KR102390908B1 - 전원 변환 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터 - Google Patents

전원 변환 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 전원 변환 장치는 전압 변환부, 피드백 회로부, 구동 신호 생성부, 천이 상태 탐지부, 및 저항값 조절부를 포함한다. 전압 변환부는 입력 전압을 제공받아 구동 신호에 응답하여 입력 전압의 전압 레벨을 변경하여 출력 전압으로 출력한다. 피드백 회로부는 상기 출력 전압을 전압 분배하기 위한 피드백 저항들을 포함하며, 상기 분배된 출력 전압을 피드백 전압으로 출력한다. 구동 신호 생성부는 상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 구동 신호를 출력한다. 천이 상태 탐지부는 상기 피드백 전압의 레벨과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 출력 전압의 천이 상태에 대응하는 천이 상태 신호를 출력한다. 저항값 조절부는 상기 천이 상태 신호에 응답하여 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경한다.

Description

전원 변환 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터{POWER CONVERTING CIRCUIT AND HYSTERESIS BUCK CONVERTER}
본 발명은 반도체 장치에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 출력 전압의 천이 상태에 따라 응답 특성을 변화시키는 전원 변환 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터에 관한 것이다.
전기 회로는 전기 신호를 이용하여 고유의 기능을 수행한다. 전기 신호는 다양한 형태(예컨대, 교류(AC) 또는 직류) 및 다양한 특성(예컨대, 전압 또는 전류)을 가질 수 있다. 어떤 전기 회로는 전기 신호의 형태 또는 특성을 변환할 수 있다. 예컨대, 어떤 전기 회로는 교류 형태의 전기 신호를 직류 형태의 전기 신호로 변환할 수 있다. 어떤 전기 회로는 전기 신호의 전압 특성을 전류 특성으로 변환할 수 있다.
최근에는 모바일 기기의 사용이 증가함에 따라 고효율의 직류-직류 변환기(DC-DC converter)에 대한 수요가 증가하고 있다. 모바일 기기의 RF단에 구현되는 전력 증폭기는 고속의 전압 응답 특성을 필요로 한다. 일반적으로, 전원 변환 장치의 소비 전력을 증가시키면 전압 응답 특성을 빠르게 할 수 있다. 하지만, 모바일 기기의 경우 제한적인 전원으로 인해 낮은 소비 전력을 구현하여야 한다. 이러한 상반되는 목적들을 만족시키기 위해 모바일 기기는 전원 변환 장치로 히스테리시스 모드를 가지는 컨버터를 채용하고 있다. 이러한 컨버터들은 낮은 소비 전력으로 고속의 응답 특성을 비교적 간단한 회로 구성으로 구현할 수 있다.
본 발명의 목적은 낮은 전력 소모와 출력 전압의 안정성을 유지하면서 빠른 응답 특성을 구현하는 전원 변환 장치 및 히스테리시스 벅 컨버터를 제공하는 것에 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 전원 변환 장치는 구동 신호에 응답하여 입력 전압의 전압 레벨을 변경하여 출력 전압으로 출력하는 전압 변환부; 상기 출력 전압을 전압 분배하기 위한 피드백 저항들을 포함하며, 상기 분배된 출력 전압을 피드백 전압으로 출력하는 피드백 회로부; 상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 구동 신호를 출력하는 구동 신호 생성부; 상기 피드백 전압의 레벨과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 출력 전압의 천이 상태에 대응하는 천이 상태 신호를 출력하는 천이 상태 탐지부; 및 상기 천이 상태 신호에 응답하여 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하는 저항값 조절부를 포함한다.
본 발명의 일 실시 예로서, 상기 천이 상태 탐지부는 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하기 위한 상태 비교기를 포함하며, 상기 상태 비교기는 상기 피드백 전압이 상승하는 동안 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 큰 시점부터 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 작은 시점까지 제 1 천이 상태 신호를 출력하고, 나머지 구간 동안에는 제 2 천이 상태 신호를 출력한다.
본 발명의 일 실시 예로서, 상기 저항값 조절부는 상기 천이 상태 신호가 상기 제 1 천이 상태 신호인 경우 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하고, 상기 천이 상태 신호가 상기 제 2 천이 상태 신호인 경우 상기 변경된 저항값을 변경되기 전의 저항값으로 조절한다.
본 발명의 일 실시 예로서, 상기 변경된 피드백 저항의 저항값은 상기 변경되기 전의 저항값보다 작다.
본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압을 스텝 다운하여 출력 전압으로 출력하는 히스테리시스 벅 컨버터는, 상기 출력 전압을 분배하여 피드백 전압으로 출력하기 위한 피드백 저항들로 구성되는 피드백 회로부; 상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 비교 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기; 상기 비교 신호를 참조하여 상기 입력 전압을 풀업 또는 풀다운하여 출력 전압으로 출력하는 전압 변환부; 및 상기 피드백 전압의 천이 상태에 따라 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하는 저항값 제어부를 포함하되, 상기 저항값 제어부는 상기 피드백 전압의 상승 천이 구간 동안 상기 피드백 저항들의 저항값을 감소시킨다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 전원 변환 장치는, 구동 신호에 응답하여 입력 전압의 전압 레벨을 변경하여 출력 전압으로 출력하는 전압 변환부; 상기 출력 전압을 분배하여 피드백 전압으로 출력하기 위한 제 1 피드백 저항 및 제 2 피드백 저항을 포함하는 피드백 회로부; 상기 피드백 전압을 출력하는 피드백 노드에 리플 전압을 출력하는 리플 전압 출력부; 상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 구동 신호를 출력하는 구동 신호 생성부; 및 상기 피드백 전압의 천이 상태에 따라 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하는 저항값 제어부를 포함하되, 상기 저항값 제어부는 상기 피드백 전압의 상승 천이 구간 동안 상기 피드백 저항들의 저항값을 감소시킨다.
이상과 같은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 변환 장치는, 낮은 소비 전력과 출력 전압의 안정성을 유지하면서 빠른 응답 특성을 만족시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 변환 장치의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 전압 변환부의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다.
도 3는 도 1에 나타낸 구동 신호 생성부의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다.
도 4는 도 1에 나타낸 천이 상태 탐지부(142)의 예시적인 구성을 나타내는 개념도와 그 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 5a는 도 1에 나타낸 피드백 회로부와 저항값 조절부의 구성의 일 실시 예를 보여주는 개념도이다.
도 5b는 도 1에 나타낸 피드백 회로부와 저항값 조절부의 구성의 다른 실시 예를 보여주는 개념도이다.
도 6은 전원 변환 장치의 출력 전압의 천이 상태와 피드백 저항의 저항값과의 관계를 예시적으로 보여주는 그래프이다.
도 7은 피드백 저항값에 따른 전원 변환 장치의 동작 특성을 예시적으로 보여주는 그래프이다.
도 8은 본 발명에 따른 저항값 조절부를 포함하는 전원 변환 장치 및 포함하지 않는 전원 변환 장치의 출력 전압의 응답 특성을 예시적으로 보여주는 그래프이다.
도 9는 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 일 실시 예로서 히스테리시스 벅 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다.
도 10은 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 다른 실시 예로서 비반전 벅 부스트 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다.
도 11은 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 또 다른 실시 예로서 부스트 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 히스테리시스 벅 컨버터를 포함하는 휴대용 장치의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 히스테리시스 벅 컨버터를 포함하는 전자 장치의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 14는 사용자 및 본 발명의 실시 예에 기초하여 구현된 전자 장치들을 포함하는 사물 인터넷(Internet of Things) 시스템을 나타낸 개념도이다.
전술한 특성 및 이하 상세한 설명은 모두 본 발명의 설명 및 이해를 돕기 위한 예시적인 사항이다. 즉, 본 발명은 이와 같은 실시 예에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수 있다. 다음 실시 형태들은 단지 본 발명을 완전히 개시하기 위한 예시이며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자들에게 본 발명을 전달하기 위한 설명이다. 따라서, 본 발명의 구성 요소들을 구현하기 위한 방법이 여럿 있는 경우에는, 이들 방법 중 특정한 것 또는 이와 동일성 있는 것 가운데 어떠한 것으로든 본 발명의 구현이 가능함을 분명히 할 필요가 있다.
본 명세서에서 어떤 구성이 특정 요소들을 포함한다는 언급이 있는 경우, 또는 어떤 과정이 특정 단계들을 포함한다는 언급이 있는 경우는, 그 외 다른 요소 또는 다른 단계들이 더 포함될 수 있음을 의미한다. 즉, 본 명세서에서 사용되는 용어들은 특정 실시 형태를 설명하기 위한 것일 뿐이고, 본 발명의 개념을 한정하기 위한 것이 아니다. 나아가, 발명의 이해를 돕기 위해 설명한 예시들은 그것의 상보적인 실시 예도 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자들이 일반적으로 이해하는 의미를 갖는다. 보편적으로 사용되는 용어들은 본 명세서의 맥락에 따라 일관적인 의미로 해석되어야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 용어들은, 그 의미가 명확히 정의된 경우가 아니라면, 지나치게 이상적이거나 형식적인 의미로 해석되지 않아야 한다. 이하 첨부된 도면을 통하여 본 발명의 실시 예가 설명된다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 변환 장치의 구성을 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 전원 변환 장치(100)는 전압 변환부(110), 피드백 회로부(120), 구동 신호 생성부(130), 저항값 제어부(140), 및 리플 전압 주입부(150)을 포함할 수 있다. 전원 변환 장치(100)는 입력 전압(Vin)을 제공받고 출력전압(Vout)을 출력할 수 있다.
전압 변환부(110)는 입력 전압(Vin)을 제공받을 수 있다. 전압 변환부(110)는 구동 신호(DS)를 제공받을 수 있다. 전압 변환부(110)는 구동 신호(DS)에 응답하여 출력 전압(Vout)을 출력할 수 있다. 전압 변환부(110)의 구성 및 동작에 관한 실시 예는 도 2에 대한 설명과 함께 더 언급된다.
피드백 회로부(120)는 출력 전압(Vout)을 전압 분배하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력할 수 있다. 피드백 회로부(120)는 출력 전압(Vout)을 분배하기 위한 피드백 저항들로 구성될 수 있다. 피드백 전압(Vfb)의 전압 레벨은 출력 전압(Vout)의 전압 값과 비례하여 제어될 수 있다. 피드백 회로부(120)의 구성 및 기능은 도 5a 및 도 5b에 대한 설명과 함께 더 언급된다.
구동 신호 생성부(130)는 피드백 전압(Vfb)을 입력받을 수 있다. 구동 신호 생성부(130)는 기준 전압(Vref)을 입력받을 수 있다. 구동 신호 생성부(130)는 입력받은 피드백 전압(Vfb)의 전압 레벨과 기준 전압(Vref)의 전압 레벨을 비교한다. 구동 신호 생성부(130)는 비교결과에 기초하여 구동 신호(DS)를 생성할 수 있다. 구동 신호 생성부(130)의 구성 및 동작에 관한 실시 예는 도 3에 대한 설명과 함께 더 언급된다.
저항값 제어부(140)는 천이 상태 탐지기(142)와 저항값 조절부(144)를 포함할 수 있다. 천이 상태 탐지기(142)는 피드백 전압(Vfb)의 전압 레벨과 기준 전압(Vref)의 전압 레벨을 비교하여 출력 전압(Vout)를 천이 상태에 대응하는 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다. 저항값 조절부(144)는 천이 상태 신호(TSS)에 응답하여 피드백 저항들의 저항값을 조절할 수 있다. 예를 들어, 저항값 제어부(140)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 구간 동안 피드백 저항들의 저항값을 감소시킬 수 있다.
리플 전압 주입부(150)는 리플 전압을 피드백 전압(Vfb)이 출력되는 노드로 출력할 수 있다. 예시적으로, 리플 전압 주입부(150)는 임피던스 소자와 리액턴스 소자들로 구성될 수 있다.
도 2는 도 1에 나타낸 전압 변환부의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다. 도 2를 참조하면, 전압 변환부(110)는 제 1 트랜지스터(TR1), 제 2 트랜지스터(TR2), 인턱터(L), 및 커패시터(C)를 포함할 수 있다.
제 1 트랜지스터(TR1)의 일단은 입력 전압(Vin)을 제공받기 위한 노드에 연결될 수 있다. 제 2 트랜지스터(TR2)는 제 1 트랜지스터(TR1)의 타단과 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)는 각각 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)에 의해 제어될 수 있다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)는 구동 신호 생성부(130, 도 1 참조)에 의해 생성되는 구동 신호(DS, 도 1 참조)에 포함될 수 있다. 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)는 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)에 각각 응답하여 순차적으로 턴-온(Turn-on)될 수 있다.
인덕터(L)의 일단은 제 1 트랜지스터(TR1)의 타단에 연결될 수 있다. 제 1 트랜지스터(TR1)가 턴-온되고 제 2 트랜지스터(TR2)가 턴-오프(Turn-off)되면, 입력 전압(Vin)에 의해 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류의 크기가 커질 수 있다. 반면, 제 1 트랜지스터(TR1)가 턴-오프되고 제 2 트랜지스터(TR2)가 턴-온되면, 접지 전압에 의해 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류의 크기가 감소될 수 있다. 위 과정에 따라 인덕터(L)를 통해 출력 전압(Vout) 출력될 수 있다.
커패시터(C)는 출력 전압(Vout)을 출력하기 위한 노드와 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. 커패시터(C)는 출력 전압(Vout)을 안정적으로 출력하기 위해 연결될 수 있다.
전압 변환부(110)는 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 턴-온 및 턴-오프 시간을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 조절할 수 있다.
도 2에서, 인덕터(L)는 개별(Discrete) 인덕터이고 커패시터(C1)는 개별 커패시터인 것으로 도시되었다. 그러나, 도 2는 이해를 돕기 위한 개념적인 도면일 뿐이다. 예컨대, 인덕터(L)는 연산 증폭기(Operational Amplifier) 및 커패시터를 포함하는 시뮬레이티드 인덕터(Simulated Inductor)로 구현될 수 있다. 커패시터(C)는 전하를 충전하고 방전시킬 수 있는 어떠한 소자로든 구현될 수 있다. 나아가, 도 2는 전압 변환부(110)의 예시적인 구성을 나타낸 것일 뿐이고, 전압 변환부(110)는 도 2에 나타낸 것과 다른 구성을 가질 수 있다. 도 2는 본 발명의 기술 사상을 제한하기 위한 것은 아니다.
도 3는 도 1에 나타낸 구동 신호 생성부의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다. 도 3을 참조하면, 구동 신호 생성부(130)는 히스테리시스 비교기(132) 및 게이트 제어부(134)를 포함할 수 있다.
히스테리시스 비교기(132)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)을 비교하여 비교 신호(COMP)를 출력할 수 있다. 여기에서 기준 전압(Vref)은 제 1 히스테리시스 문턱 전압 및 제 2 히스테리시스 문턱 전압을 포함할 수 있다. 예시적으로, 히스테리시스 비교기(132)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨이 제 1 히스테리시스 문턱 전압보다 높아지는 경우 논리 '하이' 상태의 비교 신호(COMP)를 출력할 수 있다. 반면, 논리 '하이'를 출력 중인 경우, 피드백 전압(Vfb)의 레벨이 제 2 히스테리시스 문턱 전압보다 낮아지는 경우에 논리 '로우' 상태의 비교 신호(COMP)를 출력할 것이다.
게이트 제어부(134)는 비교 신호(COMP)를 입력받아 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)를 출력할 수 있다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)는 전압 변환부(110)의 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 온/오프 동작을 제어하기 위한 신호이다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)의 논리 상태는 출력 전압(Vout)을 전압 분배한 전압인 피드백 전압(Vfb)의 천이 상태 변화에 대응하여 변할 것이다.
도 4는 도 1에 나타낸 천이 상태 탐지부(142)의 예시적인 구성을 나타내는 개념도와 그 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다. 천이 상태 탐지부(142)는 상태 비교기(SC)를 포함할 수 있다.
상태 비교기(SC)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)을 입력받아 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다. 천이 상태 신호(TSS)는 출력 전압(Vout)의 천이 상태에 대응하는 신호일 수 있다. 예시적으로, 천이 상태 신호(TSS)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 구간 동안 논리 '하이' 상태를 유지하며, 그 이외의 구간 동안 논리 '로우' 상태를 유지하는 신호일 수 있다. 상태 비교기(SC)의 보다 자세한 동작을 도 4의 타이밍도를 참조하여 설명한다.
t0 시점에서, 기준 전압(Vref)이 상태 비교기(SC)로 인가되고, 피드백 전압(Vfb)의 레벨은 상승하기 시작한다. 상태 비교기(SC)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨 차이를 비교하여 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다. 상태 비교기(SC)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨 차이가 상태 비교기(SC)의 문턱전압(Vth)과 같아지는 t1 시점까지 논리 '로우' 상태의 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다.
t1 시점에서, 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨 차이가 상태 비교기(SC)의 문턱전압(Vth)과 같아지며, t1 시점 이후부터 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨 차이가 점점 커진다. 상태 비교기(SC)는 t1 시점부터 논리 '하이' 상태의 제 1 천이 상태 신호(TSS1)를 출력한다. 여기에서, 논리 '하이' 상태의 천이 상태 신호(TSS)는 피드백 전압(Vfb)이 상승하고 있음을 의미할 수 있다. 피드백 전압(Vfb)은 출력 전압(Vout)을 전압 분배한 전압이므로, 결과적으로 논리 '하이' 상태의 천이 상태 신호(TSS)는 출력 전압(Vout)이 상승하고 있음을 의미할 수 있다.
t2 시점에서, 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨 차이가 상태 비교기(SC)의 문턱전압(Vth)과 같아지게 된다. 이때, 상태 비교기(SC)는 천이 상태 신호의 출력을 논리 '로우'로 천이시킨다. 즉, 상태 비교기(SC)는 논리 '로우' 상태의 제 2 천이 상태 신호(TSS2)를 출력할 것이다. t2 시점 이후에도 피드백 전압(Vfb)은 일정 시간 동안 상승하나, 상태 비교기(SC)는 t2 시점에서 천이 상태 신호의 논리 상태를 변경시킨다. 이는, 천이 상태 신호(TSS)에 따른 피드백 저항값의 변화에 의한 출력 전압(Vout)의 오버슈팅(overshooting)을 제한하기 위함이다.
상술한 천이 상태 신호(TSS)의 논리 상태는 예시적인 것이며, 제 1 천이 상태 신호(TSS1)가 논리 '로우' 상태, 제 2 천이 상태 신호(TSS2)가 논리 '하이' 상태 신호일 수도 있음은 잘 이해될 것이다.
결과적으로, 상태 비교기(SC)는 피드백 전압(Vfb)의 상승 천이 구간을 탐지하고 이에 대응하는 제 1 천이 상태 신호(TSS1)을 출력하고, 나머지 천이 구간 동안에는 제 2 천이 상태 신호(TSS2)를 출력한다.
상술한 바와 같이, 천이 상태 탐지부(142)는 출력 전압(Vout)의 천이 상태를 탐지하고 이에 대응하는 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다. 천이 상태 탐지부(142)는 출력 전압(Vout)이 상승 천이 상태에 있음을 나타내는 제 1 천이 상태 신호(TSS1)를 출력할 수 있다.
도 5A 및 도 5B는 도 1에 나타낸 피드백 회로부와 저항값 조절부의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다. 도 5A 및 도 5B를 참조하면, 피드백 회로부(120)는 피드백 저항들(Rfb1, Rfb2)를 포함할 수 있다. 저항값 조절부(144)는 조절 저항들(Ra1, Ra2)과 스위치들(SW1, SW2)을 포함할 수 있다.
도 5A는 도 1에 나타낸 피드백 회로부와 저항값 조절부의 구성의 일 실시 예를 보여준다.
피드백 회로부(120)는 출력 전압(Vout)을 전압 분배하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력하기 위한 제 1 피드백 저항(Rfb1) 및 제 2 피드백 저항(Rfb2)을 포함할 수 있다. 피드백 전압(Vfb)의 레벨은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값에 비례하여 조절될 수 있다. 예시적으로, 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)이 동일한 저항값을 가지는 경우, 피드백 전압(Vfb)의 레벨은 출력 전압(Vout) 레벨의 절반일 것이다.
저항값 조절부(144)는 제 1 스위치(SW1)의 턴-온/턴-오프 동작에 따라 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 병렬로 연결되거나 그 연결이 해제되는 제 1 조절 저항(Ra1)을 포함할 수 있다. 저항값 조절부(144)는 제 2 스위치(SW2)의 턴-온/턴-오프 동작에 따라 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 병렬로 연결되거나 그 연결이 해제되는 제 2 조절 저항(Ra2)을 포함할 수 있다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 천이 상태 신호(TSS)에 응답하여 턴-온/턴-오프될 수 있다. 예시적으로, 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 도 4의 제 1 천이 상태 신호(TSS1)에 응답하여 턴-온 될 수 있다. 예시적으로 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 도 4의 제 2 천이 상태 신호(TSS2)에 응답하여 턴-오프 될 수 있다.
제 1 스위치(SW)가 턴-온 되는 경우, 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)은 서로 병렬로 연결될 것이다. 제 2 스위치(SW2)가 턴-온 되는 경우, 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)는 서로 병렬로 연결될 것이다. 여기에서, 병렬로 연결된 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)의 등가 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 저항값보다 작을 것이다. 또한, 병렬로 연결된 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 등가 저항값은 제 2 피드백 저항(Rfb1)의 저항값보다 작을 것이다. 이 경우, 전원 변환 장치(100, 도 1 참조)의 피드백 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)의 등가 저항값과 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 등가 저항값이 될 것이다.
예시적으로, 제 1 조절 저항(Ra1)의 저항값은 제 1 조절 저항(Ra1)이 제 1 피드백 저항(Rfb1)에 연결되었을 경우의 등가 저항값이 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 저항값의 0.1배가 되도록 설정될 수 있다. 예시적으로, 제 2 조절 저항(Ra2)의 저항값은 제 2 조절 저항(Ra2)이 제 2 피드백 저항(Ra2)에 연결되었을 경우의 등가 저항값이 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값의 0.1배가 되도록 설정될 수 있다. 상술한 저항값은 예시적인 것이며, 제 1 조절 저항(Ra1) 및 제 2 조절 저항(Ra2)의 저항값은 이에 한정되지 않고 다양하게 설정될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)가 턴-오프 되는 경우, 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1) 및 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 연결이 각각 끊어지게 된다. 이 경우, 전원 변환 장치(100, 도 1 참조)의 피드백 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값이 될 것이다.
도 5B는 도 1에 나타낸 피드백 회로부와 저항값 조절부의 구성의 다른 실시 예를 보여준다. 도 5B를 참조하면 피드백 회로부(120)는 피드백 저항들(Rfb1, Rfb2)를 포함할 수 있다. 저항값 조절부(144)는 조절 저항들(Ra1, Ra2)과 스위치들(SW1, SW2)을 포함할 수 있다. 피드백 회로부(120)의 구성은 도 5A의 피드백 회로부의 구성과 동일하므로 이에 대한 설명은 생략한다.
제 1 조절 저항(Ra1)은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 직렬로 연결된다. 제 1 스위치(SW1)은 제 1 조절 저항(Ra1)과 병렬로 연결된다. 제 2 조절 저항(Ra2)은 제 2 피드백 저항과 직렬로 연결된다. 제 2 스위치(SW2)는 제 2 조절 저항(Ra2)과 병렬로 연결된다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)가 오프(OFF) 상태인 경우, 출력 전압(Vout)의 전압 분배는 제 1 조절 저항(Ra1)과 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 등가 저항값과 제 2 조절 저항(Ra2)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 등가 저항값에 비례하여 이루어질 것이다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)가 턴-온 상태인 경우, 출력 전압(Vout)의 전압 분배는 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 저항값과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값에 비례하여 이루어질 것이다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 제 1 천이 상태 신호(TSS1, 도 4 참조)에 응답하여 턴-온 될 수 있다. 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 제 2 천이 상태 신호(TSS2, 도 4 참조)에 응답하여 턴-오프 될 수 있다.
예시적으로, 제 1 조절 저항(Ra1)의 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)의 등가 저항값이 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 저항값의 0.1배가 되도록 설정될 수 있다. 예시적으로, 제 2 조절 저항(Ra2)의 저항값은 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 등가 저항값이 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값의 0.1배가 되도록 설정될 수 있다. 상술한 저항값은 예시적인 것이며, 제 1 조절 저항(Ra1) 및 제 2 조절 저항(Ra2)의 저항값은 이에 한정되지 않고 다양하게 설정될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 5A 및 도 5B에서 저항값 조절부(144)의 구성 및 그 동작을 설명하였으나, 이는 예시적인 것이며 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 각 피드백 저항들(Rfb1, Rfb2)이 가변형으로 제공되고, 천이 상태 신호(TSS)에 따라 저항값의 크기가 제어될 수 있는 것으로도 구성될 수 있을 것이다. 이 경우, 천이 상태 신호(TSS)가 출력 전압의 상승 천이 상태를 나타낸다면, 가변형 피드백 저항의 저항값들은 그 저항값이 감소하도록 제어될 수 있을 것이다.
상술한 도 1 내지 도 5에 따른 구성을 포함하는 전원 변환 장치(100)는 출력 전압(Vout)의 상승하는 경우(상승 천이), 피드백 저항들의 저항값들을 조절하여 출력 전압(Vout)의 상승 천이 속도를 빠르게 할 수 있다. 즉, 천이 상태 탐지부(142)를 통해 출력 전압(Vout)의 상승 천이 여부를 탐지하고, 출력 전압(Vout)이 상승 천이 상태인 경우, 저항값 조절부(144)를 통해 피드백 저항들의 저항값이 감소되도록 저항값을 조절할 수 있다. 또한, 저항값 조절부(144)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 구간을 제외한 구간 동안에는 피드백 저항들의 저항값이 감소되기 전의 저항값을 유지하도록 제어될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 전원 변환 장치(100)는 피드백 저항들의 저항값을 조절하여 출력 전압(Vout)의 상승 천이 속도를 증가시킬 수 있다.
도 6은 전원 변환 장치의 출력 전압의 천이 상태와 피드백 저항의 저항값과의 관계를 예시적으로 보여주는 그래프이다. 도 6을 참조하면, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 540㏀, 54㏀, 및 5.4㏀ 일 때의 출력 전압(Vout)의 파형이 각각 도시되어 있다.
피드백 저항(Rfb1)이 540㏀인 경우, 출력 전압(Vout)이 목표 전압에 도달하기까지 약 20uSec가 소요되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 이 경우 출력 전압(Vout)은 오버슈팅이 없이 목표 전압에 도달하는 것을 확인할 수 있다.
피드백 저항(Rfb1)이 54㏀인 경우, 출력 전압(Vout)이 목표 전압에 도달하기까지 약 10uSec가 소요되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 이 경우 출력 전압(Vout)은 오버슈팅이 발생함을 확인할 수 있다.
피드백 저항(Rfb1)이 5.4㏀인 경우, 출력 전압(Vout)은 목표 전압에 수렴하지 않고 진동함을 확인할 수 있다.
전원 변환 장치(100)는 입력 전압을 입력받아 원하는 레벨의 출력 전압을 출력하기 위해 사용된다. 따라서, 출력 전압(Vout)이 진동하는 경우에는 전원 변환 장치(100)로서의 역할을 수행하지 못한다.
만약, 전원 변환 장치(100)가 목표 전압까지 빠르게 출력 전압을 상승시켜야 하는 경우, 상술한 바와 같이 540㏀의 피드백 저항(Rfb1) 사용하는 것보다는 54㏀의 피드백 저항(Rfb1)을 사용하는 것이 바람직하다. 다만, 이 경우, 540㏀을 사용하는 경우에 비해 출력 전압의 안정성은 떨어질 것이다. 따라서, 출력 전압(Vout)가 목표 전압에 도달한 경우에는 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 540㏀을 유지하는 것이 회로의 안정성 측면에서 바람직할 것이다.
본 발명에 따른 전원 변환 장치(100)는 상술한 바와 같이, 출력 전압(Vout)을 빠르게 상승시키기 위해 저항값 제어부(140)는 피드백 저항(Rfb1)의 저항값을 변경할 수 있다. 이를 위해, 본 발명에 따른 전원 변환 장치(100)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 구간에서 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 감소하도록 조절하여 출력 전압(Vout)이 보다 빠르게 목표 전압에 도달하도록 할 수 있다.
도 7은 피드백 저항값에 따른 전원 변환 장치의 동작 특성을 보여주는 그래프이다. 도 7의 (a)는 피드백 저항값에 따른 전원 변환 장치의 페이즈 마진(phase marging)을 보여주며, 도 7의 (b)는 피드백 저항값에 따른 전원 변환 장치의 개루프 DC 이득(open-loop DC gain) 및 대역폭(bandwidth)를 보여준다.
도 7의 (a)를 참조하면, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 감소함에 따라 페이즈 마진이 감소함을 확인할 수 있다. 즉, 피드백 저항(Rfb1)이 5.4㏀인 경우의 페이즈 마진은 약 0°이고, 피드백 저항(Rfb1)이 54㏀인 경우의 페이즈 마진은 약 37°, 그리고 피드백 저항(Rfb1)이 540㏀인 경우의 페이즈 마진은 약 73°인 것을 확인할 수 있다.
도 7의 (b)를 참조하면, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 감소함에 따라 대역폭 및 개루프 DC 이득이 증가함을 확인할 수 있다. 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 540㏀인 경우, 대역폭은 약 230kHz이고, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 54㏀인 경우, 대역폭은 약 330kHz인 것을 확인할 수 있다.
상술한 바와 같이, 피드백 저항의 저항값은 전원 변환 장치의 시스템 루프 특성에 영향을 미침을 확인할 수 있다. 즉, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 감소하면, 개루프 DC 이득 및 대역폭은 증가하고 그리고 시스템 안정성이 나빠질 것이다. 반대로, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 증가하면, 개루프 DC 이득 및 대역폭은 감소하고 그리고 시스템 안정성이 좋아질 것이다.
결론적으로, 피드백 저항(Rfb1)의 저항값이 감소할수록, 전원 변환 장치의 출력 전압이 보다 빠르게 상승할 것이다.
도 8은 본 발명에 따른 저항값 조절부를 포함하는 전원 변환 장치 및 포함하지 않는 전원 변환 장치의 출력 전압의 응답 특성을 예시적으로 보여주는 그래프이다.
도 8을 참조하면, 본 발명에 따른 저항값 제어부(140, 도 1 참조)를 포함하는 전원 변환 장치(100)의 경우, 그렇지 않은 전원 변환 장치에 비해 출력 전압(Vout)이 목표 전압(예컨대, 3V)에 도달하는 시간이 더 짧음을 확인할 수 있다. 저항값 제어부(140)를 포함하는 전원 변환 장치의 경우, 출력 전압(Vout)이 목표 전압에 도달하기 위해 20uSec가 소요됨을 확인할 수 있다. 반면에, 저항값 제어부(140)를 포함하지 않는 전원 변환 장치의 경우, 출력 전압(Vout)이 목표 전압에 도달하기 위해서는 30uSec가 소요됨을 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 전원 변환 장치(100)는 피드백 저항의 저항값을 조절하여 출력 전압(Vout)의 빠른 응답 특성을 구현할 수 있다.
도 9는 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 일 실시 예로서 히스테리시스 벅 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다. 도 9를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(200)는 전압 변환부(210), 피드백 회로부(220), 구동 신호 생성부(230), 천이 상태 탐지부(240), 저항값 조절부(250), 및 리플 전압 주입부(260)을 포함할 수 있다. 히스테리시스 벅 컨버터(200)는 입력 전압(Vin)을 제공받아 이를 스텝다운하여 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다. 즉, 히스테리시스 벅 컨버터(200)는 입력 전압(Vin)의 레벨을 다운시켜 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다.
전압 변환부(210)는 제 1 트랜지스터(TR1), 제 2 트랜지스터(TR2), 인턱터(L), 및 커패시터(C)를 포함할 수 있다.
제 1 트랜지스터(TR1)의 일단은 입력 전압(Vin)을 제공받기 위한 노드에 연결될 수 있다. 제 2 트랜지스터(TR2)는 제 1 트랜지스터(TR1)의 타단과 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)는 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)에 각각 응답하여 순차적으로 턴-온 될 수 있다.
제 1 트랜지스터(TR1)가 턴-온 되고 제 2 트랜지스터(TR2)가 턴-오프 되면, 입력 전압(Vin)에 의해 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류의 크기가 커질 수 있다. 반면, 제 1 트랜지스터(TR1)가 턴-오프 되고 제 2 트랜지스터(TR2)가 턴-온 되면, 접지 전압에 의해 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류의 크기가 감소될 수 있다. 위 과정에 따라 인덕터(L)를 통해 출력 전압(Vout)이 출력될 수 있다.
커패시터(C)는 출력 전압(Vout)을 출력하기 위한 노드와 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. 커패시터(C)는 출력 전압(Vout)을 안정적으로 출력하기 위해 연결될 수 있다.
전압 변환부(210)는 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 턴-온 및 턴-오프 시간을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 조절할 수 있다.
피드백 회로부(220)는 제 1 피드백 저항(Rfb1) 및 제 2 피드백 저항(Rfb2)을 포함할 수 있다. 피드백 회로부(220)는 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값에 비례하여 출력 전압(Vout)을 전압 분배하여 피드백 전압(Vfb)으로 출력할 수 있다.
구동 신호 생성부(230)는 히스테리시스 비교기(132) 및 게이트 제어부(134)를 포함할 수 있다.
히스테리시스 비교기(232)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)을 비교하여 비교 신호(COMP)를 출력할 수 있다. 여기에서 기준 전압(Vref)은 제 1 히스테리시스 문턱 전압 및 제 2 히스테리시스 문턱 전압을 포함할 수 있다. 예시적으로, 히스테리시스 비교기(232)는 피드백 전압(Vfb)의 레벨이 제 1 히스테리시스 문턱 전압보다 높아지는 경우 논리 '하이' 상태의 비교 신호(COMP)를 출력할 수 있다. 반면, 논리 '하이'를 출력 중인 경우, 피드백 전압(Vfb)의 레벨이 제 2 히스테리시스 문턱 전압보다 낮아지는 경우에 논리 '로우' 상태의 비교 신호(COMP)를 출력할 것이다. 이러한 히스테리시스 비교기(232)의 구동 방식은 상술한 출력 방식과는 반대로 동작되도록 설정될 수도 있음은 잘 이해될 것이다.
게이트 제어부(234)는 비교 신호(COMP)를 입력받아 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)를 출력할 수 있다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)는 전압 변환부(210)의 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 온/오프 동작을 제어할 수 있다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)의 논리 상태는 출력 전압(Vout)을 전압 분배한 전압인 피드백 전압(Vfb)의 천이 상태 변화에 대응하여 변할 것이다.
천이 상태 탐지부(240)는 상태 비교기(SC)를 포함할 수 있다. 상태 비교기(SC)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)을 입력받아 천이 상태 신호(TSS)를 출력할 수 있다. 천이 상태 신호(TSS)는 출력 전압(Vout)의 천이 상태에 대응하는 신호일 수 있다. 예시적으로, 천이 상태 신호(TSS)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 구간 동안 논리 '하이' 상태를 유지하며, 그 이외의 구간 동안 논리 '로우' 상태를 유지하는 신호일 수 있다.
저항값 조절부(250)는 제 1 스위치(SW1)의 온/오프 동작에 따라 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 병렬로 연결되거나 그 연결이 해제되는 제 1 조절 저항(Ra1)을 포함할 수 있다. 저항값 조절부(250)는 제 2 스위치(SW2)의 턴-온/턴-오프 동작에 따라 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 병렬로 연결되거나 그 연결이 해제되는 제 2 조절 저항(Ra2)을 포함할 수 있다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 천이 상태 신호(TSS)에 응답하여 턴-온/턴-오프 될 수 있다. 예시적으로, 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)는 출력 전압(Vout)의 상승 천이 상태에 대응하는 천이 상태 신호(TSS)에 응답하여 턴-온 될 수 있다.
제 1 스위치(SW)가 턴-온 되는 경우, 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)은 서로 병렬로 연결될 것이다. 제 2 스위치(SW2)가 온 되는 경우, 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)는 서로 병렬로 연결될 것이다. 여기에서, 병렬로 연결된 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)의 등가 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)의 저항값보다 작을 것이다. 또한, 병렬로 연결된 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 등가 저항값은 제 2 피드백 저항(Rfb1)의 저항값보다 작을 것이다. 이 경우, 히스테리시스 벅 컨버터(200)의 피드백 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1)의 등가 저항값과 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 등가 저항값일 것이다.
제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)가 턴-오프 되는 경우, 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 1 조절 저항(Ra1) 및 제 2 피드백 저항(Rfb2)과 제 2 조절 저항(Ra2)의 연결이 각각 끊어지게 된다. 이 경우, 히스테리시스 벅 컨버터(200)의 피드백 저항값은 제 1 피드백 저항(Rfb1)과 제 2 피드백 저항(Rfb2)의 저항값일 것이다.
리플 전압 주입부(260)는 임피던스 소자와 리액턴스 소자로 구성될 수 있다. 리플 전압 주입부(260)는 임피던스 소자인 저항(Rr)과 리액턴스 소자인 복수의 커패시터(Cr1, Cr2, Cr3)로 구성될 수 있다. 리플 전압 주입부(260)는 히스테리 시스 비교기(232)의 출력인 비교 신호(COMP)의 논리 상태를 변경하기 위한 리플 전압을 피드백 전압(Vfb)이 출력되는 노드에 인가할 수 있다.
상술한 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(200)에 따르면 출력 전압(Vout)이 상승하는 것이 탐지되는 경우, 피드백 저항들의 저항값을 감소시켜 출력 전압(Vout)의 상승 천이 속도를 빠르게 할 수 있다. 따라서, 피드백 저항들의 저항값을 조절하지 않은 경우에 비해 출력 전압(Vout)이 목표 전압에 도달하는 시간이 감소할 수 있다. 즉, 빠른 응답 특성을 구현할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(200)는 출력 전압이 상승하는 일정 구간 동안에만 피드백 저항의 저항값들을 감소시키고, 그 구간을 제외한 구간에서는 원래의 피드백 저항값을 유지함으로써, 출력 전압(Vout)의 불안정성을 특정 구간으로 제한할 수 있다.
도 10은 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 다른 실시 예로서 비반전 벅 부스트 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다. 도 10을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 비반전 벅 부스트 컨버터(300)는 전압 변환부(310), 피드백 회로부(320), 구동 신호 생성부(330), 천이 상태 탐지부(340), 저항값 조절부(350), 및 리플 전압 주입부(360)를 포함할 수 있다.
비반전 벅 부스트 컨버터(300)는 입력 전압(Vin)을 제공받아 이를 스텝업하여 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다. 즉, 비반전 벅 부스트 컨버터(300)는 입력 전압(Vin)의 레벨을 업시켜 입력 전압(Vin)과 동일한 위상의 출력 전압(Vout)을 출력할 수 있다.
피드백 회로부(320), 천이 상태 탐지부(340), 및 저항값 조절부(350)에 대한 구성은 도 8의 피드백 회로부(220), 천이 상태 탐지부(240), 및 저항값 조절부(250)과 동일하므로, 이에 대한 설명은 중복되는 범위 내에서 생략한다.
전압 변환부(310)는 제 1 트랜지스터(TR1), 제 2 트랜지스터(TR2), 제 3 트랜지스터(TR3), 제 4 트랜지스터(TR4), 인턱터(L), 및 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 전압 변환부(310)는 제 1 내지 제 4 트랜지스터(TR1~TR4)의 턴-온 및 턴-오프 시간을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 조절할 수 있다.
구동 신호 생성부(330)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨을 비교하여 생성된 비교 신호(COMP)에 응답하여 제 1 내지 제 4 트랜지스터(TR1~TR4)를 제어하는 제 1 내지 제 4 구동 신호들(DS1~DS4)를 생성할 수 있다. 제 1 내지 제 4 구동 신호들(DS1~DS4)에 응답하여 제 1 내지 제 4 트랜지스터(TR1~TR4)가 턴-온 및 턴-오프되어 입력 전압(Vin)의 레벨을 조절하여 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다.
리플 전압 주입부(360)는 임피던스 소자와 리액턴스 소자 및 인버터로 구성될 수 있다. 리플 전압 주입부(260)는 임피던스 소자인 저항(Rr)과 리액턴스 소자인 복수의 커패시터(Cr1, Cr2, Cr3) 및 인버터(INV)로 구성될 수 있다. 리플 전압 주입부(360)는 히스테리시스 비교기(332)의 출력인 비교 신호(COMP)의 논리 상태를 변경하기 위한 리플 전압을 피드백 전압(Vfb)이 출력되는 노드에 인가할 수 있다.
이상과 같은 본 발명에 따른 비반전 벅 부스트 컨버터(300)는 천이 상태 탐지부(340)와 저항값 조절부(350)를 통해 출력 전압(Vout)의 빠른 상승 천이 속도를 구현할 수 있다. 이를 위해 천이 상태 탐지부(340)에서 출력 전압(Vout)이 상승 천이 상태인지를 탐지할 수 있다. 저항값 조절부(350)는 출력 전압이 상승 천이 상태일 경우 비반적 벅 부스트 컨버터(300)의 피드백 저항들의 저항값을 감소시킬 수 있다. 이러한 피드백 저항들의 저항값을 감소시킴으로 인해, 출력 전압을 응답 특성을 빠르게 할 수 있다.
도 11은 본 발명에 따른 전원 변환 장치의 또 다른 실시 예로서 부스트 컨버터의 구성을 예시적으로 보여주는 개념도이다. 도 11을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 부스트 컨버터(400)는 전압 변환부(410), 피드백 회로부(420), 구동 신호 생성부(430), 천이 상태 탐지부(440), 저항값 조절부(450), 및 리플 전압 주입부(460)을 포함할 수 있다. 부스트 컨버터(400)는 입력 전압(Vin)을 제공받아 이를 스텝업하여 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다.
피드백 회로부(420), 천이 상태 탐지부(440), 저항값 조절부(450), 및 리플 전압 주입부(460)에 대한 구성은 도 9의 피드백 회로부(220), 천이 상태 탐지부(240), 저항값 조절부(250), 및 리플 전압 주입부(260)과 동일하므로, 이에 대한 설명은 중복되는 범위 내에서 생략한다.
전압 변환부(410)는 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2), 인덕터(L) 및 커패시터(Co)를 포함할 수 있다. 전압 변환부(410)는 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)의 턴-온 및 턴-오프 시간을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 조절할 수 있다.
구동 신호 생성부(430)는 피드백 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 레벨을 비교하여 생성된 비교 신호(COMP)에 응답하여 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)를 제어하는 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)를 생성할 수 있다. 제 1 구동 신호(DS1) 및 제 2 구동 신호(DS2)에 응답하여 제 1 트랜지스터(TR1) 및 제 2 트랜지스터(TR2)가 턴-온 및 턴-오프되어 입력 전압(Vin)의 레벨을 조절하여 출력 전압(Vout)으로 출력할 수 있다.
이상과 같은 본 발명에 따른 부스트 컨버터(400)는 천이 상태 탐지부(440)와 저항값 조절부(450)를 통해 출력 전압(Vout)의 상승 천이 속도를 빠르게 할 수 있다. 이를 위해 천이 상태 탐지부(440)에서 출력 전압(Vout)이 상승 천이 상태인지를 탐지할 수 있다. 저항값 조절부(450)는 출력 전압이 상승 천이 상태일 경우 부스트 컨버터(400)의 피드백 저항들의 저항값을 감소시킬 수 있다. 이러한 피드백 저항들의 저항값을 감소시킴으로 인해, 출력 전압을 응답 특성을 빠르게 할 수 있다.
상술한 도 9 내지 도 11의 전원 변환 장치들은 각각 본 발명에 따른 천이 상태 탐지부와 저항값 조절부를 포함하고 있다. 출력 전압(Vout)의 상승 천이 상태가 탐지되는 경우도 9 내지 도 11의 전원 변환 장치들 각각은 피드백 저항들의 저항값을 감소시킨다. 피드백 저항값의 감소로 인해 출력 전압(Vout)의 상승 천이 속도를 증가시킬 수 있다. 따라서, 출력 전압(Vout)이 보다 빠르게 목표 전압에 도달할 수 있다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 히스테리시스 벅 컨버터를 포함하는 휴대용 장치의 구성을 보여주는 블록도이다. 도 12를 참조하면, 휴대용 장치(1000)는 영상 처리부(1100), 무선 통신부(1200), 오디오 처리부(1300), 불휘발성 메모리(1400), SDRAM(Synchronous Dynamic Random Access Memory; 1500), 유저 인터페이스(1600), 메인 프로세서(1700), 및 전력 관리부(1800)를 포함할 수 있다. 실시 예로서, 휴대용 장치(1000)는 이동식 단말기, PDA(Portable Personal Assistant), PMP(Personal Media Player), 디지털 카메라, 스마트폰, 태블릿 등일 수 있다.
영상 처리부(1100)는 렌즈(1110)를 통해 빛을 제공받을 수 있다. 영상 처리부(1100)에 포함되는 이미지 센서(1120) 및 영상 신호 처리기(1130)는 제공받은 빛을 이용하여 영상을 생성할 수 있다.
무선 통신부(1200)는 안테나(1210), 스위치(1220), 히스테리시스 벅 컨버터(1230), 전력 증폭기(1240), 송수신기(1250), 및 모뎀(1260)을 포함할 수 있다.
스위치(1220)는 무선 통신부(1200)의 송신 또는 수신 모드에 따라 안테나(1210)와 전력 증폭기(1240) 또는 송수신기(1250)를 선택적으로 연결할 수 있다.
본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(1230)은 배터리로부터 전압(Vbat)을 인가받아 이를 스텝다운하여 전력 증폭기(1240)의 전원 전압으로 공급할 수 있다. 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(1230)는 피드백 저항값의 조절을 통해 출력 전압의 상승 천이 속도를 빠르게 제어할 수 있다.
전력 증폭기(1240)는 송수신기(1250)부터 RF 신호를 입력받아 이를 증폭하여 안테나(1210)로 출력한다. 전력 증폭기(1240)는 증폭할 RF 신호의 형태에 대응하는 형태의 전원 전압을 공급받는 경우 그 증폭 효율이 개선될 수 있다. 따라서 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(1230)를 사용하는 경우 빠르게 변하는 RF 신호의 형태에 대응하는 전원 전압을 전력 증폭기(1240)로 공급할 수 있어, 전력 증폭기(1240)의 증폭 효율이 개선될 수 있다. 전력 증폭기(1240)의 증폭 효율이 개선되는 경우, 결과적으로 휴대용 장치(1000)의 전원 효율성이 증가할 수 있다.
무선 통신부(1200)는 LTE(Long Term Evolution), WiMax, GSM(Global System for Mobile communication), CDMA(Code Division Multiple Access), Bluetooth, NFC(Near Field Communication), WiFi, RFID(Radio Frequency Identification) 등의 다양한 무선 통신 규약에 따라 휴대용 장치(1000)의 외부와 통신할 수 있다.
오디오 처리부(1300)는 오디오 신호 처리기(1310), 마이크(1320), 및 스피커(1330)를 이용하여 오디오 신호를 처리할 수 있다. 불휘발성 메모리(1400)는 보존을 필요로 하는 데이터를 저장할 수 있다. 실시 예로서, 불휘발성 메모리(1400)는 낸드 플래시 메모리(NAND-type Flash Memory), PRAM(Phase-change RAM), MRAM(Magneto-resistive RAM), ReRAM(Resistive RAM), FRAM(Ferro-electric RAM), 노어 플래시 메모리(NOR-type Flash Memory) 등일 수 있다. 또는, 불휘발성 메모리(1400)는 이종의 메모리를 동시에 포함할 수 있다. SDRAM(1500)은 휴대용 장치(1000)의 작동에 이용되는 데이터를 임시로 저장할 수 있다. SDRAM(1500)은 휴대용 장치(1000)의 워킹(Working) 메모리, 연산(Operation) 메모리, 버퍼(Buffer) 메모리 등으로 이용될 수 있다.
유저 인터페이스(1600)는 메인 프로세서(1700)의 제어에 따라 사용자와 휴대용 장치(1000) 사이의 통신을 중계할 수 있다. 예로서, 유저 인터페이스(1600)는 키보드, 키패드, 버튼, 터치 패널, 터치 스크린, 터치 패드, 터치 볼, 카메라, 마이크, 자이로스코프 센서, 진동 센서 등의 입력 인터페이스를 포함할 수 있다. 나아가, 유저 인터페이스(1600)는 표시 장치, 모터 등의 출력 인터페이스를 포함할 수 있다. 예컨대, 표시 장치는 LCD(Liquid Crystal Display), OLED(Organic Light Emitting Diode) 디스플레이, AMOLED(Active Matrix OLED) 디스플레이, LED 등일 수 있다.
메인 프로세서(1700)는 휴대용 장치(1000)의 전반적인 작동을 제어할 수 있다. 영상 처리부(1100), 무선 통신부(1200), 오디오 처리부(1300), 불휘발성 메모리(1400), SDRAM(1500), 및 전력 관리부(1800)는 메인 프로세서(1700)의 제어에 따라 유저 인터페이스(1600)를 통해 제공되는 사용자 명령을 수행할 수 있다. 또는, 영상 처리부(1100), 무선 통신부(1200), 오디오 처리부(1300), 불휘발성 메모리(1400), SDRAM(1500), 및 전력 관리부(1800)는 메인 프로세서(1700)의 제어에 따라 유저 인터페이스(1600)를 통해 사용자에게 정보를 제공할 수 있다. 메인 프로세서(1700)는 SoC(System on Chip)로 구현될 수 있다. 실시 예로서, 메인 프로세서(1700)는 어플리케이션 프로세서일 수 있다.
전력 관리부(1800)는 휴대용 장치(1000)의 작동에 필요한 전력을 관리할 수 있다. 전력 관리부(1800)는 무선 전력 전달 관리부(1810) 및 메인 전력 관리부(1820)를 포함할 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 히스테리시스 벅 컨버터를 포함하는 전자 장치의 구성을 보여주는 블록도이다. 도 13을 참조하면, 전자 장치(2000)는 프로세서(2100), 메모리(2200), 스토리지(2300), 통신 회로 블록(2400), 유저 인터페이스(2500), 및 전력 관리 블록(2600)을 포함할 수 있다. 실시 예로서, 전자 장치(2000)는 컴퓨터, 태블릿, 또는 웨어러블 디바이스일 수 있다.
프로세서(2100)는 전자 장치(2000)의 전반적인 작동을 제어할 수 있다. 실시 예로서, 프로세서(2100)는 어플리케이션 프로세서일 수 있다. 또는, 프로세서(2100)는 범용 또는 워크스테이션용 프로세서일 수 있다.
메모리(2200)는 전자 장치(2000)의 작동에 이용되는 데이터를 임시로 저장할 수 있다. 메모리(2200)는 프로세서(2100)와 데이터를 교환할 수 있다. 메모리(2200)는 전자 장치(2000)의 워킹 메모리, 연산 메모리, 버퍼 메모리 등으로 이용될 수 있다. 실시 예로서, 메모리(2200)는 SRAM(Static RAM), DRAM, SDRAM 등과 같은 휘발성 메모리, 또는 플래시 메모리, PRAM, MRAM, ReRAM, 및 FRAM과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다. 메모리(2200)는 하나 이상의 메모리 모듈 또는 하나 이상의 메모리 패키지를 포함할 수 있다.
스토리지(2300)는 보존을 필요로 하는 데이터를 저장할 수 있다. 실시 예로서, 스토리지(2300)는 플래시 메모리, PRAM, MRAM, ReRAM, 및 FRAM과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다. 실시 예로서, 스토리지(2300)는 eMMC(Embedded Multimedia Card)와 같은 메모리 카드일 수 있다.
통신 회로 블록(2400)은 프로세서(2100)의 제어에 따라 전자 장치(2000)의 외부와 통신할 수 있다. 통신 회로 블록(1240)은 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(200, 도 6 참조)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 히스테리시스 벅 컨버터(200)는 출력 전압의 상승 천이 속도를 빠르게 증가시킬 수 있다. 따라서, RF 신호를 증폭하는 증폭기의 증폭 효율을 개선할 수 있다. 이는 결과적으로, 전자 장치(2000)의 전원 효율을 개선할 수 있다. 통신 회로 블록(2400)은 유선 또는 무선 통신 규약에 따라 전자 장치(4000)의 외부와 통신할 수 있다. 예로서, 통신 회로 블록(4400)은 LTE(Long Term Evolution), WiMax, GSM, CDMA, Bluetooth, NFC, WiFi, RFID 등의 다양한 무선 통신 규약, 또는 USB(Universal Serial Bus), SCSI(Small Computer System Interface), PCI(Peripheral Component Interconnect) Express, ATA(Advanced Technology Attachment), PATA(Parallel ATA), SATA(Serial ATA), SAS(Serial Attached SCSI), IDE(Integrated Drive Electronics), Firewire 등의 다양한 유선 통신 규약 중 적어도 하나에 따라 전자 장치(2000)의 외부와 통신할 수 있다.
유저 인터페이스(2500)는 프로세서(2100)의 제어에 따라 사용자와 전자 장치(2000) 사이의 통신을 중계할 수 있다. 실시 예로서, 유저 인터페이스(2500)는 키패드, 버튼, 터치 패널, 터치 스크린, 터치 패드, 터치 볼, 카메라, 마이크, 자이로스코프 센서, 진동 센서 등의 입력 인터페이스를 포함할 수 있다. 나아가, 유저 인터페이스(2500)는 LCD, OLED 표시 장치, AMOLED 표시 장치, LED, 스피커, 모터 등의 출력 인터페이스를 포함할 수 있다.
전력 관리 블록(2600)은 전자 장치(2000)의 작동에 필요한 전력을 관리할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 프로세서들, 메모리들, 및 회로들은 다양한 형태의 반도체 패키지를 이용하여 실장될 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시 예에 따른 직류-직류 변환 회로 및 전력 관리 칩 패키지는 PoP(Package on Package), BGAs(Ball Grid Arrays), CSPs(Chip Scale Packages), PLCC(Plastic Leaded Chip Carrier), PDIP(Plastic Dual In-line Package), Die in Waffle Pack, Die in Wafer Form, COB(Chip On Board), CERDIP(Ceramic Dual In-line Package), MQFP(Metric Quad Flat Pack), TQFP(Thin Quad Flat Pack), SOIC(Small Outline Integrated Circuit), SSOP(Shrink Small Outline Package), TSOP(Thin Small Outline Package), SIP(System In Package), MCP(Multi Chip Package), WFP(Wafer-level Fabricated Package), WSP(Wafer-Level Processed Stack Package) 등의 패키지를 이용하여 실장될 수 있다.
도 14는 사용자 및 본 발명의 실시 예에 기초하여 구현된 전자 장치들을 포함하는 사물 인터넷(Internet of Things) 시스템을 나타낸 개념도이다.
전자 장치들(3300 내지 3304) 각각은 컴퓨터, 이동식 단말기, PDA, PMP, 디지털 카메라, 스마트폰, 태블릿, 또는 웨어러블 디바이스 등일 수 있다. 전자 장치들(3300 내지 3304) 각각은 본 발명의 실시 예에 기초하여 구현될 수 있다. 전자 장치들(3300 내지 3304) 각각은 무선 통신을 위한 무선 통신부(1200, 도 11 참조)를 포함할 수 있다. 따라서, 전자 장치들(3300 내지 3304)의 전원 효율이 개선될 수 있다.
전자 장치들(3300 내지 3304) 각각은 사용자(3100)와 정보를 교환할 수 있다. 전자 장치들(3300 내지 3304) 각각은 서로 정보를 교환할 수 있다. 사용자 및 전자 장치들(3300 내지 3304)은 인터넷을 통해 서로 정보를 교환할 수 있다.
각각의 개념도에 나타낸 구성은 단지 개념적인 관점에서 이해되어야 한다. 본 발명의 이해를 돕기 위해, 개념도에 나타낸 구성 요소 각각의 형태, 구조, 크기 등은 과장 또는 축소되어 표현되었다. 실제로 구현되는 구성은 각각의 개념도에 나타낸 것과 다른 물리적 형상을 가질 수 있다. 각각의 개념도는 구성 요소의 물리적 형상을 제한하기 위한 것이 아니다.
각각의 블록도에 나타낸 장치 구성은 발명의 이해를 돕기 위한 것이다. 각각의 블록은 기능에 따라 더 작은 단위의 블록들로 형성될 수 있다. 또는, 복수의 블록들은 기능에 따라 더 큰 단위의 블록을 형성할 수 있다. 즉, 본 발명의 기술 사상은 블록도에 도시된 구성에 의해 한정되지 않는다.
이상에서 본 발명에 대한 실시 예를 중심으로 본 발명이 설명되었다. 다만, 본 발명이 속하는 기술 분야의 특성상, 본 발명이 이루고자 하는 목적은 본 발명의 요지를 포함하면서도 위 실시 예들과 다른 형태로 달성될 수 있다. 따라서, 위 실시 예들은 한정적인 것이 아니라 설명적인 측면에서 이해되어야 한다. 즉, 본 발명의 요지를 포함하면서 본 발명과 같은 목적을 달성할 수 있는 기술 사상은 본 발명의 기술 사상에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
따라서, 본 발명의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위 내에서 수정 또는 변형된 기술 사상은 본 발명이 청구하는 보호 범위에 포함되는 것이다. 또한, 본 발명의 보호 범위는 위 실시 예들로 한정되는 것이 아니다.
100: 전원 변환 장치 110: 전압 변환부
120: 피드백 회로부 130: 구동 신호 생성부
132: 히스테리시스 비교기 134: 게이트 제어부
140: 저항값 제어부 142: 천이 상태 탐지부
144: 저항값 조절부 200: 히스테리시스 벅 컨버터
200: 히스테리시스 벅 컨버터 300: 비반전 벅 부스트 컨버터
400: 부스트 컨버터 1000: 사용자 장치
2000: 전자 장치 3000: 사물 인터넷 시스템

Claims (10)

  1. 구동 신호에 응답하여 입력 전압의 전압 레벨을 변경하여 출력 전압으로 출력하는 전압 변환부;
    상기 출력 전압을 전압 분배하기 위한 피드백 저항들을 포함하며, 상기 분배된 출력 전압을 피드백 전압으로 출력하는 피드백 회로부;
    상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 구동 신호를 출력하는 구동 신호 생성부;
    상기 피드백 전압의 레벨과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하여 상기 출력 전압의 천이 상태에 대응하는 천이 상태 신호를 출력하는 천이 상태 탐지부; 및
    상기 천이 상태 신호에 응답하여, 상기 출력 전압이 상승 천이 상태인 경우 상기 피드백 저항들의 저항값을 감소시키는 저항값 조절부를 포함하는 전원 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 변환부는:
    제 1 구동 신호에 응답하여 일단으로 제공되는 입력 전압을 타단으로 전달하는 제 1 트랜지스터;
    제 2 구동 신호에 응답하여 일단으로 제공되는 접지 전압을 타단으로 전달하는 제 2 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터의 타단에 연결되는 인덕터; 및
    상기 출력 전압을 출력하는 출력 노드와 접지 노드 사이에 연결되는 커패시터를 포함하는 전원 변환 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동 신호 생성부는:
    상기 피드백 전압의 레벨과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하여 비교 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기; 및
    상기 비교 신호에 따라 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터의 게이트로 상기 제 1 구동 신호 및 상기 제 2 구동 신호를 각각 출력하는 게이트 제어부를 포함하는 전원 변환 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 천이 상태 탐지부는 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨을 비교하기 위한 상태 비교기를 포함하며,
    상기 상태 비교기는 상기 피드백 전압이 상승하는 동안 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 큰 시점부터 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 작은 시점까지 제 1 천이 상태 신호를 출력하고, 나머지 구간 동안에는 제 2 천이 상태 신호를 출력하는 전원 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 천이 상태 신호와 상기 제 2 천이 상태 신호의 논리 상태는 서로 상보적인 전원 변환 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 저항값 조절부는
    상기 천이 상태 신호가 상기 제 1 천이 상태 신호인 경우 상기 피드백 저항들의 저항값을 감소시키고, 상기 천이 상태 신호가 상기 제 2 천이 상태 신호인 경우 상기 감소된 저항값을 감소되기 전의 저항값으로 조절하는 전원 변환 장치.
  7. 삭제
  8. 입력 전압을 스텝 다운하여 출력 전압으로 출력하는 히스테리시스 벅 컨버터에 있어서:
    상기 출력 전압을 분배하여 피드백 전압으로 출력하기 위한 피드백 저항들로 구성되는 피드백 회로부;
    상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨을 비교하여 비교 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기;
    상기 비교 신호를 참조하여 상기 입력 전압을 풀업 또는 풀다운하여 출력 전압으로 출력하는 전압 변환부; 및
    상기 피드백 전압의 천이 상태에 따라 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하는 저항값 제어부를 포함하되,
    상기 저항값 제어부는 상기 피드백 전압의 상승 천이 구간 동안 상기 피드백 저항들의 저항값을 감소시키는 히스테리시스 벅 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 저항값 제어부는:
    상기 피드백 전압의 레벨과 기준 전압의 레벨의 차이를 비교하여 상기 피드백 전압의 천이 상태에 대응하는 정보를 포함하는 천이 상태 신호를 출력하는 상태 비교기; 및
    상기 천이 상태 신호에 응답하여 상기 피드백 저항들의 저항값을 변경하는 저항값 조절부를 포함하는 히스테리시스 벅 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 상태 비교기는 상기 피드백 전압이 상승하는 구간 동안 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 큰 시점부터 상기 피드백 전압과 상기 기준 전압의 레벨 차이가 상기 상태 비교기의 문턱값보다 작은 시점까지 제 1 천이 상태 신호를 출력하고, 나머지 구간 동안에는 제 2 천이 상태 신호를 출력하는 히스테리시스 벅 컨버터.
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