX。

由此可知，校正後參考電壓訊號VREFX與回授訊號VFB之間實質上沒有偏差，因此，採用校正後參考電壓訊號VREFX取代參考電壓訊號VREF，相當於直流偏差校正電路155消除了回授訊號VFB與參考電壓訊號VREF之間的偏差OFS2。

應當理解，本揭示內容的控制電路10並不限於第1圖所示的電路架構。舉例來說，導通時間產生電路19可從控制電路10中獨立出來，例如外接於控制電路10。

也應當理解，本揭示內容的直流偏差校正電路155並不限於第5圖所示的電路架構。舉例來說，於一些實施例中，直流偏差校正電路155可取得直流訊號LP2及第二漣波訊號COMP之間的偏差OFS1，將偏差OFS1乘上預設的比例參數來計算出一校正值，並通過所述校正值校正參考電壓訊號VREF為校正後參考電壓訊號VREFX，如此亦可達到對直流偏差進行校正的目的。總而言之，任何可消除回授訊號VFB與參考電壓訊號VREF之間偏差OFS2的電路架構都可用來實現本揭示內容的直流偏差校正電路155。

雖然本揭示內容已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本揭示內容，所屬技術領域具有通常知識者在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可作各種更動與潤飾，因此本揭示內容之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

10:控制電路 11:第一漣波產生電路 13:訊號處理電路 15:第二漣波產生電路 17:比較電路 19:導通時間產生電路 20:功率級電路 21:驅動電路 30:回授電路 100:電源轉換器電路 151:緩衝電路 153:誤差放大電路 155:直流偏差校正電路 501:電流鏡電路 C1,C2,C3:電容元件 COMP:第二漣波訊號 COUT:輸出電容器 GND:接地電壓 gm:增益 IERR:誤差電流訊號 IERRM:複製電流訊號 IL:電感電流 L:電感器 LP1:第一漣波訊號 LP2:直流訊號 LP2’:緩衝後直流訊號 NC:補償節點 NL:負載端 NP:相輸出端 OFS1,OFS2:偏差 OP:運算放大器 PO:相電壓訊號 Q1:高側開關 Q2:低側開關 R1,R2,RCOMP,RX:電阻元件 RC:電阻器 S1:控制訊號 T1,T2,T3,T4:時間點 VFB:回授訊號 VIN:輸入電壓訊號 VOUT:輸出電壓訊號 VREF:參考電壓訊號 VREFX:校正後參考電壓訊號

第1圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的一種電源轉換器電路的電路示意圖。第2圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的在輸出負載從輕載變成重載的情況下電源轉換器電路中一些訊號的時序圖。第3圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的在輸出負載從重載變成輕載的情況下電源轉換器電路中一些訊號的時序圖。第4A圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的直流訊號、第一漣波訊號與第二漣波訊號的示意圖。第4B圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的回授訊號與參考電壓訊號的示意圖。第5圖為依據本揭示內容的一些實施例繪示的一種直流偏差校正電路的電路示意圖。

10:控制電路

11:第一漣波產生電路

13:訊號處理電路

15:第二漣波產生電路

17:比較電路

19:導通時間產生電路

20:功率級電路

21:驅動電路

30:回授電路

100:電源轉換器電路

151:緩衝電路

153:誤差放大電路

155:直流偏差校正電路

C1,C2,C3:電容元件

COMP:第二漣波訊號

COUT:輸出電容器

GND:接地電壓

IERR:誤差電流訊號

IL:電感電流

L:電感器

LP1:第一漣波訊號

LP2:直流訊號

LP2’:緩衝後直流訊號

NC:補償節點

NL:負載端

NP:相輸出端

OP:運算放大器

PO:相電壓訊號

Q1:高側開關

Q2:低側開關

R1,R2,RCOMP:電阻元件

RC:電阻器

S1:控制訊號

VFB:回授訊號

VIN:輸入電壓訊號

VOUT:輸出電壓訊號

VREF:參考電壓訊號

VREFX:校正後參考電壓訊號

Claims

一種控制電路，適用於一電源轉換器電路，其中該電源轉換器電路包含一功率級電路，並用以經由一電感器輸出一電感電流，而該控制電路包含：一第一漣波產生電路，耦接於該功率級電路的一相輸出端，並用以依據該功率級電路所輸出的一相電壓訊號輸出一第一漣波訊號；一訊號處理電路，耦接於該第一漣波產生電路，並用以處理該第一漣波訊號，以輸出一直流訊號；一第二漣波產生電路，耦接於該訊號處理電路，並用以依據該直流訊號、一參考電壓訊號及關聯於該電源轉換器電路的一輸出電壓訊號的一回授訊號輸出一第二漣波訊號，其中該第二漣波產生電路包含：一直流偏差校正電路，用以校正該參考電壓訊號，以消除該參考電壓訊號與該回授訊號之間的一偏差；以及一緩衝電路，耦接於該訊號處理電路，用以緩衝該直流訊號以輸出一緩衝後直流訊號，其中該緩衝後直流訊號關聯於該第二漣波訊號；以及一比較電路，耦接於該第一漣波產生電路及該緩衝電路，用以比較該第一漣波訊號及該第二漣波訊號，並用以在該第二漣波訊號持續超越該第一漣波訊號時，觸發一導通時間產生電路控制該功率級電路依據一預設關斷時間運作，使該電感電流增加。
如請求項1所述之控制電路，其中該第一漣波產生電路為一濾波器電路，且該濾波器電路用以對該相電壓訊號濾波，以輸出該第一漣波訊號，其中該第一漣波訊號關聯於該電感電流。
如請求項1所述之控制電路，其中該第一漣波產生電路包含：一電阻元件，包含耦接於該相輸出端的一第一端及耦接於該比較電路的一負輸入端的一第二端；以及一電容元件，包含耦接於該電阻元件的該第二端的一第一端及耦接於一接地電壓的一第二端。
如請求項1所述之控制電路，其中該訊號處理電路為一濾波器電路，且該濾波器電路用以對該第一漣波訊號濾波，以輸出該直流訊號，其中該直流訊號關聯於該輸出電壓訊號的一直流成分。
如請求項1所述之控制電路，其中該訊號處理電路包含：一電阻元件，包含耦接於該第一漣波產生電路的一第一端及耦接於該第二漣波產生電路的一第二端；以及一電容元件，包含耦接於該電阻元件的該第二端的一第一端及耦接於一接地電壓的一第二端。
如請求項1所述之控制電路，其中該第二漣波產生電路還包含：一誤差放大電路，包含用以接收該直流偏差校正電路所輸出的一校正後參考電壓訊號的一正輸入端及用以接收該回授訊號的一負輸入端，並用以轉換該校正後參考電壓訊號及該回授訊號之間的差，以輸出一誤差電流訊號至一補償節點，其中該第二漣波產生電路用以依據該誤差電流訊號及該直流訊號輸出該第二漣波訊號。
如請求項6所述之控制電路，其中該第二漣波產生電路還包含：一電阻元件，包含一第一端及一第二端，其中該第一端耦接於該補償節點，且該第二端耦接於該緩衝電路，以接收該緩衝電路輸出的該緩衝後直流訊號；其中該第二漣波產生電路用以依據該緩衝後直流訊號及通過該誤差電流訊號及該電阻元件所產生的一電壓差輸出該第二漣波訊號。
如請求項6所述之控制電路，其中該直流偏差校正電路用以依據該誤差電流訊號及該誤差放大電路的增益校正該參考電壓訊號，以輸出該校正後參考電壓訊號。
如請求項6所述之控制電路，其中該直流偏差校正電路包含：一電阻元件，包含一第一端及一第二端，其中該第一端耦接於該參考電壓訊號，其中該電阻元件的電阻值與該誤差放大電路的增益相關聯；以及一電流鏡電路，耦接於該電阻元件的該第一端及該誤差放大電路，並用以複製該誤差電流訊號，以輸出一複製電流訊號至該電阻元件的該第一端，其中該直流偏差校正電路用以藉由讓該複製電流訊號通過該電阻元件，在該電阻元件的該第二端輸出該校正後參考電壓訊號。
一種電源轉換器電路，用以轉換一輸入電壓訊號，以在一負載端輸出一輸出電壓訊號，並包含：一功率級電路，用以接收該輸入電壓訊號，並用以在一相輸出端輸出一相電壓訊號，其中該相輸出端經由一電感器耦接於該負載端；以及一控制電路，耦接於該功率級電路、該相輸出端及該負載端，用以依據該相電壓訊號產生一第一漣波訊號，用以依據經由處理該第一漣波訊號而產生的一直流訊號、一參考電壓訊號及關聯於該輸出電壓訊號的一回授訊號產生一第二漣波訊號，並用以在該第二漣波訊號持續超越該第一漣波訊號時，控制該功率級電路依據一預設關斷時間運作，使流經該電感器的一電感電流增加，其中該控制電路包含一直流偏差校正電路，且該直流偏差校正電路用以校正該參考電壓訊號，以消除該參考電壓訊號與該回授訊號之間的一偏差。