KR20230071036A - 양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적 회로, 및 이를 포함하는 전자 장치 - Google Patents

양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적 회로, 및 이를 포함하는 전자 장치 Download PDF

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Abstract

양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적 회로, 및 이를 포함하는 전자 장치를제공한다. 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로는, 제1 입출력 노드에 직렬 연결된 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 및 제4 스위칭 소자를 포함하는 복수의 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자의 일단과 제2 입출력 노드 사이에 연결된 인덕터, 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 타단에 연결된 커패시터를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터 및 상기 양방향 스위칭 컨버터로부터 수신되는 복수의 센싱 신호를 기초로 제1 PWM (Pulse Width Modulation) 신호 및 제2 PWM 신호를 생성하고, 벅-부스트 모드에서, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 평균값이 양이면, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위칭 신호를 생성하고 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성하며, 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 신호를 생성하고, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.

Description

양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적 회로, 및 이를 포함하는 전자 장치 {Charge integrated circuit including bidirectional switching converter, and electronic device including same}
본 개시의 기술적 사상은 양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적회로, 및 이를 포함하는 전자 장치에 관한 것이다.
전자 장치의 급격한 발달에 따라 정보 혹은 데이터 교환이 가능한 전자 장치가 다양하게 사용되고 있다. 전자 장치는 이동성이라는 장점을 제공하기 위하여 전원 공급수단으로 충전이 가능한 배터리를 사용한다. 배터리의 용량은 한정되어 있으며, 사용자는 배터리 잔량이 모두 소진되기 전에 적절히 충전을 해야 한다. 배터리의 충전을 가능하게 하는 충전기(TA: Travel Adapter)는 가정용 전원인 AC 110 ~ 220V 혹은 다른 전원 공급 수단(예; 컴퓨터로)부터 공급되는 전원을 배터리의 충전에 필요한 DC 전원으로 변환하여 전자 장치로 제공하고, 전자 장치는 충전기에 의해 변환된 DC 전원을 배터리 충전에 사용할 수 있다.
최근 스마트폰, 태블릿 PC와 같은 모바일 장치는 유선 및 무선 충전을 동시 지원하면서, 유선 및 무선 충전시 입력 전원이 불안정한 경우에도 안정적으로 무선 동작 및 유선 동작 지원을 지원하기 위하여 충전 회로가 다양한 스위칭 모드를 지원한다. 스위칭 모드가 변경될 때, 스위칭 모드가 전환될 때, 충전 회로에 과전류가 발생하는 것을 방지하기 위하여 충전 회로에서의 원할한 모드 전환(Seamless mode transition)이 필요하다.
본 개시의 기술적 사상은, 복수의 스위칭 모드를 지원하며 복수의 스위칭 모드가 원활하게 전환되는 양방향 스위칭 컨버터, 이를 포함하는 충전 집적 회로 및 전자 장치를 제공한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 개시의 기술적 사상에 따른 충전 집적 회로는, 제1 입출력 노드에 직렬 연결된 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 및 제4 스위칭 소자를 포함하는 복수의 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자의 일단과 제2 입출력 노드 사이에 연결된 인덕터, 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 타단에 연결된 커패시터를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터 및 상기 양방향 스위칭 컨버터로부터 수신되는 복수의 센싱 신호를 기초로 제1 PWM (Pulse Width Modulation) 신호 및 제2 PWM 신호를 생성하고, 벅-부스트 모드에서, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 평균값이 양이면, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위칭 신호를 생성하고 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성하며, 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 신호를 생성하고, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.
본 개시의 기술적 사상에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 충전 집적 회로, 및 이를 포함하는 전자 장치에 따르면, 인덕터에 흐르는 전류의 방향에 따라 복수의 스위칭 소자들의 제어를 조정함으로써, 플라잉 커패시터의 전압을 타겟 레벨로 유지할 수 있다. 이에 따라, 출력 전압의 리플이 감소하고, 복수의 스위칭 모드 간의 원활한(seamless) 모드 전환이 가능하다.
본 개시의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 3a 및 도 3b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 벅 컨버팅 동작 시의 전력 패스를 나타낸다.
도 4a 및 도 4b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 부스트 컨버팅 동작 시의 전력 패스를 나타낸다.
도 5a 및 도 5b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터가 벅 컨버팅 동작 수행 시의 타이밍도를 나타낸다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 컨트롤러를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 7은 도 6의 모듈레이터를 개략적으로 나타내는 회로도이다.
도 8은 도 7의 모듈레이터에서 생성되는 제1 및 제2 PWM 신호를 나타내는 타이밍도이다.
도 9는 도 6의 PWM 로직을 개략적으로 나타내는 회로도이다.
도 10a 및 도 10b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터 및 컨트롤러의 신호들의 타이밍도이다.
도 11은 비교예에 따른 양방향 스위칭 컨버터 및 컨트롤러의 신호들의 타이밍도이다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전자 장치(10)는 충전 집적 회로(Integrated Circuit, IC)(100), 및 배터리(200)를 포함할 수 있다. 이 외에도 전자 장치(10)는 메인 프로세서 및 주변 장치들을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 스마트 폰, 태블릿(tablet) PC(Personal Computer), 휴대폰, PDA(Personal Digital Assistant), 랩톱, 웨어러블(wearable) 장치, GPS(Global Positional system) 장치, 전자책 단말기, 디지털방송용 단말기, MP3 플레이어, 디지털 카메라 등과 같은 모바일 장치일 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 전기 자동차일 수도 있다.
배터리(200)는 전자 장치(10)에 내장될 수 있다. 일 실시예에서, 배터리(200)는 전자 장치(10)에 착탈 가능할 수 있다. 배터리(200)는 하나 또는 복수의 배터리 셀을 포함할 수 있다. 복수의 배터리 셀은 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 전자 장치(10)에 외부 충전 장치가 연결되지 않은 경우, 배터리(200)가 전자 장치(10)에 전력을 공급할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 배터리(200)를 충전할 수 있으며, "배터리 충전기"라고 지칭할 수 있다. 또한, 충전 집적 회로(100)는 배터리(200)에 충전된 전압을 기초로 충전 집적 회로(100)에 연결되는 외부 장치(예컨대 유선 전력 인터페이스 (310) 또는 무선 전력 인터페이스 (320)에 전력을 공급할 수 있다. 예를 들어, 충전 집적 회로(100)는 하나 이상의 집적 회로 칩으로 구현될 수 있고, 인쇄회로기판 상에 장착될 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 양방향 스위칭 컨버터(110) 및 컨트롤러(120)를 포함할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 복수의 스위칭 소자(도 2의 Q1, Q2, Q3, Q4), 플라잉 커패시터(도 2의 CF) 및 인덕터(도 2의 L)를 포함하는 3-레벨 DC-DC 컨버터로 구현될 수 있다. 여기서, 3-레벨이란 스위칭 동작에 이용되는 전압 레벨의 개수를 의미한다. 3-레벨 DC-DC 컨버터는 입력 전압, (1/2)*입력전압 및 접지 전압(예컨대 0V)를 스위칭 하여 출력 전압을 발생할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 입력 전압을 강압하여 출력 전압을 생성하는 벅 컨버팅 동작 또는 입력 전압을 승압하여 출력 전압을 생성하는 부스트 컨버팅 동작을 할 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)가 입력 전압을 강압 시, 다시 말해서 벅 컨버팅 동작 시, 유선 전력 인터페이스(310) 및/또는 무선 전력 인터페이스(320)를 통해 연결되는 적어도 하나의 외부 장치로부터 배터리(200)로 전력이 제공되는 제1 방향으로의 제1 전력 패스가 형성되고, 입력 전압을 승압 시, 다시 말해서 부스트 컨버팅 동작 시, 배터리(200)로부터 적어도 하나의 외부 장치로 전력이 제공되는 제2 방향으로의 제2 전력 패스가 형성될 수 있다. 이하, 본 개시에서 제1 방향을 포워드 방향이라고 지칭하고, 제2 방향을 리버스 방향으로 지칭하기로 한다. 이에 따라, 양방향 스위칭 컨버터(110)의 벅 컨버팅 동작을 포워드 벅 컨버팅 동작으로, 부스트 컨버팅 동작을 리버스 컨버팅 동작으로 혼용하여 지칭하기로 한다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드 (포워드 벅 모드 또는 벅 단일 모드라고도 함), 부스트 모드(리버스 부스트 모드 또는 부스트 단일 모드라고 함) 또는 벅-부스트 모드(포워드 벅-리버스 부스트 모드 또는 벅-부스트 복합 모드라고도 함)로 동작할 수 있다.
벅 모드에서 양방향 스위칭 컨버터(110)는 포워드 벅 컨버팅 동작을 수행함으로써 입력되는 전압을 강압하고, 강압된 전압을 기초로 배터리(200)를 충전할 수 있다. 부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 리버스 부스트 컨버팅 동작을 수행함으로써 배터리(200)로부터 입력되는 전압을 승압하고, 승압된 전압을 기초로 외부 장치에 전력을 공급할 수 있다. 벅- 부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 연결되는 외부 장치로부터 제공되는 전력량 또는 외부 장치로 제공되는 전력량에 따라 포워드 벅 컨버팅 동작을 수행하거나 또는 리버스 부스팅 동작을 수행할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 복수의 스위칭 모드, 예컨대 포워드 벅 모드, 리버스 부스트 모드 및 포워드 벅-리버스 부스트 모드 간의 모드 전환을 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(120)는 스위칭 모드에 따라 양방향 스위칭 컨버터(110)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 출력 전압이 타겟 레벨, 예컨대 출력 전압에 대하여 설정되는 제1 타겟 레벨을 유지할 수 있도록 양방향 스위칭 컨버터(110)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 또한, 컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)에 구비되는 플라잉 커패시터(도 2의 CF)의 양 단 간의 전압(이하, 플라잉 커패시터 전압이라고 함)이 타겟 레벨, 예컨대 플라잉 커패시터 전압에 대하여 설정되는 제2 타겟 레벨을 유지할 수 있도록 스위칭 컨버터(110)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 각 스위칭 모드에서의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터 센싱 전류들, 및 전압들을 수신하고, 센싱 전류들 및 전압들을 기초로 스위칭 신호들을 생성할 수 있다. 컨트롤러(120)는 센싱 전류들 및 전압들을 기초로 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 제2 PWM 신호를 생성하고, 제1 PWM 신호 및 제2 PWM 신호를 기초로 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 생성하고, 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호를 양방향 스위칭 컨버터(110)에 제공할 수 있다. 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호는 양방향 스위칭 컨버터(110)에 구비되는 복수의 스위칭 소자 중 적어도 두 개의 스위칭 소자가 제1 스위칭 신호에 기초하여 턴-온 및 턴-오프되고, 다른 적어도 두 개의 스위칭 소자가 제2 스위칭 신호에 기초하여 턴-온 및 턴-오프될 수 있다.
실시예에 있어서, 벅-부스트 모드에서 컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)에 구비되는 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류의 평균값이 양인지 또는 음인지를 기초로, 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호의 온 구간 및 오프 구간을 조정함으로써 플라잉 커패시터 전압이 제2 타겟 전압을 유지하도록 제어할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터의 센싱 전류들을 기초로 인덕터 전류의 평균값이 양인지 또는 음인지 판단할 수 있다. 벅 모드 및 부스트 모드에서 컨트롤러(120)는 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류가 한 방향으로 흐르도록 제어할 수 있다. 예를 들어, 컨트롤러(120)는 벅 모드에서 인덕터 전류가 포워드 방향 (예컨대 인덕터(L)의 일 단으로부터 타 단으로의 방향)으로 흐르고 리버스 방향 (예컨대 인덕터(L)의 타 단으로부터 일 단으로의 방향)으로 흐르지 않도록 제어하고, 부스트 모드에서 인덕터 전류가 리버스 방향으로 흐르고 포워드 방향으로 흐르지 않도록 제어할 수 있다. 컨트롤러(120)는 벅-부스트 모드에서 인덕터 전류가 양 방향으로 흐르도록 제어할 수 있으며 인덕터 전류가 포워드 방향으로 흐를 때, 인덕터 전류는 양의 값을 갖고, 인덕터 전류가 리버스 방향으로 흐를 때 인덕터 전류는 음의 값을 가질 수 있다.
컨트롤러(120)는 단위 시간 동안 인덕터 전류의 평균값이 양인지 또는 음인지를 판단하고, 인덕터 전류의 평균값이 양이면 제1 PWM 신호를 기초로 제1 스위칭 신호를 생성하고, 제2 PWM 신호를 기초로 제2 스위칭 신호를 생성할 수 있다. 컨트롤러(120)는 인덕터 전류의 평균값이 음이면 제2 PWM 신호를 기초로 제1 스위칭 신호를 생성하고, 제1 PWM 신호를 기초로 제2 스위칭 신호를 생성할 수 있다.
이와 같이, 인덕터 전류의 평균값이 양인지 또는 음인지에 기초한 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 신호 생성에 대하여 도 2 내지 도 11을 참조하여 후술하기로 한다.
일부 실시예들에서, 충전 집적 회로(100)는 저전압 차단(under-voltage lockout, UVLO) 기능, 과전류 방지(over-current protection, OCP) 기능, 과전압 방지(over-voltage protection, OVP) 기능, 돌입 전류를 경감시키는 소프트-스타트(soft-start) 기능, 폴드백 전류 제한(foldback current limit) 기능, 단락 회로 보호를 위한 히컵 모드(Hiccup Mode) 기능, 과열 차단(over-temperature protection, OTP) 기능 등의 다양한 기능들 중 적어도 하나의 기능을 지원할 수 있다.
실시예에 있어서, 전자 장치(10)는 유선 충전 및 무선 충전을 지원할 수 있으며, 유선 충전 및 무선 충전을 위한 유선 전력 인터페이스(310) 및 무선 전력 인터페이스(320)를 포함할 수 있다. 실시예에 있어서, 유선 전력 인터페이스(310)는 유선 충전 회로를 포함하고, 무선 전력 인터페이스(320)는 무선 충전 회로를 포함할 수 있다. 예를 들어, 유선 충전 회로 및 무선 충전 회로는 정류기(rectifier), 레귤레이터(regulator) 등을 포함할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅 모드에서, 유선 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 무선 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로, 배터리(200)를 충전할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 리버스 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 유선 전력 인터페이스(310) 및/또는 무선 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅-부스트 모드에서, 유선 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하거나 제1 입력 전압(CHGIN)을 기초로 무선 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다. 또는 충전 집적 회로(100)는 무선 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하거나 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 유선 전력 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다. 배터리(200)의 충전, 및 유선 전력 인터페이스(310) 또는 무선 전력 인터페이스(320)로의 전력 제공은 동시에 수행될 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 또한, 제1 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 무선 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공하거나 또는 제2 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 무선 전력 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 유선 전력 인터페이스(310)에 TA(Travel Adapter) 또는 보조 배터리가 전기적으로 연결될 수 있다. TA는 가정용 전원인 AC 110 ~ 220 V 또는 다른 전원 공급 수단(예를 들어, 컴퓨터)으로부터 공급되는 전원을 배터리(200)의 충전에 필요한 DC 전원으로 변환하여 전자 장치(10)에 제공할 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드에서, TA 또는 보조 배터리 등으로부터 수신한 제1 입력 전압(CHGIN)을 이용하여 배터리 장치(200)를 충전하거나, 또는 무선 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 유선 전력 인터페이스(310)에 OTG(On The Go) 디바이스(예컨대 OTG USB 장치 등)가 연결될 수 있으며, 충전 집적 회로(100)는 유선 전력 인터페이스(310)를 통해 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다. 이때, 충전 집적 회로(100)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 OTG 디바이스에 전력을 제공하거나, 또는 벅 모드에서 무선 전력 인터페이스(320)로부터의 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하면서 동시에 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 무선 전력 인터페이스(310)에 무선 전력 수신 회로 또는 무선 전력 송신 회로가 연결될 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 벅 모드 또는 벅- 부스트 모드에서, 무선 전력 수신 회로로부터 수신한 제2 입력 전압(WCIN)을 이용하여 배터리 장치(200)를 충전할 수 있다. 또는 충전 집적 회로(100)는 무선 전력 인터페이스(320)를 통해 무선 전력 송신 회로에 전력을 제공할 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 무선 전력 송신 회로에 전력을 제공하거나, 또는 벅 모드에서 유선 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하면서 동시에 무선 전력 송신 회로에 전력을 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이, 전자 장치(10)가 유선 및 무선 충전을 지원하는 바, 충전 집적 회로(100)는 유선 충전 및/또는 무선 충전, 유선 충전-무선 전력 공급, 및 무선 충전-유선 전력 공급을 지원하기 위하여 벅 모드, 부스트 모드 및 벅-부스트 모드를 포함하는 복수의 스위칭 모드로 동작할 수 있다.
전술한 바와 같이, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로(100)에서 양방향 스위칭 컨버터(110)는 복수의 스위칭 소자, 플라잉 커패시터(예컨대 도 2의 CF) 및 인덕터를 포함하는 3-레벨 DC-DC 컨버터로 구현될 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 벅-부스트 모드에서 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류의 평균값이 양인지 또는 음인지에 따라 복수의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 대한 제어를 변경함으로써 플라잉 커패시터 전압을 제2 타겟 레벨로 유지할 수 있다. 이를 플라잉 커패시터 밸런싱이라고 지칭할 수 있다. 이와 같이, 벅-부스트 모드에서 플라잉 커패시터 밸런싱이 유지되면서 벅 컨버팅 및 부스트 컨버팅 동작 간에 원활하게 동작 전환이 이루어질 수 있다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 2를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 입출력 선택 회로(111) 및 스위칭 회로(112)를 포함할 수 있다.
입출력 선택 회로(111)는 제1 입력 트랜지스터(QI1) 및 제2 입력 트랜지스터(QI2)를 포함할 수 있다. 제1 입력 트랜지스터(QI1) 및 제2 입력 트랜지스터(QI2)는 제1 노드(N1)에 병렬 연결될 수 있다. 제1 노드(N1)는 제1 입출력 노드로 지칭될 수 있다.
제1 입력 트랜지스터(QI1)에 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되거나 또는 OTG 디바이스가 연결될 수 있다. 제2 입력 트랜지스터(QI2)에 제2 입력 전압(WCIN)이 인가되거나 또는 무선 전력 송신 회로가 연결될 수 있다.
제1 입력 트랜지스터(QI1)는 제1 입력 제어 신호(SI1)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프될 수 있으며, 제2 입력 트랜지스터(QI2)는 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프될 수 있다. 예를 들어, 제1 입력 트랜지스터(QI1)에 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되거나 또는 OTG 디바이스가 연결되면, 제1 입력 제어 신호(SI1)가 활성 레벨을 가질 수 있으며, 제1 입력 트랜지스터(QI1)가 제1 입력 제어 신호(SI1)에 응답하여 턴-온 될 수 있다. 제2 입출력 단자(IO2)에 입력 전압(WCIN)이 인가되거나, 또는 무선 송신 회로가 연결되면, 제2 입력 제어 신호(SI2)가 활성 레벨을 가질 수 있으며, 제2 입력 트랜지스터(QI2)가 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 턴-온될 수 있다. 제1 입력 제어 신호(SI1) 및 제2 입력 제어 신호(SI2)는 컨트롤러(도 1의 120)로부터 수신될 수 있다.
스위칭 회로(112)는 복수의 스위칭 소자, 예컨대 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제2 스위칭 트랜지스터(Q2), 제3 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4), 인덕터(L), 제1 커패시터(Ci), 제2 커패시터(Co), 및 제3 커패시터(CF), 및 전류 센서(CS)를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(Ci)는 스위칭 회로(112)가 벅 컨버팅 동작 수행 시, 제1 입력 노드(N1)로 인가되는 입력 전압을 안정화시키고, 스위칭 회로(112)가 부스트 컨버팅 동작 수행 시, 제1 노드(N1)로 출력되는 구형파의 출력 전압을 직류 전압으로 정류한다.
제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제2 스위칭 트랜지스터(Q2), 제3 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)는 제1 노드(N1)에 직렬 연결될 수 있다. 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)의 일 단이 제1 노드(N1)에 연결되고 타 단이 제2 노드(N2)에 연결될 수 있다. 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)의 일 단이 제2 노드(N2)에 연결되고, 타 단이 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다. 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)의 일 단이 제3 노드(N3)에 연결되고, 타 단이 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다. 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)의 일 단이 제4 노드(N4)에 연결되고, 타 단이 제5 노드(N5)에 연결될 수 있다. 제5 노드(N5)에는 접지 전압이 인가될 수 있다.
제1 스위칭 트랜지스터(Q1)는 제1 스위칭 전압(VG1)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프되고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)는 제2 스위칭 전압(VG2)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프되고, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)는 제3 스위칭 전압(VG3)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프되고, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)는 제4 스위칭 전압(VG4)에 응답하여 턴-온 및 턴-오프될 수 있다.
제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)은 주파수를 갖는 주기 신호일 수 있으며, 주파수는 벅 컨버팅 동작 시의 강압률 및 부스트 컨버팅 동작 시의 승압률에 따라 가변될 수 있다.
제1 스위칭 전압(VG1) 및 제4 스위칭 전압(VG4)는 상보 신호이고, 제2 스위칭 전압(VG2) 및 제3 스위칭 전압(VG3)이 상보신호일 수 있다. 따라서, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 상보적으로 스위칭 동작하고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 상보적으로 스위칭 동작할 수 있다.
제3 커패시터(CF)가 제2 노드(N2) 및 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다. 다시 말해서 커패시터(CF)의 일 단이 제1 스위칭 트랜지스터(Q2)의 타 단과 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)의 일 단에 연결되고, 커패시터(CF)의 타 단이 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)의 타 단과 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)의 일 단에 연결될 수 있다. 커패시터(CF)는 플라잉 커패시터로 지칭될 수 있다.
인덕터(L)는 제3 노드(N3) 및 제6 노드(N6)에 연결될 수 있다. 제6 노드(N6)는 제2 입출력 노드로 지칭될 수 있다. 제6 노드(N6)에는 제2 커패시터(Co)가 연결될 수 있다.
인덕터(L)는 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(IL)에 의하여 발생하는 에너지를 저장하고, 저장된 에너지를 방전한다. 양방향 스위칭 컨버터(110)의 벅 컨버팅 동작 및 부스트 컨버팅 동작에 따라 인덕터 전류(IL)는 제3 노드(N3)에서 제6 노드(N6) 방향, 예컨대 포워드 방향으로 흐르거나 또는 인덕터 전류(IL)는 제6 노드(N6) 노드에서 제3 노드(N3)로의 방향, 예컨대 리버스 방향으로 흐를 수 있다. 인덕터 전류(IL)가 포워드 방향으로 흐를 때, 인덕터 전류(IL)의 값이 양이고, 인덕터 전류(IL)가 리버스 방향으로 흐를 때, 인덕터 전류(IL)의 값이 음이라고 가정할 수 있다.
전류 센서(CS)는 인덕터 전류(IL)를 센싱하는 양방향 전류 센서일 수 있다. 전류 센서(CS)는 센싱 전류(Isen)를 컨트롤러(도 1의 120)로 제공할 수 있다. 도 2에는 인덕터 전류(IL)를 센싱하는 하나의 전류 센서(CS)가 도시되었으나, 이에 제한되는 것은 아니며, 스위칭 회로(112)는 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제2 스위칭 트랜지스터(Q2), 제3 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4) 중 적어도 하나를 통해 흐르는 적어도 하나의 전류를 센싱하는 적어도 하나의 전류 센서를 더 포함할 수 있다.
제1 노드(N1), 제2 노드(N2), 제3 노드(N3), 제4 노드(N4) 각각의 전압, 예컨대 전압 VBYP, 전압 VCH, 전압 VL, 및 전압 VCL이 컨트롤러(도 1의 120)에 제공되고, 컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터 제공되는 복수의 전압들 및 적어도 하나의 센싱 전류를 기초로 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)을 생성할 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드의 일부 구간에 벅 컨버터로서 동작하며, 제1 전압(VBYP)을 강압하여 제1 출력 전압을 생성할 수 있다. 여기서 제1 전압(VBYP)은 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 입력 전압(WCIN)일 수 있다. 제6 노드(N6), 다시 말해서 제2 입출력 노드를 통해 제1 출력 전압이 시스템 전압(VSYS)으로서 출력될 수 있다. 또한, 제1 출력 전압을 기초로 배터리(200)가 충전될 수 있다. 배터리(200)는 내부 저항(RINT)을 포함할 수 있으며, 충전된 배터리(200)의 배터리 전압(VBAT)은 제1 출력 전압과 같을 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 부스트 모드 또는 벅-부스트 모드의 다른 일부 구간에 부스트 컨버터로서 동작하며, 배터리 전압(VBAT)을 승압하여 출력 전압, 예컨대 제2 출력 전압을 생성할 수 있다. 제1 노드(N1), 다시 말해서 제1 입출력 노드를 통해 제2 출력 전압이 출력될 수 있으며, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제2 출력 전압을 기초로 유선 전력 인터페이스(도 1의 310) 및/또는 무선 전력 인터페이스(도 1의 320)에 전력을 제공할 수 있다.
도 3a 및 도 3b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 벅 컨버팅 동작 시의 전력 패스를 나타낸다. 도 3a는 입출력 선택 회로(111)에 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되는 것을 가정하고, 도 3b는 입출력 선택 회로(111)에 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되고, 무선 전력 송신 회로(TX)가 연결되는 것을 가정하기로 한다.
도 3a를 참조하면, 제1 입력 전원(power source), 예컨대 도 2의 유선 전력 인터페이스(310)로부터 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되고, 활성 레벨을 갖는 제1 입력 제어 신호(SI1)에 응답하여 제1 입력 트랜지스터(QI1)가 턴-온될 수 있다. 이때, 제2 입력 제어 신호(SI2)는 비활성 레벨을 가질 수 있으며, 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 제2 입력 트랜지스터(QI2)는 턴-오프될 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 포워드 방향으로의 벅 컨버터로서 동작할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 입력 전압(CHGIN)을 기초로 스위칭 동작을 수행할 수 있으며, 이에 따라 포워드 방향으로 제1 전력 패스(포워드 벅 전력 패스)가 형성될 수 있다. 제1 입력 전원으로부터 공급되는 전류가 인덕터(L)를 통해 배터리(200) 및 또는 전자 장치(10)의 내부 시스템으로 공급될 수 있다. 이와 같이, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 컨버팅 동작을 수행함으로써, 배터리(200)를 충전시키고 전자 장치(도 1의 10)의 내부 시스템으로 전력을 공급할 수 있다.
도 3b를 참조하면, 입출력 선택 회로(111)에 제1 전력 인터페이스(도 1의 310) 뿐만 아니라 제2 전력 인터페이스(도 1의 320), 예컨대 무선 전력 송신 회로(TX)가 연결될 수 있으며, 활성 레벨을 갖는 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 제2 입력 트랜지스터(QI2)가 턴-온될 수 있다.
제1 입력 전원이 제1 입력 트랜지스터(QI1) 및 제2 입력 트랜지스터(QI2)를 통하여 무선 전력 송신 회로(TX)에 전력을 제공할 수 있다. 이에 따라, 양방향 스위칭 컨버터(110)의 벅 컨버팅 동작에 따라 형성되는 제1 전력 패스에 추가로, 입출력 선택 회로(111) 내에서 제1 전력 인터페이스(310)에서 제2 전력 인터페이스(320) 방향으로 전력 패스가 형성될 수 있다.
도 3a 및 도 3b는 예시적으로 양방향 스위칭 컨버터(110)가 유선 전력 인터페이스(310)로부터 제공되는 제1 입력 전압(CHGIN)을 기초로 포워드 벅 컨버팅 동작을 수행할 때 형성되는 포워드 벅 전력 패스를 도시하였다. 그러나, 이에 제한되는 것은 아니며, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 무선 전력 인터페이스(320)로부터 제공되는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 포워드 벅 컨버팅 동작을 수행할 수 있다. 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 포워드 벅 전력 패스가 형성되고, 또한, 입출력 선택 회로(111) 내에서 제2 전력 인터페이스(320)에서 제1 전력 인터페이스(310) 방향으로 전력 패스가 형성될 수 있다.
도 4a 및 도 4b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 부스트 컨버팅 동작 시의 전력 패스를 나타낸다. 도 4a는 입출력 선택 회로(111)에 제무선 전력 송신 회로(TX)가 연결되는 것을 가정하고, 도 4b는 입출력 선택 회로(111)에 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되고, 무선 전력 송신 회로(TX)가 연결되는 것을 가정하기로 한다.
도 4a를 참조하면, 입출력 선택 회로(111)에 무선 전력 송신 회로(TX)가 연결될 수 있다. 활성 레벨을 갖는 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 제2 입력 트랜지스터(QI2)가 턴-온될 수 있다. 제1 입력 제어 신호(SI1)는 비활성 레벨을 가질 수 있으며, 제1 입력 제어 신호(SI1)에 응답하여 제1 입력 트랜지스터(QI1)가 턴-오프될 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 리버스 방향으로의 부스트 컨버터로서 동작할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 배터리(200)로 제공되는 입력 전압, 예컨대 배터리 전압(VBAT)을 기초로 스위칭 동작을 수행할 수 있으며, 이에 따라 리버스 방향으로 제2 전력 패스, 예컨대 리버스 부스트 전력 패스가 형성될 수 있다. 배터리(200)로부터 공급되는 전류가 인덕터(L)를 통해 무선 전력 송신 회로(TX)로 제공할 수 있다.
실시예에 있어서, 입출력 선택 회로(111)에 OTG 디바이스가 연결될 수 있으며, 배터리(200)로부터 공급되는 전류는 OTG 디바이스로 제공될 수 있다.
도 4b를 참조하면, 입출력 선택 회로(111)에 무선 전력 송신 회로((TX)가 연결되고, 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가될 수 있다. 활성 레벨을 갖는 제1 입력 제어 신호(SI1) 및 제2 입력 제어 신호(SI2)에 응답하여 제1 입력 트랜지스터(QI1) 및 제2 입력 트랜지스터(QI2)가 턴-온될 수 있다.
제1 입력 전압(CHGIN)을 제공하는 제1 입력 전원, 예컨대 도 2의 유선 전력 인터페이스(310)으로부터 공급되는 전류가 무선 전력 송신 회로(TX)로 제공될 수 있다. 이에 따라, 양방향 스위칭 컨버터(110)의 부스트 컨버팅 동작에 따라 형성되는 제2 전력 패스에 추가로, 입출력 선택 회로(111) 내에서 제1 전력 인터페이스(310)에서 제2 전력 인터페이스(320) 방향으로 전력 패스가 형성될 수 있다.
실시예에 있어서, 입출력 선택 회로(111)에 OTG 디바이스가 연결되고, 무선 전력 인터페이스(도1의 320)으로부터 제2 입력 전압(WCIN)이 인가될 수 있다. 배터리(200)로부터 공급되는 전류 및 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 제2 전원으로부터 제공되는 전류가 OTG 디바이스로 제공될 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터가 벅 컨버팅 동작 수행 시의 타이밍도를 나타낸다. 도 5a는 듀티비가 0.5 미만일 때의 파형도이고, 도 5b는 듀티비가 0.5 이상일 때의 파형도이다. 도 2를 함께 참조하여 설명하기로 한다.
도 2 및 도 5a를 참조하면, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)을 기초로 벅 컨버팅 동작을 수행할 수 있다. 예를 들어, 제1 스위칭 전압(VG1)이 활성 레벨(예컨대 로직 하이)일 때 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-온되고, 비활성 레벨(예컨대 로직 로우)일 때 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-오프될 수 있다.
제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)은 동일 주파수 신호이다. 한 주기 내에서 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)이 활성 레벨 및 비활성 레벨을 갖는 기간은 입력 전압과 출력 전압의 비, 스위칭 휘로(112) 내의 피드백 전압들을 기초로 가변될 수 있다.
제1 스위칭 전압(VG1) 및 제4 스위칭 전압(VG4)이 상보 신호이며 제2 스위칭 전압(VG2) 및 제3 스위칭 전압(VG3) 상보신호이다. 따라서, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-온 되면, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 턴-오프되고, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-오프되면, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 턴-온될 수 있다. 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-온 되면, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-오프되고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-오프되면, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-온될 수 있다.
t0 시점에, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1) 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-온 되면, 입력 전압, 예컨대 제1 노드(N1)의 전압 VBYP이 제3 노드(N3)에 인가되며, 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VBYP과 같은 전압 레벨을 가지며, 인덕터 전류(IL)가 증가한다.
t1 시점에, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-오프되고, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-온 되면, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제3 커패시터(VCF) 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)를 통해 인덕터(L)로 전류가 흐르게된다. 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VBYP에서 제3 커패시터의 양 단의 전압 VCF 만큼 감소된 전압 레벨을 가지게된다. 예를 들어, 전압 VCF가 전압 VBYP의 1/2배일 경우(예컨대 1/2*VBYP), 전압 VL은 전압 VCF와 같은 레벨 (예컨대 1/2*VBYP)을 가지게 된다. 전압 VL의 레벨 감소로 인하여, 인덕터 전류(IL)가 감소된다.
t2 시점에, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-온오프되고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-온 되면, 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VBYP과 같은 레벨을 가지게 되고, 인덕터 전류(IL)가 증가한다.
t3 시점에, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 턴-온 되고, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)이 턴-오프되면, 제4 스위칭 트랜지스터, 제3 커패시터(VCF) 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)를 통해 인덕터(L)로 전류가 흐르게된다. 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VCF와 같은 레벨 (예컨대 1/2*VBYP)을 가지며, 전압 VL의 레벨 감소로 인하여, 인덕터 전류(IL)가 감소된다.
도 5b를 참조하면, t0 시점에, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4) 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-온 되면, 접지 전압이 제3 노드(N3)에 인가되며, 제3 노드(N3)의 전압 VL은 접지 전압과 같은 레벨을 가지게된다. 인덕터(L)에 충전되었던 에너지에 의하여 발생되는 인덕터 전류(IL)가 출력되며, 인덕터 전류(IL)가 감소한다.
t1 시점에, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 턴-오프되고, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-온 되면, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제3 커패시터(VCF) 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)를 통해 인덕터(L)로 전류가 흐르게된다. 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VBYP에서 제3 커패시터의 양 단의 전압 VCF 만큼 감소된 레벨을 가지게된다. 예를 들어, 전압 VCF가 전압 VBYP의 1/2배일 경우(예컨대 1/2*VBYP), 전압 VL은 전압 VBYP의 1/2배인 레벨(예컨대 1/2*VBYP)을 가지게 된다. 전압 VL의 레벨 증가로 인하여, 인덕터 전류(IL)가 증가된다.
t2 시점에, 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 턴-온되고, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴-오프 되면, 제3 노드(N3)의 전압 VL은 접지 전압과 같은 레벨을 가지게되고, 인덕터 전류(IL)는 감소한다.
t3 시점에, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)가 턴-온 되고, 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 턴-오프되면, 제4 스위칭 트랜지스터, 제3 커패시터(VCF) 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)를 통해 인덕터(L)로 전류가 흐르게된다. 제3 노드(N3)의 전압 VL은 전압 VCF 와 같은 레벨(예컨대 1/2*VBYP)을 가지며, 인덕터 전류(IL)가 증가된다.
도 5a 및 도 5b를 참조하여 전술한 바와 같이, 한 주기(T) 동안 제1 내지 제4 스위칭 트랜지스터(Q1~Q4)의 스위칭 동작이 반복되며, 이에 따라서, 입력 전압, 예컨대 전압 VBYP이 강압된 출력 전압이 제6 노드(N6)를 통해 출력된다. 여기서 듀티비(D)에 따라 전압 강하율이 결정된다.
한편, 3-레벨 DC-DC 컨버터로 구현되는 양방향 스위칭 컨버터(110)에서 전압 VL은 전술한 바와 같이 전압 VBYP 및 전압 VCF에 의하여 결정된다. 컨트롤러(120)가 제3 커패시터(CF)의 양 단의 전압 VCF를 전압 VBYP의 중간 값으로 제어함으로써, 출력 전압의 리플을 감소시킬 수 있다. 이와 같이, 전압 제3 커패시터(CF)의 양 단의 전압 VCF를 전압 VBYP의 중간 값으로 제어하는 것을 플라잉 커패시터 밸런싱으로 지칭하기로 한다.
벅 모드에서 인덕터 전류(IL)는 포워드 방향으로 흐르고 부스트 모드에서 인덕터 전류(IL)는 리버스 방향으로 흐른다. 그러나, 벅-부스트 모드에서 인덕터 전류(IL)는 양방향으로 흐를 수 있다. 벅-부스트 모드에서 컨트롤러(120)는 벅 모드 또는 부스트 모드에 따른 스위칭 동작을 수행하도록 양방향 스위칭 컨버터(110)를 제어할 수 있다. 다만, 인덕터 전류(IL)의 방향에 따라서, 양방향 스위칭 컨버터(110)가 벅 컨버팅 또는 부스트 컨버팅을 할 수 있다.
예를 들어, 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)이 제공될 경우, 인덕터 전류(IL)가 포워드 방향으로 흐르면 양방향 스위칭 컨버터(110)가 포워드 방향으로 벅 컨버팅 동작을 수행하고, 인덕터 전류(IL)가 리버스 방향으로 흐를 경우, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 리버스 방향으로 부스트 컨버팅 동작을 수행할 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 노드(N1)에 인가되는 제1 입력 전압, 예컨대 전압 VBYP를 기초로 포워드 방향의 벅 컨버팅 동작을 수행하여 제6 노드(N6)로 출력되는 제1 출력 전압을 생성할 수 있다. 또한, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제6 노드(N6)에 인가되는 입력 전압, 예컨대 배터리 전압(VBAT)을 기초로 리버스 방향의 부스트 컨버팅 동작을 수행하여 제1 노드(N1)로 출력되는 제2 출력 전압을 생성할 수 있다.
한편, 이와 같이, 양방향 스위칭 컨버터(110)가 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4)을 기초로 포워드 방향의 벅 컨버팅 동작 및 리버스 방향의 부스트 컨버팅 동작 수행 시 플라잉 커패시터 밸런싱이 어려울 수 있다. 그러나, 본 개시의 실시예에 따른 컨트롤러(120)는 후술하는 바와 같이, 인덕터 전류(IL)의 방향에 따라 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1~VG4) 각각이 활성 레벨 및 비활성 레벨을 갖는 기간을 조정함으로써 양방향 스위칭 컨버터(110)가 포워드 방향의 벅 컨버팅 동작 및 리버스 방향의 부스트 컨버팅 동작 수행 시에 플라잉 커패시터 밸런싱을 수행할 수 있다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 컨트롤러를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 6을 참조하면, 컨트롤러(120)는 모듈레이터(121), PWM 로직(122), 게이트 드라이버(123) 및 센싱 회로(124)를 포함할 수 있다.
모듈레이터(121)는 양방향 스위칭 컨버터(도 1의 110)로부터 제공되는 전압들 및 센싱 전류를 기초로 제1 PWM (Pulse Width Modulation) 신호(PWM1) 및 제2 PWM 신호(PWM2)를 생성할 수 있다. 실시예에 있어서, 모듈레이터(121)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터 제공되는 전압 VBYP, VCF 및 센싱 전류(Isen) 예컨대 인덕터 전류(도 2의 IL)를 기초로 제1 PWM 신호(PWM1) 및 제2 PWM 신호(PWM2)를 생성할 수 있다.
도 7은 도 6의 모듈레이터를 개략적으로 나타내는 회로도이다.
도 7을 참조하면, 모듈레이터(121)는 오차 검출 회로(21) 및 비교 회로(22)를 포함할 수 있다.
오차 검출 회로(21)는 전압 VBYP 및 전압 VCF를 기초로 출력 전압의 오차, 예컨대 제1 오차 전압(VE_VO) 및 커패시터 전압의 오차, 예컨대 제2 오차 전압(VE_VCF)을 검출할 수 있다. 오차 검출 회로(21)는 복수의 제어기, 예컨대 PI 제어기(21_1), PID 제어기(21_2), P 제어기(21_4) 및 복수의 덧셈기(21_3, 21_4 및 21_6)을 포함할 수 있다.
덧셈기(21_3)에서 전압 VBYP 및 기준 전압(VREF)의 차이에 따른 전압 VBYP의 오차가 출력될 수 있다. PID 제어기(21_2)는 전압 VBYP의 오차의 비례 값, 적분 값 및 미분 값을 합산한 제어값을 생성할 수 있다. 덧셈기(21_3)에서 PID 제어기(21_2)로부터 출력되는 제어값 및 센싱 전류(Isen)의 차이에 따른 전류 오차가 출력될 수 있다. PI 제어기(21_1)는 전류 오차의 비례 값 및 적분 값을 합산한 제1 오차 전압(VE_VO)을 출력할 수 있다.
덧셈기(21_6)에서 전압 VCF 및 입력 전압(VIN)의 1/2배 해당하는 전압(예컨대 0.5*VIN)의 차이에 따른 전압 VCF의 오차가 출력될 수 있다. P 제어기(21_4)는 전압 VCF의 오차의 비례 값을 제2 오차 전압(VE_VCF)으로서 출력할 수 있다.
비교 회로(22)는 제1 비교기(22_1), 제2 비교기(22_2), 및 복수의 덧셈기(22_3 및 22_4)를 포함할 수 있다. 덧셈기(22_3)는 제1 오차 전압(VE_VO) 및 제2 오차 전압(VE_VCF)의 합을 제1 비교 전압(VPOS)으로 출력할 수 있다. 덧셈기(22_4)는 제1 오차 전압(VE_VO)과 제2 오차 전압(VE_VCF)의 차를 제2 비교 전압(VNOS)으로 출력할 수 있다. 제1 오차 전압(VE_VO)의 전압 레벨이 제2 오차 전압(VE_VCF)의 전압 레벨보다 높으며, 제1 비교 전압(VPOS)의 전압 레벨이 제2 비교 전압(VNOS)의 전압 레벨보다 높을 수 있다.
제1 비교기(22_1)는 제1 램프 신호(RAMP1) 및 제1 비교 전압(VPOS)을 비교하여 제1 PWM 신호(PMW1)를 출력할 수 있다. 예를 들어, 제1 램프 신호(RAMP1)가 제1 비교 전압(VPOS)보다 낮아지면 활성레벨을 갖는 제1 PWM 신호(PWM1)를 출력하고, 제1 랩프 신호(RAMP1)가 제1 비교 전압(VPOS)가 같거나 높아지면 비활성 레벨을 갖는 제1 PWM 신호(PWM1)를 출력할 수 있다.
제2 비교기(22_2)는 제2 램프 신호(RAMP2) 및 제2 비교 전압(VNOS)을 비교하여 제2 PWM 신호(PMW2)를 출력할 수 있다. 예를 들어, 제2 램프 신호(RAMP2)가 제2 비교 전압(VNOS)보다 낮아지면 활성레벨을 갖는 제2 PWM 신호(PWM2)를 출력하고, 제2 램프 신호(RAMP2)가 제1 비교 전압(VPOS)과 같거나 높아지면 비활성 레벨을 갖는 제2 PWM 신호(PWM2)를 출력할 수 있다.
도 8은 도 7의 모듈레이터에서 생성되는 제1 및 제2 PWM 신호를 나타내는 타이밍도이다.
도 8을 참조하면, 제1 비교 전압(VPOS)은 제1 기간(T1)에서 전압 레벨이 제2 기간(T2)에서의 전압 레벨보다 낮고, 제2 비교 전압(VPOS)은 제1 기간(T1)에서 전압 레벨이 제2 기간(T2)에서의 전압 레벨보다 높다. 제2 기간(T2)에 제2 오차 전압(VE_VCF)이 제1 기간(T1)보다 낮으면, 제1 비교 전압(VPOS)은 감소되고 제2 비교 전압(VNOS)은 증가될 수 있다. 다른 예로서, 제2 기간(T2)에 제1 오차 전압(VE_VO)이 제1 기간(T1)보다 낮으면, 제1 비교 전압(VPOS) 및 제2 비교 전압(VNOS)이 모두 감소될 것이다.
제1 비교 전압(VPOS) 및 제1 램프 신호(RAMP1)의 비교 결과를 기초로 제1 PWM 신호(PWM1)이 생성되고, 제2 비교 전압(VNOs) 및 제2 램프 신호(RAMP2)의 비교 결과를 기초로 제2 PWM 신호(PWM2)가 생성될 수 있다.
이에 따라, 제2 기간(T1)에 제1 PWM 신호(PWM1)가 활성 레벨을 갖는 기간(Ta1')은 제1 기간(T1)에 제1 PWM 신호(PWM1)가 활성 레벨을 갖는 기간(Ta1)보다 감소되고, 제2 기간(T2)에 제1 PWM 신호(PWM1)가 비활성 레벨을 갖는 기간(Tua1')은 제1 기간(T1)에 제1 PWM 신호(PWM1)가 비활성 레벨을 갖는 기간(Tua1)보다 증가될 수 있다.
제2 기간(T1)에 제2 PWM 신호(PWM2)가 활성 레벨을 갖는 기간(Ta2')은 제1 기간(T1)에 제2 PWM 신호(PWM2)가 활성 레벨을 갖는 기간(Ta2)보다 증가되고, 제2 기간(T2)에 제2 PWM 신호(PWM2)가 비활성 레벨을 갖는 기간(Tua2')은 제1 기간(T1)에 제2 PWM 신호(PWM2)가 비활성 레벨을 갖는 기간(Tua2)보다 감소될 수 있다. 이와 같이, 제1 비교 전압(VPOS) 및 제2 비교 전압(VNOS)의 전압 레벨의 변화에 기초하여 제1 PWM 신호(PWM1) 및 제2 PWM 신호(PWM2) 각각이 활성 레벨을 갖는 기간 및 비활성 레벨을 갖는 기간이 변화될 수 있다.
계속하여 도 6을 참조하면, PWM 로직(122)는 제1 PWM 신호(PWM1), 제2 PWM 신호(PWM2) 및 방향 신호(POSD_D)를 기초로 제1 스위칭 신호(SS1) 및 제2 스위칭 신호(SS2)를 생성할 수 있다.
도 9는 도 6의 PWM 로직을 개략적으로 나타내는 회로도이다.
도 9를 참조하면, PWM 로직(122)은 제1 디-멀티플랙서(122_1) 및 제2 디-멀티플랙서(122_2)를 포함할 수 있다. 제1 디-멀티플랙서(122_1) 및 제2 디-멀티플랙서(122_2)는 각각 방향 신호(POS_D)를 기초로 출력 신호들, 예컨대 제1 스위칭 신호(SS1) 및 제2 스위칭 신호(SS)를 출력할 수 있다.
제1 디-멀티플랙서(122_1)는 제1 PWM 신호(PWM1)을 제1 입력(IN1)으로 수신하고, 제2 PWM 신호(PWM2)를 제2 입력(IN2)으로 수신할 수 있다. 제1 디-멀티플랙서(122_1)은 방향 신호(POS_D)를 기초로 제1 입력(IN1) 및 제2 입력(IN2) 중 하나를 제1 스위칭 신호(SS1)로서 출력할 수 있다. 예를 들어, 제1 디-멀티플랙서(122_1)는 방향 신호(POS_D)가 로직 하이이면 제1 입력(IN1), 예컨대 제1 PWM 신호(PWM1)을 제1 센싱 신호(SS1)로서 출력하고, 방향 신호(POS_D)가 로직 로우이면 제2 입력(IN2), 예컨대 제2 PWM 신호(PWM2)를 제1 스위칭 신호(SS1)로서 출력할 수 있다.
제2 디-멀티플랙서(122_2)는 제2 PWM 신호(PWM2)을 제1 입력(IN1)으로 수신하고, 제1 PWM 신호(PWM1)를 제2 입력(IN2)으로 수신할 수 있다. 제2 디-멀티플랙서(122_2)은 방향 신호(POS_D)를 기초로 제1 입력(IN1) 및 제2 입력(IN2) 중 하나를 제2 스위칭 신호(SS2)로서 출력할 수 있다. 예를 들어, 제2 디-멀티플랙서(122_2)는 방향 신호(POS_D)가 로직 하이이면 제1 입력(IN1), 예컨대 제2 PWM 신호(PWM2)를 제1 스위칭 신호(SS1)로서 출력하고, 방향 신호(POS_D)가 로직 로우이면 제2 입력(IN2), 예컨대 제1 PWM 신호(PWM1)를 제2 센싱 신호(SS1)로서 출력할 수 있다.
이에 따라, PWM 로직(122)은 방향 신호(POS_D)가 로직 하이이면 제1 PWM 신호(PWM1)를 제1 스위칭 신호(SS1)로서 출력하고, 제2 PWM 신호(PWM2)를 제2 스위칭 신호(SS2)로서 출력하며, 방향 신호(POS_D)가 로직 로우이면 제2 PWM 신호(PWM2)를 제1 스위칭 신호(SS1)로서 출력하고, 제1 PWM 신호(PWM2)를 제2 스위칭 신호(SS2)로서 출력할 수 있다.
계속하여 도 6을 참조하면, 게이트 드라이버(123)는 제1 스위칭 신호(SS1) 및 제2 스위칭 신호(SS2)를 기초로 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)을 생성할 수 있다.
게이트 드라이버(123)는 제1 스위칭 신호(SS1)의 전압 레벨을 변환하여 제1 스위칭 전압(VG1)을 생성하고, 제1 스위칭 신호(SS1)를 인버팅 및 전압 레벨을 변환하여 제4 스위칭 전압(VG4)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 게이트 드라이버(123)는 제1 스위칭 신호(SS1)의 로직 로우 레벨을 제1 스위칭 트랜지스터(도2의 Q1)을 턴-오프 시키기에 적합한 전압 레벨로 변환하고, 로직 하이 레벨을 제1 스위칭 트랜지스터(Q1)를 턴-온 시키기에 적합한 전압 레벨로 변환할 수 있다.
게이트 드라이버(123)는 제2 스위칭 신호(SS2)의 전압 레벨을 변환하여 제2 스위칭 전압(VG2)을 생성하고, 제2 스위칭 신호(SS2)를 인버팅 및 전압 레벨을 변환하여 제3 스위칭 전압(VG3)을 생성할 수 있다.
도 6을 참조하여 설명한 바와 같이, 방향 신호(POS_D)에 따라 제1 스위칭 신호(SS1) 및 제2 스위칭 신호(SS2)가 변경됨에 따라 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)가 변경될 수 있다.
실시예에 있어서, 게이트 드라이버(123)는 센싱 회로(124)로부터 과전류 제어 신호(OCP) 및 영정류 제어 신호(ZCS)를 수신하고, 과전류 제어 신호(OCP) 및 영전류 제어 신호(ZCS)를 기초로, 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)을 생성 또는 차단할 수 있다.
예를 들어, 양방향 스위칭 컨버터(도 1의 110)이 벅-모드로 동작 시에 인덕터 전류(IL)가 소정의 값, 예컨대 '0'까지 감소되면, 센싱 회로(124)는 영전류 제어 신호(ZCS)를 생성할 수 있다. 게이트 드라이버(123)는 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)의 생성을 차단할 수 있다. 이에 따라, 인덕터 전류(IL)가 역방향, 예컨대 리버스 방향으로 흐르는 것을 방지할 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 부스트-모드로 동작 시에 인덕터 전류(IL)가 소정의 값, 예컨대 '0'까지 증가되면, 센싱 회로(124)는 과전류 제어 신호(OCP)를 생성할 수 있다. 게이트 드라이버(123)는 제1 내지 제4 스위칭 전압(VG1, VG2, VG3, VG4)의 생성을 차단할 수 있다. 이에 따라, 인덕터 전류(IL)가 정방향, 예컨대 포워드 방향으로 흐르는 것을 방지할 수 있다.
센싱 회로(124)는 양방향 스위칭 컨버터(110)로부터 제공되는 복수의 전압들, (예컨대 전압 VBYP, VCH, VCL, VL) 및 센싱 전류(Isen)를 기초로 방향 신호(POS_D)를 생성할 수 있다. 또한, 센싱 회로(124)는 과전류 제어 신호(OCP), 및 영전류 제어 신호(ZCS)를 생성할 수 있다.
예를 들어, 센싱 회로(124)는 인덕터 전류(IL)를 센싱한 센싱 전류(Isen)를 소정의 단위 시간마다 평균하여 인덕터 전류(IL)의 평균값을 산출하고, 평균값이 양이면, 로직 하이의 방향 신호(POS_D)를 생성하고, 평균값이 음이면, 로직 로우의 방향 신호(POS_D)를 생성할 수 있다.
그러나, 이에 제한되는 것은 아니며, 센싱 회로(124)는 다양한 방법에 따라 방향 신호(POS_D)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 센싱 회로(124)는 제1 내지 제4 스위칭 트랜지스터(도2의 Q1~Q4) 각각에 대한 과전류 제어 신호(OCP), 및 영전류 제어 신호(ZCS)를 생성하고, 과전류 제어 신호(OCP)들, 및 영전류 제어 신호(ZCS)들을 기초로 방향 신호(POS_D)를 생성할 수 있다.
센싱 회로(124)는 제1 PWM 신호(PWM1) 및 제2 PWM 신호(PWM2)를 기초로 인덕터 전류(IL)가 충전 및 방전하는 중간 지점을 검출할 수 있고, 상기 중간 지점들에서, 방향 신호(POS_D)가 로직 하이일 때, 제3 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q3, Q4)의 전류들을 센싱할 수 있다. 센싱 회로(124)는 제3 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q3, Q4)에 대하여 영전류 제어 신호(ZCS)가 생성되면, 방향 신호(POS_D)를 로직 하이에서 로직 로우로 변경할 수 있다. 또한, 센싱 회로(124)는 상기 중간 지점들에서, 방향 신호(POS_D)가 로직 로우일 때, 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2)의 전류들을 센싱할 수 있다. 센싱 회로(124)는 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2)에 대하여 과전류 제어 신호(OCP)가 생성되면, 방향 신호(POS_D)를 로직 로우에서 로직 하이로 변경할 수 있다.
도 10a 및 도 10b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터 및 컨트롤러의 신호들의 타이밍도이다. 도 10a는 전압 VCF가 타겟 전압(T_VCF)보다 낮은 경우를 가정하고, 도 10b는 전압 VCF가 타겟 전압(T_VCF)보다 높은 경우를 가정한다.
도 10a를 참조하면, 전압 VCF가 타겟 전압(T_VCF)보다 낮은 경우 제1 비교 전압(VPOS)이 제2 비교 전압(VNOS) 보다 높을 수 있다. T1 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양이고, T2 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음일 수 있다. 도 7을 참조하여 설명한 바와 같이, 제1 램프 신호(RAMP1) 및 제1 비교 전압(VPOS)을 기초로 제1 PWM 신호(PWM1)가 생성되고, 제2 램프 신호(RAMP2) 및 제2 비교 전압(VNOS)을 기초로 제2 PWM 신호(PWM2)가 생성될 수 있다.
T1 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양이므로, 방향 신호(POS_D)는 로직 하이이고, 로직 하이의 방향 신호(POS_D)에 응답하여, PWM 로직(도 6의 122)는 제1 PWM 신호(PWM1)를 기초로 제1 스위칭 신호(SS1)를 생성하고, 제2 PWM 신호(PWM2)를 기초로 제2 스위칭 신호(SS2)를 생성할 수 있다.
도 5a 및 도 5b를 참조하여 설명한 바와 같이, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에 플라잉 커패시터인 제3 커패시터(CF)를 통해 전류가 흐르게 된다. 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양일 때, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에는 포워드 방향, 예컨대 제2 노드(N2)에서 제4 노드(N4)로 전류가 흐르게 되므로 전압 제3 커패시터(CF)가 충전되어 VCF의 전압 레벨이 증가하게 된다. 반면, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에는 리버스 방향, 예컨대 제4 노드(N4)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 감소하게 된다.
T1 기간에, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 길다. 따라서, T1 기간에 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)에 근접하는 방향으로 증가하게 된다.
T2 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음이므로, 방향 신호(POS_D)는 로직 로우이고, 로직 로우의 방향 신호(POS_D)에 응답하여, PWM 로직(122)은 제2 PWM 신호(PWM2)를 기초로 제1 스위칭 신호(SS1)를 생성하고, 제1 PWM 신호(PWM1)를 기초로 제2 스위칭 신호(SS2)를 생성할 수 있다.
인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음일 때, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에는 리버스 방향, 예컨대 제4 노드(N4)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 감소하게 된다. 반면, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에는 포워드 방향, 예컨대 제2 노드(N2)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 충전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 증가하게 된다.
T2 기간에, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 짧다. 따라서, T2 기간에 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)에 근접하는 방향으로 증가하게 된다.
도 10b를 참조하면, 전압 VCF가 타겟 전압(T_VCF)보다 높은 경우 제1 비교 전압(VPOS)이 제2 비교 전압(VNOS) 보다 낮을 수 있다. T1 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양이고, T2 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음일 수 있다.
인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양일 때, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에는 포워드 방향, 예컨대 제2 노드(N2)에서 제4 노드(N4)로 전류가 흐르게 되므로 전압 제3 커패시터(CF)가 충전되어 VCF의 전압 레벨이 증가하게 된다. 반면, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에는 리버스 방향, 예컨대 제4 노드(N4)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 감소하게 된다.
T1 기간에, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 짧다. 따라서, T1 기간에 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)에 근접하는 방향으로 감소하게 된다.
T2 기간에 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음이므로, 방향 신호(POS_D)는 로직 로우이고, 로직 로우의 방향 신호(POS_D)에 응답하여, PWM 로직(122)은 제2 PWM 신호(PWM2)를 기초로 제1 스위칭 신호(SS1)를 생성하고, 제1 PWM 신호(PWM1)를 기초로 제2 스위칭 신호(SS2)를 생성할 수 있다.
인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 음일 때, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에는 리버스 방향, 예컨대 제4 노드(N4)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 감소하게 된다. 반면, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에는 포워드 방향, 예컨대 제2 노드(N2)에서 제2 노드(N2)로 전류가 흐르게 되므로 제3 커패시터(CF)가 충전되어 전압 VCF의 전압 레벨이 증가하게 된다.
T2 기간에, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 길다. 따라서, T2 기간에 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)에 근접하는 방향으로 감소하게 된다.
이와 같이, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로(도 1의 100)에서는, 제1 내지 제4 스위칭 트랜지스터(Q1~Q4)의 스위칭 동작을 제어하는 제1 및 제2 스위칭 신호(SS1, SS2)를 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양인지 또는 음인지에 따라 조정함으로써, 플라잉 커패시터, 즉 제3 커패시터(CF)의 양단 간의 전압 VCF이 타겟 레벨(T_VCF)에 근접하도록 조정할 수 있다. 다시 양방향 스위칭 컨버터(110)는 컨트롤러(120)가 인덕터 전류의 방향에 따라 제1 및 제2 스위칭 신호(SS1, SS2)이 각각이 활성 레벨인 기간 및 비활성 레벨인 기간을 조정함으로써, 양방향 스위칭 컨버터(110)에서 플라잉 커패시터 밸런싱이 적절하게 수행될 수 있다.
도 11은 비교예에 따른 양방향 스위칭 컨버터 및 컨트롤러의 신호들의 타이밍도이다.
비교예에 따르면, 인덕터 전류의 평균값(IL_AVG)이 양인지 또는 음인지에 무관하게, PWM 로직(122)은 제1 PWM 신호(PWM1)를 기초로 제1 스위칭 신호(SS1)를 생성하고, 제2 PWM 신호(PWM2)를 기초로 제2 스위칭 신호(SS2)를 생성할 수 있다.
T1 기간 및 T2 기간에 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 길다. T1 기간에는 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에 제3 커패시터(CF)가 충전되어 전압 VCF가 증가하고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF가 감소한다. 따라서, T1 기간에 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)에 근접하는 방향으로 증가하게 된다.
그러나, T2 기간에 인덕터 전류의 편균값(IL_AVG)이 음이므로, 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간에 제3 커패시터(CF)가 방전되어 전압 VCF가 감소하고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간에 제3 커패시터(CF)가 충전되어 전압 VCF가 증가한다. 따라서, T2 기간에 제1 스위칭 트랜지스터(Q1), 및 제3 스위칭 트랜지스터(Q3)가 온 되는 기간은 제2 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 제4 스위칭 트랜지스터(Q4)가 온 되는 기간보다 길므로, 전압 VCF는 타겟 전압(T_VCF)으로부터 멀어지는 방향으로 감소하게 된다.
이와 같이, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 컨트롤러(120)의 제어와 달리, 인덕터 전류의 편균값(IL_AVG)이 양인지 또는 음인지에 무관하게 제1 및 제2 스위칭 신호(SS1, SS2)를 생성할 경우, 양방향 스위칭 컨버터(110)에서 플라잉 커패시터 밸런싱이 적절하게 수행되지 못한다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 12를 참조하면, 전자 회로(20)는 충전 회로(100), 배터리(200), 유선 전력 인터페이스(310), 무선 전력 인터페이스(320), 및 어플리케이션 프로세서(400)를 포함할 수 있다. 충전 회로(100), 배터리(200), 제1 전력 인터페이스(310), 제2 전력 인터페이스(320)간 동작은 도 1을 참조하여 설명한 바 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 12의 전자 장치(20)에서, 어플리케이션 프로세서(400)는 유선 전력 인터페이스(310) 및 무선 전력 인터페이스(320)에 연결되는 디바이스 또는 유선 전력 인터페이스(310) 및 무선 전력 인터페이스(320)로부터 제공되는 전압, 예컨대 제1 입력 전압(CHGIN) 및 제2 입력 전압(WCIN)을 인식할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(400)는 인식된 인터페이스 또는 입력 전압에 따라 스위칭 모드를 결정하는 모드 신호(MD)를 생성하고, 모드 신호(MD)를 충전 집적 회로(100)의 컨트롤러(120)에 제공할 수 있다.
예를 들어, 유선 전력 인터페이스(310)를 통해 제1 입력 전압(CHGIN)이 인가되고, 무선 전력 인터페이스(320)에 무선 전력 송신 회로가 연결되면, 어플리케이션 프로세서(400)는 제1 입력 전압(CHGIN) 및 무선 전력 송신 회로를 인식하고, 벅- 부스트 모드를 나타내는 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다. 유선 전력 인터페이스(310)에 OTG 디바이스가 연결되거나 또는 무선 전력 인터페이스(320)에 무선 전력 송신 회로가 연결되면, 어플리케이션 프로세서(400)는 부스트 모드를 나타내는 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다.
이와 같이, 어플리케이션 프로세서(400)가 복수의 스위칭 모드를 나타내는 모드 신호(MD)를 생성하고, 이를 컨트롤러(320)에 제공할 수 있다. 컨트롤러(120)는 모드 신호(MD)에 해당하는 스위칭 동작이 수행되도록 양방향 스위칭 컨버터(110)를 제어할 수 있다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
전자 장치(1000)는 다양한 전자 회로를 포함할 수 있다. 예로서, 전자 장치(1000)의 전자 회로들은 이미지 처리 블록(1100), 통신 블록(1200), 오디오 처리 블록(1300), 버퍼 메모리(1400), 불휘발성 메모리(1500), 유저 인터페이스(1600), 메인 프로세서(1800), 전력 관리 회로(1900), 및 충전 집적 회로(1910)를 포함할 수 있다.
전자 장치(1000)는 배터리(1920)로 연결될 수 있고, 배터리(1920)는 전자 장치(1000)의 동작에 이용되는 전력을 공급할 수 있다. 그러나, 이에 제한되는 것은 아니며, 전자 장치(1000)로 공급되는 전력은 배터리(1920) 외의 다른 내부/외부 전원으로부터 제공될 수 있다.
이미지 처리 블록(1100)은 렌즈(1110)를 통해 빛을 수신할 수 있다. 이미지 처리 블록(1100)에 포함되는 이미지 센서(1120) 및 이미지 신호 처리기(1130)는 수신되는 빛에 기초하여, 외부 객체와 관련되는 이미지 정보를 생성할 수 있다.
통신 블록(1200)은 안테나(1210)를 통해 외부 장치/시스템과 신호를 교환할 수 있다. 통신 블록(1200)의 송수신기(1220) 및 MODEM(Modulator/Demodulator, 1230)은 다양한 유선/무선 통신 규약 중 하나 이상에 따라, 외부 장치/시스템과 교환되는 신호를 처리할 수 있다.
오디오 처리 블록(1300)은 오디오 신호 처리기(1310)를 이용하여 소리 정보를 처리할 수 있다. 오디오 처리 블록(1300)은 마이크(1320)를 통해 오디오 입력을 수신할 수 있고, 스피커(1330)를 통해 오디오를 출력할 수 있다.
버퍼 메모리(1400)는 전자 장치(1000)의 동작에 이용되는 데이터를 저장할 수 있다. 예로서, 버퍼 메모리(1400)는 메인 프로세서(1800)에 의해 처리된 또는 처리될 데이터를 일시적으로 저장할 수 있다. 예로서, 버퍼 메모리(1400)는 SRAM(Static Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), SDRAM(Synchronous DRAM) 등과 같은 휘발성 메모리, 및/또는 PRAM(Phase-change RAM), MRAM(Magneto-resistive RAM), ReRAM(Resistive RAM), FRAM(Ferro-electric RAM) 등과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다.
불휘발성 메모리(1500)는 전력이 공급되는지에 관계없이 데이터를 저장할 수 있다. 예로서, 불휘발성 메모리(1500)는 플래시 메모리, PRAM, MRAM, ReRAM, FRAM 등과 같은 다양한 불휘발성 메모리 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 예로서, 불휘발성 메모리(1500)는 SD(Secure Digital) 카드 또는 SSD(Solid State Drive)와 같은 착탈식 메모리, 및/또는 eMMC(Embedded Multimedia Card)와 같은 내장(Embedded) 메모리를 포함할 수 있다.
유저 인터페이스(1600)는 사용자와 전자 장치(1000) 사이의 통신을 중재할 수 있다. 예로서, 유저 인터페이스(1600)는 사용자로부터 입력을 수신하기 위한 입력 인터페이스 및 사용자에게 정보를 제공하기 위한 출력 인터페이스를 포함할 수 있다.
메인 프로세서(1800)는 전자 장치(1000)의 구성 요소들의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 메인 프로세서(1800)는 전자 장치(1000)를 동작시키기 위해 다양한 연산을 처리할 수 있다. 예로서, 메인 프로세서(1800)는 범용(General-purpose) 프로세서, 전용(Special-purpose) 프로세서, 어플리케이션(Application) 프로세서, 마이크로프로세서 등으로 구현될 수 있고, 하나 이상의 프로세서 코어를 포함할 수 있다.
전력 관리 회로(1900)는 전자 장치(1000)의 구성 요소들로 전력을 공급하고, 전력을 관리할 수 있다. 예를 들어, 전력 관리 회로(1900)는 충전 집적 회로(1910) 및/또는 배터리(1920)로부터 제공되는 전력에 기초하여 시스템 전압을 출력할 수 있다. 전력 관리 회로(1900)는 구성 요소들의 온도, 동작 모드(예컨대 퍼포먼스 모드, 스탠바이 모드, 슬립 모드) 등에 따라, 구성 요소들 각각의 주파수, 제공되는 시스템 전압의 전압 레벨 등을 조절할 수 있다.
충전 집적 회로(1910)는 외부 전원으로부터 제공되는 전력을 기초로 배터리(1920)를 충전하거나, 또는 전력 관리 회로(1900)로 전력을 제공할 수 있다. 또는 충전 집적 회로(1910)는 배터리(1920)로부터 제공되는 전력을 기초로 유선 또는 무선 전력 인터페이스를 통해 외부 장치로 전력을 제공할 수 있다.
도 1 내지 도 12를 참조하여 설명한 충전 집적 회로(100)가 충전 집적 회로(1910)로서 전자 장치(1000)에 적용될 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 3 -레벨 DC-DC 컨버터로 구현되는 양방향 스위칭 컨버터를 구비할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터는 벅 모드, 벅-부스트 모드, 및 부스트 모드로 동작할 수 있다. 벅-부스트 모드에서, 충전 집적 회로(100)는 인덕터에 흐르는 전류의 방향을 기초로 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 신호들이 활성 레벨을 갖는 기간 및 비활성 레벨을 갖는 기간을 조정할 수 있다. 이에 따라 플라잉 커패시터 밸런싱이 적절하게 수행되고, 출력 전압의 리플이 감소될 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
10, 20: 전자 장치
100: 충전 집적 회로
110: 양방향 스위칭 컨버터
120: 컨트롤러
200: 배터리
310: 유선 전력 인터페이스
320: 무선 전력 인터페이스

Claims (10)

  1. 제1 입출력 노드에 직렬 연결된 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 및 제4 스위칭 소자를 포함하는 복수의 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자의 일단과 제2 입출력 노드 사이에 연결된 인덕터, 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 타단에 연결된 커패시터를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터; 및
    상기 양방향 스위칭 컨버터로부터 수신되는 복수의 센싱 신호를 기초로 제1 PWM (Pulse Width Modulation) 신호 및 제2 PWM 신호를 생성하고, 벅-부스트 모드에서, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 평균값이 양이면, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위칭 신호를 생성하고 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위칭 신호를 생성하며, 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 상기 제2 PWM 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 신호를 생성하고, 상기 제1 PWM 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하는 충전 집적 회로.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 신호가 제1 레벨이고 상기 제2 스위칭 신호가 제2 레벨이면, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자가 턴-온 되고, 상기 제1 스위칭 신호가 제2 레벨이고, 상기 제2 스위칭 신호가 제1 레벨이면, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자가 턴-온 되는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 인덕터 전류의 평균값이 양이면 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자가 온 상태인 제1 기간에 상기 커패시터가 충전되고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자가 온 상태인 제2 기간에 상기 커패시터가 방전되며,
    상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면 상기 제1 기간에 상기 커패시터가 방전되고, 상기 제2 기간에 상기 커패시터가 충전되는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 커패시터 양 단의 전압이 타겟 전압보다 낮고 상기 인덕터 전류의 평균값이 양이면, 상기 제1 기간이 상기 제2 기간보다 길고,
    상기 커패시터 양 단의 전압이 상기 타겟 전압보다 낮고 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 상기 제2 기간이 상기 제1 기간보다 긴 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  5. 제3 항에 있어서,
    상기 커패시터 양 단의 전압이 타겟 전압보다 높고 상기 인덕터 전류의 평균값이 양이면, 상기 제2 기간이 상기 제1 기간보다 길고,
    상기 커패시터 양 단의 전압이 상기 타겟 전압보다 높고 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 상기 제1 기간이 상기 제2 기간보다 긴 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  6. 제1 항에 있어서, 상기 컨트롤러는,
    상기 복수의 센싱 신호를 기초로 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호를 생성하는 모듈레이터;
    상기 인덕터 전류의 평균값이 양이면 제1 레벨의 방향 신호를 생성하고, 상기 인덕터 전류의 평균값이 음이면, 제2 레벨의 상기 방향 신호를 생성하는 센싱 회로; 및
    상기 방향 신호가 제1 레벨이면, 상기 제1 PWM 신호를 상기 제1 스위칭 신호로서 출력하고, 상기 제2 PWM 신호를 상기 제2 스위칭 신호로서 출력하며, 상기 방향 신호가 제2 레벨이면, 상기 제2 PWM 신호를 상기 제1 스위칭 신호로서 출력하고, 상기 제1 PWM 신호를 상기 제2 스위칭 신호로서 출력하는 PWM 로직; 및
    상기 제1 스위칭 신호를 기초로 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자의 온 및 오프를 제어하는 제1 스위칭 전압 및 제4 스위칭 전압을 생성하고, 상기 제2 스위칭 신호를 기초로 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자의 온 및 오프를 제어하는 제2 스위칭 전압 및 제3스위칭 전압을 생성하는 게이트 드라이버를 포함하는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  7. 제6 항에 있어서, 상기 PWM 로직은,
    상기 제1 PWM 신호를 제1 입력으로, 상기 제2 PWM 신호를 제2 입력으로 수신하고, 상기 방향 신호를 기초로 상기 제1 입력 및 제2 입력 중 하나를 상기 제1 스위칭 신호로서 출력하는 제1 디-멀티플랙스; 및
    상기 제2 PWM 신호를 제1 입력으로, 상기 제1 PWM 신호를 제2 입력으로 수신하고, 상기 방향 신호를 기초로 상기 제1 입력 및 제2 입력 중 하나를 상기 제2 스위칭 신호로서 출력하는 제2 디-멀티플랙스를 포함하는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  8. 제6 항에 있어서, 상기 모듈레이터는,
    상기 제1 입출력 노드 또는 상기 제2 입출력 노드에 인가되는 입력 전압, 상기 제1 입출력 노드 또는 상기 제2 입출력 노드로부터 출력되는 출력 전압, 상기 커패시터의 양 단의 전압 및 상기 인덕터 전류를 기초로, 제1 오차 전압 및 제2 오차 전압을 생성하는 오차 검출 회로; 및
    상기 제1 오차 전압과 상기 제2 오차 전압의 합을 제1 비교 전압으로서 생성하고, 상기 제1 오차 전압과 상기 제2 오차 전압의 차를 제2 비교 전압으로서 생성하며, 상기 제1 비교 전압과 제1 램프 신호를 비교하여 제1 PWM 신호를 생성하고, 상기 제2 비교 전압과 제2 램프 신호를 비교하여 제2 PWM 신호를 생성하는 비교 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  9. 제8 항에 있어서, 상기 오차 검출 회로는,
    상기 출력 전압과 기준 전압의 차를 기초로 상기 제1 오차 전압을 생성하고, 상기 상기 커패시터의 양 단의 전압 및 상기 입력 전압을 기초로 상기 제2 오차 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 충전 집적 회로.
  10. 제1 항에 있어서, 상기 컨트롤러는,
    벅-모드에서, 스위칭 컨버터가 상기 제1 입출력 노드로부터 상기 제2 입출력 노드로 제1 전력을 제공하도록 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하고
    부스트 모드에서, 상기 스위칭 컨버터가 상기 제2 입출력 노드로부터 상기 제1 입출력 노드로 제2 전력을 제공하도록 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하고,
    벅-부스트 모드에서, 상기 스위칭 컨버터가 상기 제2 입출력 노드로 상기 제1 전력을 제공하거나 또는 상ㄷ기 제1 입출력 노드로 상기 제2 전력을 제공하도록 상기 복수의 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는, 충전 집적 회로.

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