CN101036094A - 具有响应于负载的开关频率的直流－直流调节器 - Google Patents

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Abstract

开关式电源，其中开关频率通过一个具有标称频率的振荡器控制，以及一个误差放大器，该误差放大器用于产生输出信号，该信号表示电源输出相对于标称值的偏差，并且该信号通过调节振荡器的频率来运行，根据误差放大器输出信号的值，将振荡器的频率调节到一个高于或者低于标称频率的频率。

Description

具有响应于负载的开关频率的直流-直流调节器
相关申请
本申请基于申请日为2004年2月19日，申请号为No.60/546,119，名称为可根据负载响应开关频率的直流-直流调节器(DC-DC调节器)的美国临时专利申请，并要求上述申请的利益，这里通过引用将上述申请的整体内容明确地合并入本申请中。
技术领域
本发明涉及开关式电源，将传统开关器件的脉宽调制(PWM)控制进行修改以改变开关频率，这样对于轻负载，驱动频率降低了，并且对于阶跃负载的增加，驱动频率也增加了。
背景技术
开关电源在电子器件和电机驱动器中具有大量的应用，且多种基本类型已为本领域熟练技术人员所熟知。为了展示的目的，将在传统直流-直流降压变换器的上下文中描述本发明，该变换器接受了一个直流输入电压并产生一个较低的直流输出电压。降压变换器通常使用在需要高负载电流(比如，30安培或更多)的低电压应用中。然而，应该理解的是，本发明也可以使用在其它类型的开关电源中，比如，升压变换器。
图1展示了一个单相降压变换器100，该变换器包括一个高端开关105，一个在开关点115连接到高端开关的低端开关110，一个连接到开关点115的输出电感120，以及一个连接到输出电感120的输出电容125。高端和低端开关105和110可以是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，绝缘栅双极晶体管(IGBT)，或者其它的双极型晶体管或其它合适的器件，这些器件可在高度导通状态和实际上非导通状态之间切换。
在操作中，控制电路130提供用于高端和低端开关105和110的门驱动信号，以便在负载135上产生预期的输出电压。为此目的，控制电路130包括一个振荡器和控制开关通断时间的逻辑电路。因而，当最初将高端开关105导通的时候，低端开关110保持断开。这样就在输出电感120上产生了大约为(VIN-Vout)的电压降，该电压降产生电流以便在电感中积累起来。
接着高端开关105断开，并且低端开关110导通。由于电感电流不能立即改变，它必将流过开关110，这个开关对输出电容125充电。这导致输出电容上的电压(VOUT)上升。
最终，因为高端和低端开关105和110持续地在适当的时间导通和断开，所以输出电容125上的电压(VOUT)最终达到了预期的水平，典型地，在降压变换器的情况下，这个电压比输入电压低。
一旦达到了预期的输出电压，随着占空比，也就是开关的相关导通和断开时间，将持续控制高端和低端开关105和110的导通和断开，这样输出电感120提供电流的量与负载135需要的电流相同，该负载和输出电容125跨接相连。为此目的，提供了一种适当的反馈调节回路。控制电路130中包含的电路接收一个通过信号路径140上的信号，该信号用来控制开关105和110的开关时间。以信号路径140所代表的一种感应器件，可以对电容125上的输出电压做出反应，以提供所谓的电压型控制，或者对流经输出电感120的电流做出反应，以提供电流型控制。
通过适当地控制占空比，可以使该器件操作于不多于也不少于提供给负载135需要的电流，而且具有预期调节程度的输出电容125两端的电压(VOUT)基本上是稳定的，稳定在预期的输出电压上。
当负载需要的电流超出了图1中的电路能够方便提供的电流范围的时候，可以将多个这样的电路结合起来，以形成多相直流-直流降压变换器。图2展示了一种用于多相降压变换器的具有代表性的电路拓扑结构，一般指定为200。此电路包括多个交织输出相位205a，205b，205c，...，205n，多相控制电路210，以及为本领域熟练技术人员所能理解的任何具有合适设计的反馈电路(未显示)。每一输出相位包括高端开关、低端开关，以及输出电感，如同图1中的单相降压变换器。
变换器200的操作总的来说与单相变换器100相同。从而，控制电路210具有由反馈信号确定的占空比，以延时序列周期性地操作输出相位，因此在相位之间共享电流的生成，并且释放由MOSFET带来的发热。
对于上述的降压变换器，高端和低端MOSFET的开关时间受到脉宽调制电路(PWM)控制。通常，脉宽调制电路包括振荡器，该振荡器产生三角波，以及逻辑电路，该逻辑电路可根据误差信号将三角波转换为一系列脉冲，该误差信号代表参考电压与出自反馈信号的电压之间的差别。根据一般的实践，将使用具有固定频率的振荡器，并且占空比会根据误差信号的值而变化。可选择地，已知可以运用具有固定占空比的可变频率的振荡器。
在固定开关频率上工作的功率变换器具有较好的电气噪声特性。调制信号的振幅可以使用控制芯片的整个共模范围，并且也不用为了变化的频率而兼顾振幅。固定频率允许简单滤波器和屏蔽技术的使用，从而抑制从变换器产生的任何电气噪声。
然而，固定开关频率的选择涉及轻负载效率与瞬态响应的折中。低的开关频率产生最好的轻负载效率。高的开关频率产生最好的瞬态响应。因此，变化的频率操作具有潜在的益处。
然而已知的技术具有相关的缺陷，直到现在，这些缺陷还使这些技术不能实现。已经被尝试过的技术中，这些技术是稳定导通时间控制器和滞后控制器。
滞后控制器表现出不可接受的噪声水平，因为滞后控制器依赖于大输出电压行波。稳定导通时间控制器在具有轻负载的时候运行良好，但是会遇到上文描述的瞬态延迟问题。
数字方法也被提议使用在多相变换器上，通过在输出电压跌至阈值以下时，同时导通所有电源通道的方式，该变换器能响应负载瞬态。可以将该方法调整用于全负载的阶跃，但对于部分负载阶跃，该方法导通了所有的电源通道而在电感中积累了过多的总和电流。这导致电压增加并超过了调整值。
如上所述，固定开关频率的变换器受限于它响应负载瞬态的速度。举个例子，在电压型降压变换器中，上部MOSFET的接通时间间隔开始于时钟(CLK)边沿。在每个开关周期，控制均产生一个CLK边沿，这样CLK的频率与开关频率相同。
在导通时间时间间隔的末期，上部的MOSFET断开。
假设在这个时刻，将一个骤加负载运用到输出端。在下一个导通时间时间间隔之前，变换器必须等待下一个CLK边沿。在此期间，由于负载从输出电容中获得电流，输出电压下跌。输出电压会持续下降直到变换器能使电感电流倾斜至新的负载电流。在上部MOSFET下一个接通的时间间隔期间，电导电流增加，而该时间间隔开始于下一个CLK边沿。因为断开时间的时间间隔而造成了响应的迟延，该断开时间的时间间隔与CLK周期相同，比导通时间的时间间隔短。因此，具有高开关频率(以及短CLK周期)的变换器比具有低开关频率的响应地快。
变换器的效率与变换器的功率耗散成反比。能够认为变换器的功率损耗在传导损耗和开关损耗方面。开关损耗是跟变换器的开关频率相关的功率耗散。输出电感的磁芯损耗和MOSFET的开关损耗是典型的开关功率耗散。这些损耗随着开关频率的增加而增加。在轻负载的时候，输出功率和传导损耗减少，但是开关损耗则保持不变。这导致在轻负载时效率降低。
在多相变换器中，对具有固定开关频率的负载瞬态响应速度的限制会导致另一个问题。由于高端开关在接收到它们的CLK信号之前不会导通，在各个相位的输出电压之间很容易不匹配，可能在一个或多个相位上出现过载。
因而，对开关电源需要有一种控制系统，使该开关电源可以表现出固定频率驱动的理想噪声特性，以及由可变频率驱动的对负载瞬态的迅速响应。
发明内容
本发明实现了上述目的，它为开关电源的功率开关提供了一种门驱动电路，该电路包括振荡器，对于适中的负载来说，该振荡器工作于固定的时钟频率，但是对于轻负载来说，振荡器中的时钟频率会暂时降低，对大负载来说，会暂时增加。
根据一个优选的实施例，振荡器包括可控电流源，该电流源向时基电容供给电流或者将电流从电容转移开，从而确定振荡器的频率。误差放大器感应开关调节器的输出电压，并与参考电压相比较。该误差放大器是一个跨导放大器，它具有一个输出串联电阻和电容，这个输出提供用于补偿变换器调节器回路的装置。在电流镜中，该误差放大器的输出电流形成镜像，并且该电流被提供给时钟振荡电路，从而改变振荡器电容的充/放电比。在适中的负载情况下，误差放大器的电流接近于零，这样开关频率保持不变。如果误差输出电压低于一个预设值，由于轻负载的条件，并且由于该误差放大器的输出电流与低于临界电流的电导电流相符合，该误差放大器输出位置的钳位电路将该误差放大器的输出电压固定在钳位电压上。这使误差放大器从钳位电路那里吸收电流，它降低了流向振荡器的电流，因此降低了开关频率。接着，通过改变具有恒定导通时间的开关频率调节输出电压。也就是说，在轻负载操作期间，脉冲宽度保持恒定，但开关频率降低。换句话说，在具有恒定导通时间的情况下，由于断开时刻增加的频率增加了，所以占空比降低了。由于较低的开关频率，上述方法降低了开关频率损耗并使得在轻负载的情况下产生高的效率。
在较高的负载情况下，由于输出电压根据增加的负载阶跃而下跌，因此误差放大器的输出会增加，并且将增加的电流形成镜像并供给振荡器，因此增加开关频率。如此，断开时间降低，并且在负载阶跃期间开关频率增加。高端开关的导通时间会再次保持恒定。
在一个优选的实施例中，将误差放大器电流的直接复制用来调整振荡器的频率。然而，供给振荡器的实际电流可以根据需要进行选择性地测量。此外，可以将供给振荡器的正向电流和反向电流分别导出并分别测量，以便优化开关频率特性。
参考后面的附图，通过下文发明的说明，本发明的其他特征及优点将是很显然的。
附图说明
图1是阐明了传统单相降压变换器的基本结构和操作的框图。
图2是阐明了传统多相降压变换器的基本结构和操作的框图。
图3是阐明了依照本发明的可变频率振荡器电路的基本功能的框图。
图4是阐明了依照本发明的进一步实施例的频率控制电路的基本功能的框图。
具体实施方式
现在参考图3，它展示了依照本发明的可变频率门驱动振荡器的第一实施例，总体上以300表示。打算使用标准的集成电路制造技术以及电路设计来实现该实施例，并且因此该说明将限于系统架构和功能。从下面的说明中，本领域的技术人员能够很容易理解使用任何合适的电路设计，本发明是如何实现的。
频率控制器300包括误差放大器302、电流镜像电路304、可变频率振荡器306以及钳位电路308。误差放大器302是一种跨导放大器，该放大器在输入端310接收参考信号VREF，以及在第二输入端312接收误差信号VO，后者(误差信号)代表来自电源调节回路140(参见图1)的反馈信号。用于误差放大器302的负载电路由电阻316和电容318组成，它们都位于构成驱动器300的集成电路之外，该负载电路还作为对调节回路的补偿。
误差放大器302中展示的压控电流源314代表传统的差动晶体管对。
振荡器306包括电流源320、比较器322，以及定时电路324，该定时电路324包括标记为330的时基电容COSC，和在预定的时间对电容330进行放电的晶体管328，如下所述。在332通过电流源320和在324通过频率参考电压VHIGH分别提供比较器322的第一和第二输入。比较器322的输出为高端功率开关105(见图1)提供门驱动信号CLK。
工作中，电流源320对电容380充电，直到电容电压达到VHIGH。此时，比较器输出CLK脉冲，并触发晶体管328对电容放电。CLK的频率是充电电流、电容值COSC和VHIGH的函数。增加充电电流会增加CLK的频率。相反地，降低充电电流会降低CLK的频率。
依照本发明，运用了改变振荡器306频率的能力，通过改变用于电容器330的充电电流来改变上述振荡器的频率，通过在镜像电路304中对来自误差放大器302的输出电流进行反射，并向电容330提供输出电流IEA的方式来运用上述能力。
正如本领域熟练技术人员所理解的，通过将COMP点的误差放大器的输出电压比为斜波，电压型变换器对输出电压进行调整。CLK脉冲启动斜波(未显示)并将上部MOSFET的导通时间初始化。上部MOSFET在CLK边沿导通并当斜波穿过误差放大器的输出电压时断开。在恒定的开关频率下，误差放大器的输出电压VCOMP与变换器的占空比成比例。当变换器向适中和静态的负载供电时，误差放大器的电流IEA接近于零。由IOSC、COSC和VHIGH决定的、具有适中和静态负载的CLK频率是恒定的。
钳位电路308将误差放大器302输出的最低水平限制在VCLAMP。这样接着设定了电压型变换器的最小导通时间tON-MIN。当调节回路试图控制导通时刻低于tON-MIN时，误差放大器的电压降低到VCLAMP，并且误差放大器会持续地从钳位(CLAMP)吸收电流。如前所述，将会从IOSC中减掉误差放大器电流的复制电流IEA，从而降低CLK的频率。
在可产生断续电感电流的电压型变换器中使用门驱动频率控制器300，该控制器提供了一个装置，该装置用于使用变化的频率来调节输出电压。在适中的负载处，占空比和误差放大器的输出电压VCLAMP几乎是恒定的。由下述表达式给出理想的占空比：VO/VIN。在实践中，占空比会稍微大于理想值，从而弥补变换器的功率损耗。当负载电流减少时，电感电流会变得不连续，并且理想的表达式将不再有效。通过控制能量之间的平衡来调节输出，该能量是指导通时间储存的电感能量以及CLK时间间隔剩余期间释放的电容能量。连续的电感电流和不连续的电感电流之间负载电流的界线为临界电流ICRIT。
当负载电流低于ICRIT，占空比和误差放大器降到理想值之下。将误差放大器输出会固定为VCLAMP，这将导致产生恒定的导通时间，即tON-MIN变换器脉冲。误差放大器从CLAMP吸收电流，从IOSC中减去电流IEA，从而降低开关频率。通过改变具有恒定导通时间的开关频率，对输出电压进行调整。这样提供了预期的结果，即具有更少的开关频率损耗并且在轻负载处具有更高的效率。
相应地，通过增加开关频率，频率控制器300能够降低延迟时间，该延迟时间是为了响应增加的负载阶跃。由于响应增加的负载阶跃，输出电压下跌，误差放大器的输出增加，并向连接到COMP点的补偿元件提供电流。将此电流IEA的复制加到IOSC从而增加开关频率。这样就降低了CLK边沿之间的时间(延迟时间)，并开始将电感倾斜到新的负载电流上。由于增加的负载阶跃，结果在总的输出电压偏差中有所降低。
在多相变换器中这个特性是有益的。在现有技术的多相变换器上，负载阶跃的增加会出现如前所述的类似延迟，并且由于电源通道里不平衡的电流使之进一步复杂。典型地，多相变换器在180度处(关于开关频率)将电源通道的导通进行排序。该变换器还包括电路，从而平衡来自各个电源通道的电流。必要的是，电流平衡控制回路非常慢以至于不能消除变换器的负载瞬态反应。比如，假设多相降压变换器刚断开了第二电源通道中上部的MOSFET(在导通时间间隙结束的时刻)，接着就遇到了增加的负载阶跃。第一电源通道里的电感电流在接收到CLK边沿之后开始增加。误差放大器将要求一个长的导通时间间隔以便试图阻止输出电压的下降。在这个电源通道里的电感电流增加了，并且能够很容易地超出它的满载额定值。同时，直到误差放大器的导通时间间隔开始于下一个CLK边沿，第二电源通道里的电感电流才能增加。在电流平衡控制必须消除的瞬态以后，额外的延迟时间在每个电流通道内引起很大的不匹配。本发明将这种动态电流的不匹配最小化。
在典型的实施方式中，标称的负载开关频率是277kHz。在1安培的轻负载处，将误差放大器的输出固定到大约0.3V，并且误差放大器将振荡器频率减少到62.3kHz。通过调整开关频率，将输出电压调节到1.2V。
比如40安培的大负载瞬态，会导致输出电压下跌，并且在误差放大器的输出端产生一个尖峰脉冲。响应误差放大器的电流，开关频率会立刻增加。当电压回到标称值时，频率稳定回277kHz。
在本发明的范围内，上述电路功能的变化是可能的。比如，在频率控制器300中(图1)，使用来自误差放大器302的输出电流的直接复制，从而调整振荡器306的频率。然而，可以改变供给振荡器306实际的电流的比例，从而提供需要的特性。此外，可以各自导出振荡器306的正向和反向电流并改变供给该振荡器的正向和反向电流的比例，以便优化开关频率特性。
图4展示了一个电路400的示例，可以使用该电路分别得到改变用于振荡器的电流的正向和反向频率。可以通过使用改进的误差放大器402，改进的钳位电流404和跨导放大器406来获得上述效果，该放大器406从跨导功能性408中分离出来，将408提供作为误差放大器402的一部分。
钳位电路404类似图3中的元件308，除了它还包括一个镜像电路410，该电路在输出412处提供钳位电流的复制。按照需要可以独立于误差放大器电流，另外改变实际钳位电流的比例。从输出端412提供钳位电路404，作为振荡器(没有显示)的输出，该输出与图3中的振荡器306相同，并且将该钳位电路从IOSC中减去，从而降低振荡器的频率。
图4中的误差放大器402提供传统的运算放大器功能性，同时在电压控制的电流源408的输出位置，钳位电流通过信号路径414至高阻抗节点416。单位增益电压跟随器的输出级418对节点416进行缓存。外部阻容网络420对变换器控制回路进行补偿。
独立的跨导放大器406监视相对于VREF的VO，并且在422提供不同的电流从而改变如图3所示振荡器的频率。输出电压低于参考值的任何偏差会产生电流IBOOST，该电流增加振荡器的频率。提供二极管424来确保IBOOST是正向电流。
尽管由此结合特定的实施例对本发明进行了描述，但是对本领域技术人员来说，很多其他改变和变更以及其它使用是很明显的。因此，本发明不是由这里特别公开的内容所限定，而是由附加的权利要求来限定将是更好的。

Claims (16)

1.开关型电源，包括：
高端和低端半导体开关；以及
驱动电路，用于导通和断开该高端和低端半导体开关，
该驱动电路包括：
可变频率振荡器，以提供一个信号，该信号决定高端和低端半导体开关的开关频率，
该振荡器具有一个标称频率；
误差放大器，以提供输出信号，该输出信号表示电源输出相对于标称值的偏差；
调节电路，该电路响应于电源输出相对于标称值的偏差，从而根据电源输出相对于标称值的偏差，将振荡器的频率调节到一个比标称频率高或者低的频率；以及
钳位电路，该电路提供一个信号，决定高端半导体开关最小的导通时间。
2.根据权利要求1的开关型电源，其中：
该振荡器包括可控电流源，该电流源向一个时基电容供给电流或将电流从电容转移开，以确定振荡器的频率；
该误差放大器的输出是一个电流，将该电流提供作为调节电路的输入；以及
该调节电路向振荡器提供电流，以改变该振荡器电容的充/放电比率。
3.根据权利要求2的开关型电源，其中该误差放大器是跨导放大器。
4.根据权利要求2的开关型电源，其中该调节电路是电流镜像电路，该电路响应于误差放大器的输出，以向该振荡器电容提供放大器输出电流的镜像，从而改变它的充/放电比率。
5.根据权利要求2的开关型电源，其中当误差放大器的输出电流接近于零时，振荡器工作在标称频率。
6.根据权利要求2的开关型电源，其中误差放大器的输出作为输入耦合到钳位电路；并且钳位电路的输出作为输入耦合到占空比控制电路，
该占空比控制电路响应于钳位电路的输出和振荡器输出信号，以便在时间间隔处导通该高端开关，该时间间隔由振荡器频率所决定，并且用于由钳位电路的输出所决定的持续期间。
7.根据权利要求6的开关型电源，其中钳位电路响应于低于一电压的误差放大器的输入，从而提供一个固定的最小输出信号作为占空比控制电路的输入，该电压与预先确定的轻负载情况相应。
8.根据权利要求7的开关型电源，其中在误差放大器的输出低于预先确定的轻负载电压时钳位电路工作，以减少由调节电路向振荡器时基电容提供的电流，由此将振荡器的频率降低，并且通过改变高端开关具有恒定导通时间的开关频率，对电源输出电压进行调节。
9.根据权利要求2的开关型电源，其中调节电路响应于误差放大器输出电流的增加，从而增加提供给振荡器时基电容的电流，由此增加了高端和低端开关的振荡器频率和开关频率。
10.根据权利要求1的开关型电源，其中误差放大器的输出作为输入耦合到钳位电路；并且钳位电路的输出作为输入耦合到占空比控制电路，
该占空比控制电路响应于钳位电路的输出和振荡器输出信号，以便在时间间隔处导通该高端开关，该时间间隔由振荡器频率所决定，并且用于由钳位电路的输出所决定的持续期间。
11.根据权利要求10的开关型电源，其中调节电路响应于误差放大器输出电流的增加，从而增加振荡器的频率，由此增加了高端和低端开关的开关频率和高端开关的导通时间。
12.根据权利要求10的开关型电源，其中钳位电路响应于低于一电压的误差放大器的输入，从而提供一个固定的最小输出信号作为占空比控制电路的输入，该电压与预先确定的轻负载情况相应。
13.根据权利要求10的开关型电源，其中：
调节电路响应于误差放大器的输出电流；并当误差放大器的输出低于预先确定的轻负载电压时钳位电路工作，从而降低提供至调节电路的电流，
由此降低了该振荡器的频率，并且通过改变高端开关具有恒定导通时间的开关频率，对电源输出电压进行调节。
14.根据权利要求1的开关型电源，其中：
该调节电路包括电压控制的电流源，该电流源响应于电源负载中的瞬态增加，从而提供第一极性电流以便增加振荡器的频率。
15.根据权利要求14的开关型电源，其中钳位电路包括调节电路的一部分，将该部分进行操作从而提供相对极性的电流，以便降低振荡器的频率。
16.根据权利要求15的开关型电源，其中包含在钳位电路中的调节电路的一部分由电流镜像电路组成，该镜像电路响应于误差放大器的输出，从而向振荡器提供放大器输出电流的镜像。
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