KR101302899B1 - 로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터를 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

스위칭 레귤레이터, 로우 드롭아웃(LDO) 레귤레이터, 및 모드 제어기를 포함하는 출력 전압으로의 입력 전압의 변환을 제어하는 레귤레이터 제어기. 스위칭 레귤레이터는 인에이블링될 때 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개한다. LDO 레귤레이터 역시 인에이블링될 때 출력 전압을 레귤레이팅한다. 모드 제어기는 부하 조건에 기반해서 스위칭 레귤레이터 및 LDO 레귤레이터를 인에이블링하거나 또는 디스에이블링한다. 정상 동작 동안 스위칭 레귤레이터는 인에이블링되고 LDO 레귤레이터는 디스에이블링된다. 펄스 제어 신호 상의 스키핑된 펄스와 같이, 저부하 조건이 검출될 때 LDO 레귤레이터가 인에이블링된다. 펄스 제어 신호가 최소 레벨에 도달할 때 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링된다. LDO 레귤레이터의 전류 출력의 임계 조건들에 기반해서 LDO 레귤레이터가 디스에이블링되고 스위칭 레귤레이터가 다시 인에이블링된다.

Description

로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR LOW STANDBY CURRENT SWITCHING REGULATOR}
본 발명은 스위칭 레귤레이터, 로우 드롭아웃(LDO) 레귤레이터, 및 모드 제어기를 포함하는 출력 전압으로의 입력 전압의 변환을 제어하는 레귤레이터 제어기에 관한 것이다.
본 출원은 2011년 03월 04일에 출원된 미국 가출원 제 61/449,165호 및 2011년 03월 16일에 출원된 미국 가출원 제 61/453,219호의 이익을 청구하고, 모든 의도 및 목적상 전체적으로 참조를 위해 여기 병합된다.
자동차 어플리케이션들을 포함하는 포터블 및/또는 배터리-파워링된 어플리케이션들에서, 광부하 효율성은 스위칭 파워 레귤레이터들에 있어서 중요하다. 많은 그러한 어플리케이션들이 예를 들어, 스탠드바이 모드 또는 그와 유사한 것과 같은 로우 파워 모드를 포함한다. 광부하 조건들 동안 고 효율성을 획득하기 위한 하나의 스킴은 펄스 주파수 모듈레이션(PFM) 또는 펄스 스키핑 스킴이다. 동작의 PFM 모드는 종종 전자기 간섭(EMI) 이슈들을 및/또는 큰 출력 리플들을 야기하고, 그것은 많은 구성들에 대해 허용가능하지 않을 수 있다. 동작의 로우 드롭아웃(LDO) 모드는 로우 콰이에슨트(quiescent) 입력 전류를 가지고 그것은 부하 전류가 매우 작을 때(예, 10 밀리-암페어(mA)보다 작음) 스탠드바이 조건에서 동작한다. LDO 레귤레이터의 출력은 리플 전압에서 자유롭다. 도전들은 시스템 구성들 및 스위칭 모드와 LDO 모드 사이의 평활 트랜지션들을 획득하는 방법이다.
본 발명의 목적은 시스템 구성들 및 스위칭 모드와 LDO 모드 사이의 평활 트랜지션들을 획득하는 방법에 관련된다.
스위칭 레귤레이터는 인에이블링될 때 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개한다. LDO 레귤레이터 역시 인에이블링될 때 출력 전압을 레귤레이팅한다. 모드 제어기는 부하 조건에 기반해서 스위칭 레귤레이터 및 LDO 레귤레이터를 인에이블링하거나 또는 디스에이블링한다. 정상 동작 동안 스위칭 레귤레이터는 인에이블링되고 LDO 레귤레이터는 디스에이블링된다. 펄스 제어 신호 상의 스키핑된 펄스와 같이, 저부하 조건이 검출될 때 LDO 레귤레이터가 인에이블링된다. 펄스 제어 신호가 최소 레벨에 도달할 때 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링된다. LDO 레귤레이터의 전류 출력의 리미트 조건들에 기반해서 LDO 레귤레이터가 디스에이블링되고 스위칭 레귤레이터가 다시 인에이블링된다.
본 발명은 스탠드바이 모드 또는 그와 유사한 것에서의 고효율성 및 동작의 스위칭과 LDO 모드들 사이의 평활 트랜지션들을 획득하기 위한 신규한 LDO 모드 및 제어 스킴으로 실행되는 전압 레귤레이터를 제공한다.
본 발명의 이익들, 특징들, 및 이점들이 다음의 설명, 및 첨부된 도면들과 관련해서 더 잘 이해될 것이고, 여기서:
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라서 실행된 DC-DC 스위칭 전압 레귤레이터를 포함하는 전자 디바이스의 블록도이고;
도 2는 본 발명의 일 실시예를 따라서 로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터를 포함하는 도 1의 전압 레귤레이터의 단순화되고 도식화된 블록도이며;
도 3은 PWM 레귤레이터 및 LDO 레귤레이터를 인에이블링하기 위한 임계 레벨들을 도시하기 위해 도 1의 전압 레귤레이터에 대한 ILOAD 대 효율성(EFFICIENCY)를 플로팅하는 그래픽 다이어그램이고;
도 4는 본 발명의 실시예들에 따라서 로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터로 실행된 전압 레귤레이터의 다른 부하 레벨들 및 부하 트랜션트 조건들 하에서의 여러개의 시뮬레이팅된 파형들을 나타내며;
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 전압 레귤레이터의 단순화되고 도식화된 블록도이고, 그것은 LDO 모드를 인에이블링할 때를 결정하기 위해 펄스 스키핑(skipping)을 사용하고 PWM 레귤레이터를 디스에이블링할 때를 결정하기 위해 최소 또는 제로 펄스들을 검출하고; 그리고
도 6은 동작의 노멀, 듀얼 및 LDO 단독 모드들 사이에서 트랜지션닝하기 위한 전압 레귤레이터의 동작 또는 전압 레귤레이터를 도시하는 상태도이다.
다음의 설명은 해당기술분야의 당업자가 소정 어플리케이션의 문맥 및 그것의 요구사항들 내에 제공되는 바와 같이 본 발명을 구성하고 사용하는 것이 가능?도록 제시된다. 그러나 바람직한 실시예에 대한 다양한 수정들이 해당 기술분야의 당업자에게 명백할 것이고, 여기서 정의된 일반적인 원칙들이 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 여기서 나타나고 설명된 소정 실시예들로 한정되도록 의도되지 않으나, 여기 개시된 원칙들 및 신규한 특징들에 일치하는 가장 넓은 범위에 부합해야 한다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 실행된 DC-DC 스위칭 전압 레귤레이터(107)(그렇지 않으면 컨버터 또는 파워 서플라이 또는 그와 유사한 것으로 언급됨)를 포함하는 전자 디바이스(100)의 블록도이다. 전자 디바이스(100)는 어댑터(103)로부터 DC 전압(VDC)을 수신하는 또 다른 입력을 갖는, 전압 선택(VSEL) 회로(105)의 일 입력에 배터리 전압 VBAT를 제공하는 배터리(101)를 포함하여 도시된다. 어댑터(103)는 교류(AC) 소스(미도시)와 같은, 외부 파워 소스로부터 AC 또는 DC 전압을 수신하고, 수신된 전압을 VDC 전압으로 변환한다. 만약 배터리(101)가 재충전가능하다면, 그때 어댑터(103)는 배터리(101)를 충전하기 위한 배터리 충전기를 포함할 수 있고 또는 개별 배터리 충전기(미도시)가 포함될 수 있다. VSEL 회로(105)는 전압 레귤레이터(107)의 일 입력에 입력 전압 VIN을 제공한다. 전압 레귤레이터(107)는 출력 전압 VOUT를 제공하는 출력을 가지고, 그것은 부하 LD에 소스 전압을 제공하도록 사용된다. 부하 LD는 전자 디바이스(100)의 회로를 일반적으로 포함하고, 그것은 부하 전류 ILOAD를 수신한다. 도시되는 바와 같이, LD는 모두가 레귤레이터(107)(예, VOUT)로부터 공급 전압을 수신하는, 메모리(111)에 결합되는 프로세서(109)를 포함할 수 있다. 프로세서 또는 메모리를 가지지 않는 전자 디바이스들의 다른 유형들 역시 심사숙고된다.
전자 디바이스(100)는 예를 들어, 퍼스널 디지털 어시턴스(PDA), 퍼스널 컴퓨터(PC), 포터블 컴퓨터, 랩탑 컴퓨터 등의 임의 유형, 셀룰러 폰, 퍼스널 미디어 디바이스 등과 같은 모바일, 포터블, 또는 핸드헬드 디바이스들을 포함하는 전자 디바이스의 임의 유형일 수 있다. 전자 디바이스(100)는 또한 자동차 또는 그와 유사한 것 내에 제공되는 바와 같이 자동차 산업을 위해 실행될 수 있고, 여기서 어댑터(103)는 얼터네이터 시스템 또는 그와 유사한 것이고 배터리(101)는 자동차 배터리이다. 대안적인 실시예에서, 전자 디바이스(100)는 배터리-파워링되지 않고 AC 소스 또는 파워의 다른 소스에 의해 파워링된다. 일반적으로, 전압 레귤레이터(107)는 컴퓨터, 산업, 컨수머 등의 어플리케이션들 및/또는 배터리-파워링된 어플리케이션들을 위한 파워 레귤레이터로서 구성된다.
전자 디바이스(100)의 중요한 기능들이 도시된 구성에서 디바이스 회로인 부하 LD에 의해 수행된다. 일 실시예에서, 배터리(101)는 재충전가능하지않은 배터리들이 심사숙고됨에도, 임의 적합한 유형의 재충전가능한 배터리(자동차 배터리들을 포함)이다. 다양한 실시예들에서 VIN의 전압은 부스트 구성을 위해 VOUT 아래에 있고, VIN은 벅 구성을 위해 VOUT 위에 있으며, 또는 VOUT에 관련된 VIN은 예를 들어, 싱글-엔딩된, 프라이머리-인덕터 컨버터(SEPIC) 또는 벅-부스트 컨버터들 또는 그와 유사한 것과 같은 다양한 다른 구성들 위해 그 사이의 임의 위치의 범위일 수 있다.
자동차 어플리케이션들을 포함하는 포터블 및/또는 배터리-파워링된 어플리케이션들에서, 광부하 효율성은 스위칭 파워 레귤레이터들에 있어서 중요하다. 많은 그러한 어플리케이션들이 예를 들어, 스탠드바이 모드 또는 그와 유사한 것과 같은 로우 파워 모드를 포함한다. 광부하 조건들 동안 고 효율성을 획득하기 위한 하나의 스킴은 펄스 주파수 모듈레이션(PFM) 또는 펄스 스키핑 스킴이다. 동작의 PFM 모드는 종종 전자기 간섭(EMI) 이슈들을 및/또는 큰 출력 리플들을 야기하고, 그것은 많은 구성들에 대해 허용가능하지 않을 수 있다. 동작의 로우 드롭아웃(LDO) 모드는 로우 콰이에슨트(quiescent) 입력 전류를 가지고 그것은 부하 전류가 매우 작을 때(예, 10 밀리-암페어(mA)보다 작음) 스탠드바이 조건에서 동작한다. LDO 레귤레이터의 출력은 리플 전압에서 자유롭다. 도전들은 시스템 구성들 및 스위칭 모드와 LDO 모드 사이의 평활 트랜지션들을 획득하는 방법이다.
전압 레귤레이터(107)가 스탠드바이 모드 또는 그와 유사한 것에서의 고효율성 및 동작의 스위칭과 LDO 모드들 사이의 평활 트랜지션들을 획득하기 위한 신규한 LDO 모드 및 제어 스킴으로 실행된다. 일 실시예에서, LDO 레귤레이터(215)(도 2)는 상대적으로 작은 스탠드바이 전류를 핸들링하도록 충분히 크게 실행되는 것만을 필요로 한다. 따라서 상대적으로 작은 LDO 레귤레이터(215)는 실리콘 영역 및 부가되는 비용을 최소화한다. 신규한 트랜지션 제어 스킴이 제안되고 스위칭(예, PWM) 모드 및 LDO 모드 사이의 평활 트랜지션이 획득된다. LDO 모드와 함께, 전압 레귤레이터(107)는 스탠드-바이 조건들에서 매우 낮은 입력 콰이에슨트 전류 및 정상 펄스 폭 모듈레이션(PWM) 또는 스위칭 모드보다 작은 리플을 갖는 클린 출력 전압을 소비한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예를 따르는 전압 레귤레이터(107)의 단순화되고 도식화된 블록도이다. 배터리 B가 입력 커패시터 C1에 의해 필터링된 입력 전압 노드(201)로 입력 전압 VIN을 제공하도록 도시된다. 배터리 B 및 커패시터 C1이 입력 전압 노드(201)와 GND 사이에 결합된다. 배터리 B가 VSEL 회로(105)로부터의 출력을 나타내고, 그것은 배터리(101)에 의해 또는 앞서 설명된 바와 같은 또 다른 소스로부터 발생될 수 있다. VIN이 레귤레이터 제어기(203)의 일 입력에 제공된다. 일 실시예에서, 레귤레이터 제어기(203)는 집적 회로(IC) 또는 반도체 칩 또는 그와 유사한 것 상에 구성된다. 그러나 레귤레이터 제어기(203)가 별개의 방법으로 구성될 수 있다는 점이 언급된다. 출력 인덕터 L이 출력 전압 VOUT를 전개하는 위상(PHASE) 노드(205)와 출력 노드(207) 사이에 결합된다. VOUT가 출력 노드(207)와 GND 사이에 결합되는 출력 커패시터 CO에 의해 필터링된다. 공급 전압 및 부하 전류 ILOAD가 부하 LD로 제공됨에 따라 부하 LD 역시 VOUT를 수신하도록 출력 노드(207)과 GND 사이에 결합된다. VOUT가 레지스터 R1 및 R2를 포함하는 전압 디바이더에 의해 나누어지고, 그것들은 피드백 신호 FB를 전개하는 중간 피드백 노드(209)를 제공하는 출력 노드(207)와 GND 사이에 결합된다. FB, VIN 및 위상이 레귤레이터 제어기(203)의 각각의 입력/출력(I/O) 연결들에 제공된다. 레귤레이터 제어기(203) 역시 LDO 전류 ILDO를 제공하는 LDO I/O 연결 LDOUT을 포함한다.
레귤레이터 제어기(203)는 펄스 폭 모듈레이션(PWM)(예, 스위칭) 및 LDO 사이의 동작 모드를 스위칭하도록 PWM 레귤레이터(204) 및 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링 또는 디스에이블링하기 위한 PWM 레귤레이터(204), LDO 레귤레이터(215) 및 모드 제어기(202)를 포함하도록 도시된다. PWM 레귤레이터(204)가 PWM 제어기(211), 드라이버 네트워크(213) 및 한쌍의 전자 스위치들 Q1 및 Q2를 포함하는 단순화된 형태로 도시된다. FB 및 PWM 기준 전압 VREF_PWM이 PWM 제어기(211)의 각각의 입력들에 제공되고, 그것은 상응하는 펄스 제어 신호 PWM을 출력하며, 여기서 PWM이 드라이버 네트워크(213)의 일 입력에 제공된다. 드라이버 네트워크(213)는 VIN 및 GND 사이에 직렬로 결합된 전자 스위치들 Q1 및 Q2의 동작을 제어한다. 도시된 바와 같은 일 실시예에서, 전자 스위칭 디바이스들의 대안적인 유형들이 사용될 수 있음에도, 전자 스위치들 Q1 및 Q2 각각이 N-채널 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)로서 실행된다. 도시된 바와 같이, Q1의 드레인은 VIN(레귤레이터 제어기(203)의 외부 연결을 통해)을 수신하고, 그것의 소스는 위상 노드(205)(레귤레이터 제어기(203)의 또 다른 외부 연결을 통해)에 결합되고, 그것의 게이트가 드라이버 네트워크(213)의 출력에 결합된다. Q2의 드레인이 위상 노드(205)에 결합되고, 그것의 소스가 GND에 결합되며, 그것의 게이트가 드라이버 네트워크(213)의 또 다른 출력에 결합된다. 대안적인 실시예들에서, 스위치들 Q1 및 Q2 및/또는 드라이버 네트워크(213)가 레귤레이터 제어기(203)에 외부적으로 제공된다.
PWM 레귤레이터(204)는 정상 동작 동안 ILOAD를 공급하도록 클로징된 루프 제어를 사용한다. 해당 기술분야의 당업자에 의해 이해되는 바와 같이, PWM 제어기(211)는 FB를 VREF_PWM의 목표 전압 레벨로 레귤레이팅하고, 따라서 VOUT의 전압 레벨을 레귤레이팅하도록 PWM의 듀티 사이클을 전개한다. 구체적으로 도시되지 않음에도, PWM 제어기(211)는 VOUT의 상대 에러를 나타내는 에러 전압을 발생시키도록 VREF_PWM과 FB를 내적으로 비교한다. PWM 제어기(211)는 PWM 신호를 전개하도록 에러 전압을 사용한다. PWM 제어기(211)는 PWM을 전개하기 위한, 전압 모드 또는 전류 모드 또는 그와 유사한 것과 같은 임의 하나 또는 그이상의 제어 모드들에 따라서 구성된다. 제어 동작은 PWM 주파수가 고정되거나 또는 변동가능한 바와 같이 구성될 수 있고, 고정된 오프-타임, 고정된 온-타임 히스테리시스 제어 모드 등과 같이 동작의 다양한 제어 모드들일 수 있다. 일 실시예에서, 예를 들어, PWM이 하이일 때, 드라이버 네트워크(213)는 Q1을 턴 온하고 Q2를 턴 오프하며, PWM이 로우일 때, 드라이버 네트워크(213)는 Q1을 턴 오프하고 Q2를 턴 온한다. 전류 IL은 출력 커패시터 CO를 가로질러 VOUT를 전개하도록 출력 인덕터 L을 통해 흐른다. PWM 제어기(211)는 PWM의 듀티 사이클을 제어하도록 FB를 모니터링한다. 스위칭 동작은 더 높은 전압 VIN을 더 낮은 레귤레이팅된 전압 VOUT로 변환하도록 동작의 PWM 모드 동안 벅-형 컨버터 구성에 대해 이 방법으로 반복한다.
LDO 레귤레이터(215) 역시 동작의 LDO 모드 동안 VOUT를 레귤레이팅하도록 클로징된 루프 제어를 사용한다. LDO 레귤레이터(215)는 전류 센서(220), 에러 증폭기(233), 드라이버(235), 파워 디바이스 Q3, 인에이블 회로(231), 셋-리셋 플립-플롭(SRFF)(224), 및 전류 리미터(226)를 포함한다. 에러 증폭기(223)는 FB를 수신하는 비-반전 입력, LDO 기준 전압 VREF_LDO를 수신하는 반전 입력, 에러 전압 ER을 전개하는 출력을 가진다. ER은 파워 디바이스 Q3의 게이트를 구동하기 위한 LDO 제어 신호 LCTL을 제공하는 그것의 출력을 갖는, 드라이버(235)의 입력에 제공된다. 일 실시예에서, 파워 디바이스 Q3는 입력 전압 VIN을 수신하도록 결합되는 소스, 출력 노드(207)에 결합되기 위한 드레인, 및 드라이버(235)의 출력에 결합되는 게이트를 갖는 P-채널 MOSFET(또는 PFET)이다. 파워 PNP 바이폴라 접합 트랜지스터 또는 그와 유사한 것과 같은 파워 디바이스들의 다른 유형들이 심사숙고된다. 전류 센서(220)는 레귤레이터 제어기(203)의 LDO 출력 LDOOUT을 통해 제공되는 전류 ILDO를 감지하고 상응하는 전류 감지 신호 ISEN_LDO를 제공한다. 드라이버(235)는 인에이블 신호 LEN을 수신하기 위한 인에이블 회로(231)의 출력에 결합되는 인에이블 입력을 가진다. SRFF(224)는 전류 리미터(226) 및 인에블 회로(231)의 상응하는 입력들에 제공되는 Q 출력을 가진다. 전류 리미터(226)는 LCTL(Q3의 게이트에서)을 수신하도록 결합된다. 전류 리미터(226) 역시 ISEN_LDO 및 전류 리미트 신호들 ILIM1 및 ILIM2를 수신하다.
LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링될 때, 인에이블 회로(231)는 디스에이블링하거나 그렇지 않으면 드라이버(235)를 턴 오프하고, 그것은 파워 디바이스 Q3를 턴 오프한다. 오프될 때, Q3는 제어 루프를 효율적으로 테이킹 아웃하도록 하이 임피던스(예, PMOSFET 디바이스의 소스 및 드레인 사이임)를 전개한다. LDO 레귤레이터(215)가 인에이블링될 때, 인에이블 회로(231)가 인에이블링하거나 그렇지 않으면 드라이버(235)를 턴 온한다. 드라이버(235)는 VOUT를 레귤레이팅하도록 에러 증폭기(233)의 ER 출력에 부합해서 파워 디바이스 Q3를 구동한다. 일 실시예에서, Q3의 임피던스가 다양한 VIN 및 부하 조건들 하에서 소망되는 전압 레벨로 VOUT를 레귤레이팅하도록 ER에 기반해서 조절된다.
모드 제어기(202)는 제 1 필터/딜레이 네트워크(227), 제 2 필터/딜레이 네트워크(217), 비교기들(219, 223, 229), 2-입력 로직 OR 게이트(225) 및 SRFF(222), 저부하 검출기(230), 및 전류 임계 네트워크(228)를 포함한다. 필터/딜레이 네트워크(227)는 ISEN_LDO를 수신하고 비교기(229)의 반전 입력에 결합되는 출력을 가진다. 제 1 임계 전압 ITH1이 비교기(229)의 비-반전 입력에 제공되고, 그것은 신호 P_OFF를 SRFF(222)의 재설정(R) 입력에 제공하는 그것의 출력을 가진다. 필터/딜레이 네트워크(217)는 ISEN_LDO를 수신하고 비교기(223)의 비-반전 입력에 결합되는 출력을 가진다. 제 2 임계 전압 ITH2가 비교기(223)의 반전 입력에 제공되고, 그것은 OR 게이트(225)의 일 입력에 제공되는 그것의 출력을 가진다. ISEN_LDO가 비교기(219)의 비-반전 입력에 제공되고, 그것의 반전 입력에서 제 3 임계 전압 ITH3를 수신하고 OR 게이트(225)의 다른 입력에 결합되는 출력을 가진다. OR 게이트(225)의 출력이 SRFF(222)의 설정(S) 입력에 결합된다. SRFF(222)의 Q 출력이 신호 ON/OFF를 드라이버 네트워크(213)의 인에이블 입력 및 PWM 제어기(211)의 인에이블 입력에 제공한다. ON/OFF 신호가 PWM 레귤레이터(204)를 인에이블링하거나 또는 디스에이블링한다.
SRFF(222)가 ON/OFF가 하이임을 확인할 때, PWM 레귤레이터(204)는 인에이블링되고, 그래서 PWM 제어기(211)는 드라이버 네트워크(213)에 제공되는 PWM 신호를 전개한다. 드라이버 네트워크(213)가 인에이블링되고 PWM에 기반한 VREF_PWM에 기반해서 미리정해진 전압 레벨로 VOUT를 레귤레이팅하기 위해 Q1 및 Q2의 스위칭을 구동한다. SRFF(222)가 ON/OFF가 로우임을 확인할 때, PWM 레귤레이터(204)가 디스에이블링되고, 여기서 PWM 제어기(211) 및 드라이버 네트워크(213) 모두가 디스에이블링된다.
PWM 신호가 저부하 검출기(230)의 입력에 제공되고, SRFF(224)의 설정 입력에 신호 L_ON을 제공하는 출력을 가진다. OR 게이트(225)의 출력이 SRFF(224)의 재설정 입력에 제공된다. 일 실시예에서, PWM 제어기(211)가 저부하 조건들 동안 펄스 스키핑을 실행하도록 구성되고, 저부하 검출기(230)는 PWM 신호 상의 임의 스키핑된 펄스들을 검출하는 펄스 스키핑 검출기를 포함하거나 또는 그렇지 않으면 병합한다. PWM 신호 상의 적어도 하나의 펄스가 스키핑될 때, 그때 저부하 검출기(230)의 펄스 스키핑 검출기가 SRFF(224)를 설정하고 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON 신호가 하이임을 확인한다. 이하에서 설명되는 도 5는 펄스 스키핑 스킴을 더 도시하고 설명한다.
대안적인 실시예에서, 저부하 검출기(230)는 PWM 상의 하나 또는 그이상의 펄스들이 저부하 조건을 나타내는 최소 듀레이션을 가지는 때를 결정하기 위해 비교기 네트워크 또는 그와 유사한 것을 포함하거나 또는 그렇지 않으면 병합한다. 예를 들어, 만약 PWM 제어기(211)가 펄스 스키핑에 대해 구성되지 않으나 대신에 저부하 동안 최소 PWM 펄스들을 제공한다면, 그때 저부하 검출기(230)는 최소 PWM 펄스들을 검출하고 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON이 하이임을 확인한다. 최소 온-타임 구성에서, 레귤레이션에서 시스템을 유지하도록 최소 펄스들에 대한 실제적인 제한이 있다.
전류 감지 신호 ISEN_PWM이 저부하 검출기(230)의 또 다른 입력에 제공되도록 도시된다. 일 실시예에서, ISEN_PWM은 출력 인덕터 L을 통해 인덕터 전류 IL를 나타내는 전류 신호이다. 일 실시예에서, 하부(lower) 스위치 Q2를 통한 전류가 ISEN_PWM으로 변환된다. 또 다른 실시예에서, 상부(upper) 스위치 Q1을 통한 전류가 ISEN_PWM으로 변환된다. 또 다른 실시예에서, 출력 인덕터 L을 통한 전류가 외부 전류 센서(미도시)에 의해 감지되고 또 다른 I/O 연결(미도시)을 통해 레귤레이터 제어기(203)로 제공된다. 또 다른 실시예에서, 이들 방법들의 조합이 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 저부하 검출기(230)는 저부하를 나타내는 임계값과 ISEN_PWM을 비교한다. 일 실시예에서, 임계값은 인덕터 L을 통한 전류가 리버싱하고 고잉 네거티브함을 나타낸다. 이들 실시예들 중 임의 하나에서, ISEN_PWM이 저부하 조건을 나타낼 때, 저부하 검출기(230)는 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON이 하이임을 확인한다.
일 실시예에서, 오직 PWM만이 제공되고 저부하 검출기(230)가 저부하 조건을 검출하기 위해 하나 또는 그이상의 스키핑된 PWM 펄스들 또는 하나 또는 그이상의 최소 펄스들을 감지한다. 또 다른 실시예에서, 오직 ISEN_PWM만이 제공되고 저부하 검출기(230)는 저부하 조건을 검출하기 위해 미리정해진 로우 레벨에 도달하는 ISEN_PWM을 감지한다. 또 다른 실시예에서, 이들 방법들의 임의 조합이 사용될 수 있다.
전류 임계 네트워크(228)는 적어도 하나의 전류 리미트 값 ILIM을 수신하고 하나 또는 그이상의 전류 리미트 값들(예, ILIM1 및 ILIM2), 및 하나 또는 그이상의 전류 임계값(예, ITH1, ITH2 및 ITH3)들을 제공한다. 일 실시예에서, ILIM은 프로그램가능한 값이고 ILIM1-2 및 ITH-3의 값들을 결정하도록 사용된다. 예를 들어, 전류 리미트 값들 ILIM1-2 및 전류 임계 값들 ITH1-3의 각각은 상응하는 멀티플ILIM에 의해 결정된다. 또 다른 실시예에서, 하나 또는 그이상의 전류 리미트 및 전류 임계 값들은 개별적으로 프로그램가능하다. 도시된 바와 같이, 전류 리미트 값들 ILIM1-2가 전류 리미터(226)에 제공되고 전류 임계값들 ITH1-3이 비교기(229, 223, 219)들의 입력에 제공된다.
ILIM1 및 ILIM2는 LDO 레귤레이터(215)가 인에이블링될 때 ILDO의 최대 값을 설정하도록 전류 리미터(226)에 의해 사용되는 전류 리미트 값들이고, 여기서 ILIM2>ILIM1이다. 정상 동작 모드 동안, PWM 레귤레이터(204)가 인에이블링되고 VREF_PWM에 기반해서 VOUT의 전압 레벨을 레귤레이팅하도록 LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링되고, ON/OFF는 하이이다. 부하가 스탠드바이 모드를 나타내는 로우 레벨로 충분히 감소할 때, 저부하 검출기(230)는 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON을 확인한다. 특히, L_ON은 Q 출력이 고잉 하이하도록 SRFF를 설정하기 위해 고잉 하이한다. SRFF(224)는 드라이버(235)를 인에이블링하도록 인에이블 회로(231)가 LEN을 확인하는 것을 야기한다. 드라이버(235)는 VREF_LDO의 레벨에 기반해서 VOUT를 레귤레이팅하는 것을 시작하도록 Q3를 구동하도록 LCTL을 확인한다. LDO 레귤레이터(215)가 이 방법으로 제 1 턴 온되거나 또는 인에이블링될 때, 전류 리미터(226)가 더 낮은 전류 리미트 값 ILIM1로 디폴팅한다. 따라서, ISEN_LDO를 통해 ILDO를 감지하는 전류 리미터(226)가 ILDO를 ILIM1로 최초로 제한한다. PWM 레귤레이터(204)가 여전히 인에이블링되고 액티브하기 때문에, 이것은 동작의 듀얼 모드이고, 여기서 PWM 레귤레이터(204) 및 LDO 레귤레이터(215) 모두가 인에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)의 출력이 ILIM1로 제한된다.
일 실시예에서, VREF_LDO>VREF_PWM이기 때문에, LDO 레귤레이터(215)는 VOUT를 VREF_LDO에 기반한 레벨로 증가시키도록 시도하고 반면에 PWM 레귤레이터(204)는 VREF_PWM에 기반해서 더 낮은 전압 레벨로 VOUT를 유지하도록 시도한다. 전류 리미터(226)는 ILIM1에 기반해서 전류 레벨로 ILDO를 제한하고, LDO 레귤레이터(215)가 전류(ILIM1에 대해 제한된 ILDO)를 컨트리뷰팅(contribute)하기 때문에, 스탠드바이 또는 저-부하 조건들 동안 FB가 VREF_PWM 위로 상승함에 따라 PWM 레귤레이터(204)는 최소 레벨로 슬로잉(slow)하거나 또는 심지어 과-전압 조건에 도달하고 레귤레이팅을 정지한다.
일 실시예에서, LDO 레귤레이터(215)는 "폴드백(foldback)" 기능을 실행한다. 해당하는 전류 리미트 레벨에 도달할 때 상대적으로 일정한 출력 파워를 필수적으로 유지하는 바와 같이, ILDO가 해당하는 전류 리미트 레벨(예, ILIM1)에 접근할 때, LDO 레귤레이터(215)는 레귤레이션 레벨을 VREF_LDO 아래로 감소시킨다. 이 방법으로, 심지어 VREF_LDO가 일 실시예에서 VREF_PWM보다 더 클 수 있을지라도, LDO 레귤레이터(215)는 VREF_PWM에 의해 설정된 더 낮은 전압 레벨에서 레귤레이션을 허용하고 LDO 레귤레이터(215)는 전류를 컨트리뷰팅하지만 PWM 레귤레이터(204)와 컨텐딩하지(contend) 않는다. 이하에서 설명된 바와 같이, PWM 레귤레이터(204)가 디스에이블링될 때, 전류 리미터(226)가 ILIM2로 전류 리미트 레벨을 증가시킨다. 폴드백 기능은 유사한 방법으로 ILIM2의 더 높은 전류 리미트에서 사용될 수 있다.
ITH1, ITH2 및 ITH3는 ILDO의 상대적으로 낮은 임계 레벨들을 나타내고, 여기서 I3>I2>I1이다. 또한, ILIM1은 ITH1보다 더 크고(ILIM1>ITH1), ILIM2는 ITH2보다 더 크다(ILIM2>ITH2). 각각의 경우에, ILIM 값과 상응하는 ITH 값 사이의 차이는 상대적으로 작을 수 있다(작은 mA 또는 그와 유사한 것과 같음). ISEN_LDO가 I2 및 I3 아래로 강하하는 바와 같이 ILDO가 감소할 때, 그때 OR 게이트(225)의 출력이 고잉 로우한다. PWM 레귤레이터(204)는 인에이블링으로 남겨지는 반면에 PWM 레귤레이터(204)가 여전히 액티브하도록 ISEN_LDO는 ITH1 위에 남겨진다. 필터/딜레이 네트워크(227)에 의해 결정되는 적어도 딜레이 기간 동안 ISEN_LDO가 I1 아래로 안정화하는 바와 같이 ILDO가 감소할 때, 그때 비교기(229)는 SRFF(222)를 재설정하도록 P_OFF가 하이임을 확인한다. SRFF(222)는 PWM제어기(204)를 효율적으로 디스에이블링하도록 PWM 제어기(211) 및 드라이버 네트워크(213)를 디스에이블링하도록 ON/OFF를 로우로 스위칭한다. 이러한 LDO 모드 경우에, VREF_LDO에 기반해서 VOUT를 레귤레이팅하도록 PWM 레귤레이터(204)가 디스에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)가 인에이블링으로 남겨진다. 또한, ON/OFF가 고잉 로우할 때, ILDO가 ILIM2까지 동작하도록 전류 리미터(226)가 더 높은 전류 리미트 값 ILIM2로 스위칭한다.
LDO 모드인 동안, 필터/딜레이 네트워크(217)에 의해 결정된 적어도 딜레이 기간 동안 ISEN_LDO가 ITH2 위로 상승하는 바와 같이 만약 ILDO가 증가하고 안정화되면, 그때 비교기(223)는 그것의 출력을 하이 풀링하고 OR 게이트(225)는 SRFF(222)를 설정하고 SRFF(224)를 재설정하도록 그것의 출력이 하이임을 확인한다. SRFF(222)는 PWM 레귤레이터(204)를 다시 인에이블링하기 위해 PWM 제어기(211)를 인에이블링하고 드라이버 네트워크(213)를 인에이블링하도록 ON/OFF 신호를 하이 풀링한다. 인에이블 회로(231)가 LDO 레귤레이터(215)를 효율적으로 디스에이블링하기 위해 드라이버(235)를 디스에이블링하도록 SRFF(224)는 그것의 Q 출력을 로우 풀링한다. 또한, SRFF(224)의 Q 출력이 고잉 로우할 때, 전류 리미터(226)는 ILIM2에서 ILIM1으로 다시 재설정한다. 요약해서, 만약 LDO 모드 동안 ILDO를 나타내는 ISEN_LDO가 ITH2 위로 증가하고 안정화한다면, 그때 동작은 PWM 모드로 스위칭하고, 여기서 PWM 레귤레이터(204)가 인에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링된다.
동작이 PWM 모드로 스위칭할 때 여기서 PWM 레귤레이터(204)는 인에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링되며 반면에 ISEN_LDO는 ITH2 및 ITH3 사이에 있고, 펄스 스키핑이 발생되는 바와 같이 출력 전류가 충분히 낮을 수 있으며 또는 저부하 검출기(230)(또는 도 5의 펄스 스킵 검출기(530))가 L_ON을 트리거링하고 LDO 레귤레이터(215)를 다시 인에이블링하는 것을 야기하도록 ISEN_PWM은 충분히 로우이다. LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링되고 그런 후에 다시 인에이블링되기 때문에, 듀얼 모드 동안 그것의 전류 리미트는 ILIM1로 다시 재설정되고 ILIM1에 남겨진다. ILOAD가 ITH2 위에 있는 동안 더 효율적이기 때문에 듀얼 모드 동안 PWM 레귤레이터(204)가 대개의 부하 전류를 제공하는 것이 소망되기 때문에 이것은 유리하다.
만약 ILDO가 ITH3 위로 상승한다면, 그때 SRFF(222)를 설정하고 SRFF(224)를 재설정하도록 비교기(219)는 그것의 출력을 하이 풀링하고 OR 게이트(225)는 그것의 출력이 하이임을 확인한다. 따라서, 만약 ILDO를 나타내는 ISEN_LDO가 LDO 모드 동안 ITH3 위로 상승한다면, 그때 동작은 PWM 모드로 스위칭하고, 여기서 PWM 레귤레이터(204)가 인에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)가 디스에이블링된다.
일 실시예에서, 필터/딜레이 네트워크(217, 227)들이 입력과 출력 사이의 딜레이를 실행하기 위한 저대역 필터 또는 그와 유사한 것으로서 실행된다. 일 실시예에서, 필터 및/또는 딜레이 기능은 프로그램가능하다. 필터/딜레이 네트워크(217)는 ISEN_LDO를 수신하고 ISEN_LDO의 필터링된 및/또는 딜레이된 버전을 비교기(223)로 제공한다. 유사한 방법으로, 필터/딜레이 네트워크(227)가 ISEN_LDO를 수신하고 ISEN_LDO의 필터링된 및/또는 딜레이된 버전을 비교기(229)에 제공한다.
도 3은 동작의 PWM, 듀얼 및 LDO 모드들 사이에서 스위칭하도록 임계 레벨들을 도시하기 위해 전압 레귤레이터(107)에 대해 ILOAD 대 효율성을 플로팅하는 그래픽도이다. 오직 PWM 레귤레이터(204)가 인에이블링되고 라인(303)이 LDO 레귤레이터(215)에 대한 효율성을 나타내는 효율성 레벨 ELDO일 때만 커브(301)는 동작의 PWM 모드에 대한 효율성을 나타낸다. 부하 전류가 로우 또는 스탠드바이 레벨들 위에 있는 동안 PWM 레귤레이터(204)가 일반적으로 더 효율적이라는 점이 인정된다. 저부하 조건들에서 부하 전류가 로우일 때, LDO 레귤레이터(215)가 더 효율적이도록 PWM 레귤레이터(204)의 효율성이 ELDO 아래로 강하한다. 부하 전류가 ITH1로 강하하고 로우 전류 레벨에서 안정적일 때, 그때, 동작은 트랜지션 애로우(305)에 의해 나타나는 바와 같이 LDO 모드로 스위칭한다. LDO 모드 동안 부하 전류가 ITH3 위로 증가할 때, 그때 트랜지션 애로우(307)에 의해 나타나는 바와 같이 동작들이 PWM 모드로 다시 스위칭한다. PWM 효율성이 ELDO 레벨 위에 있을 때에 대해 ITH2는 ITH1 및 ITH2 사이에 있고, ITH3에 더 가깝도록 구성될 수 있다.
일반적으로, 부하 전류가 로우이고 LDO 레귤레이터(215)의 효율성이 PWM 레귤레이터(204)보다 더 높을 때, LDO 레귤레이터(215)가 인에이블링되고 PWM 레귤레이터(204)가 디스에이블링된다. LDO 모드보다 부하 전류가 더 높고 PWM 효율성이 더 높을 때, PWM 레귤레이터(204)가 인에이블링되고 LDO 레귤레이터(215)가 디스이에블링된다. LDO-PWM 모드 트랜지션에 관련해서, 두개의 전류 임계들이 있다. ITH2가 필터/딜레이 네트워크(217)에 의해 긴 딜레이로 필터링되고 그런 후에 LDO 부하 전류 감지 신호 ISEN_LDO와 비교된다. ITH3가 가장 작은 필터 및 최소 딜레이를 갖는 LDO 부하 전류 감지 신호 ISEN_LDO와 더 직접적으로 비교된다. 상대적으로 큰 부하 스텝을 갖는 LDO 모드 동안 고부하 트랜션트(예, ILOAD 대 시간 또는 di/dt의 큰 변경)가 발생할 때, PWM 레귤레이터(204)가 VOUT의 최소 언더슛을 획득하기 위한 충분한 부하 전류를 공급하도록 부하 트랜션트에 응답하기 위해 비교기(219)가 즉시 트리거링되고 동작의 PWM 모드가 재빨리 인에이블링된다. ISEN_LDO가 ITH3 위로 고잉할 때마다, 천천히 그러함에도, 동작은 개선된 응답 및 효율성을 위한 동작의 PWM 모드로 트랜지셔닝한다는 점이 언급된다.
PWM 레귤레이터(204)가 LDO 레귤레이터(215)보다 더 높은 효율성을 가지는 바와 같이 감지된 부하 전류(예, PWM 동안 상부 스위치 Q1을 통한 전류를 나타내는 ISEN_PWM, 또는 다른 비교가능한 방법)가 ITH2보다 더 하이인 레벨로 증가하나 그러나 ITH3보다 더 로우로 남겨질 때, 그때 만약 부하 전류가 이 레벨에서 안정화된다면, 동작의 LDO 모드로부터 PWM 모드로 스위칭하는 것이 소망된다. 이 상대적으로 낮은 부하 레벨에서, LDO 레귤레이터(215)는 부하 전류를 충분히 핸들링할 수 있으나, PWM레귤레이터(204)에 대해서는 덜 효율적이다. 필터/딜레이 네트워크(217)는 상대적으로 긴 딜레이를 갖는 상대적으로 큰 필터를 제공한다. 만약 감지된 부하 전류의 레벨이 ITH2와 ITH3 사이에 안정적으로 남겨진다면, 그때 비교기(223)는 효율성을 개선하도록 동작의 PWM 모드로 스위칭하도록 트리거링한다.
일 실시예에서 LDO 기준 전압 VREF_LDO는 PWM 기준 전압 VREF_PWM보다 더 높다. 이에 관한 적어도 하나의 이유는 전압 레귤레이터(107)가 LDO 모드에서 PWM 모드로 스위칭할 때 부하 스텝-업 트랜션트들에서 VOUT 언더-슛에 대한 마진 및 감소된 루프 딜레이의 이익을 획득하는 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예들을 따라서 로우 스탠드바이 전류 스위칭 레귤레이터로 실행된 전압 레귤레이터의 다른 부하 레벨들 및 부하 트랜션트 조건들 하에서 시간에 대해 여러개의 시뮬레이팅된 파형들을 플로팅하는 타이밍도이다. 도시된 바와 같이, ON/OFF, IL(인덕터 전류), ILOAD, ILDO(LDO 레귤레이터(215)의 출력), 위상 전압 및 VOUT 전압이 다양한 부하 조건들 하에서 시간에 대해 플로팅된다. 본 발명의 실시예들을 따르는 로우 스탠드바이 스위칭 레귤레이터로 실행된 전압 레귤레이터가 다양한 부하 조건들 하에서 잘 동작하고 PWM 모드-LDO 모드 또는 LDO 모드-PWM 모드 중 하나로부터의 부하 트랜션트 조건들에서 최소 오버슛 및 언더-슛을 가짐을 파형들은 도시한다.
일 실시예에서, LDO 레귤레이터(215)가 생대적으로 작은 파워 디바이스 Q3를 포함하는 상대적으로 작은 디바이스들을 사용하여 실행된다. 일 실시예에서, 예를 들어, Q3는 오직 상대적으로 작은 스탠드바이 전류만을 핸들링하기에 적합한 크기를 갖는 상대적으로 작은 PFET이다. 일 실시예에서, 스탠드바이 부하 전류는 동작의 LDO 모드에 대해 10mA이거나 또는 더 작다. 예를 들어, 소정 실시예에서, ITH1 및 ILIM1은 5-10mA의 범위 내에 있고, ITH2 및 ILIM2는 15-25mA의 범위 내에 있으며, ITH3는 50mA이다. 이들 값들은 아비트레리이고 소정 실행에 의존한다. 또한 이들 값들은 앞서 설명된 바와 같이 ILIM에 의해 프로그래밍될 수 있다.
LDO 레귤레이터(215)에 의해 소비된 실리콘 영역은 최소이고 최소 부가된 비용으로 파워 레귤레이터 IC에서 용이하게 집적된다. 또한, PWM 및 LDO 모델들 사이의 유니크 트랜지션 스킴이 평활 트랜지션 및 부하 트랜션트들을 매우 잘 핸들링하는 능력을 제공한다. 스탠드바이 모드 동안 또는 그와 유사한 것과 같은 저부하들에서 이용가능한 LDO 모드와 함께, 전압 레귤레이터는 많은 배터리-파워링된 시스템들에 대해 중요한 아주 작은 입력 전류를 소비한다. 동작의 LDO 모드는 저부하 또는 스탠드바이 동작 동안 리플-프리 출력 전압을 획득한다.
위에서 설명된 바와 같이, PWM 레귤레이터(204) 및 LDO 레귤레이터(215) 모두가 함께 인에이블링될 때 레귤레이터 제어기(203)는 듀얼 모드에서 동작한다. ILDO가 ILIM1 아래로 감소하는 바와 같이 부하 전류가 감소하는 것을 계속할 때, LDO 레귤레이터(215)는 대개의 또는 모든 출력 전류를 가정한다. 만약 위에서 언급된 바와 같이 폴드백이 실행된다면, 그때 전류가 감소함에 따라서, 폴드백의 효과가 감소하고 LDO 레귤레이터(215)는 VREF_LDO에 기반해 VOUT의 전압을 더 높게 구동하고, PWM 레귤레이터(204)는 과-전압 모드로 진입하거나 그렇지 않으면 최소화하거나 또는 심지어 PWM 신호 상에 펄스들을 이슈잉(issuing)하는 것을 정지한다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 전압 레귤레이터(507)의 단순화되고 도식화된 블록도이다. 전압 레귤레이터(507)는 전압 레귤레이터(107)와 유사하고, 여기서 유사한 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들을 가정한다. 전압 레귤레이터(507)에 있어서, 레귤레이터 제어기(203)는 레귤레이터 제어기(503)에 의해 대체되고, 그것은 모드 제어기(202)가 모드 제어기(502)에 의해 대체되는 점을 제외하고 레귤레이터 제어기(203)와 유사하다. 모드 제어기(502)에 있어서, 저부하 검출기(230)가 펄스 스킵 검출기(530)에 의해 대체되고, 그것은 앞서 설명된 바와 유사한 방법으로 PWM을 수신하고 L_ON 신호를 제공한다. 이 경우에 PWM 제어기(211)는 저부하 조건들 동안 펄스들을 스키핑하도록 구성되고, 펄스 스킵 검출기(530)는 앞서 설명된 바와 유사한 방법으로 하나 또는 그이상의 스키핑된 펄스들을 검출하고 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON 신호를 확인한다.
또한, 필터/딜레이 네트워크(227) 및 비교기(229)가 제거되고 P_OFF 신호가 펄스 스킵 검출기(530)에 의해 대신 제공된다. 위에서 언급된 바와 같이, PWM 모드 동안 부하 전류가 감소할 때, PWM 제어기(211)는 PWM 펄스들을 스키핑하는 것을 시작한다. 펄스 스킵 검출기(530)는 하나 또는 그이상의 스키핑된 펄스들을 검출하고 LDO 레귤레이터(215)를 인에이블링하도록 L_ON 신호를 확인한다. 위에서 설명된 바와 같이, PWM 레귤레이터(204) 및 LDO 레귤레이터(215) 모두가 인에이블링될 때 레귤레이터 제어기(203)는 듀얼 모드에서 동작한다. ILDO가 ILIM1 아래로 감소하는 바와 같이 부하 전류가 감소하는 것을 계속할 때, LDO 레귤레이터(215)는 대개의 또는 모든 출력 전류를 가정한다. 만약 폴드백이 위에서 언급된 바와 같이 실행된다면, 그때 전류가 감소함에 따라서, 폴드백 효과가 감소하고 LDO 레귤레이터(215)는 VREF_LDO에 기반해서 VOUT의 전압을 더 높게 구동하고 PWM 레귤레이터(204)는 과-전압 모드로 진입하거나 그렇지 않으면 감소하거나 또는 심지어 PWM 신호 상의 펄스들을 이슈잉하는 것을 정지한다. 만약 PWM 신호가 영(zero)으로 고잉하고 주어진 기간에 걸쳐 최소 수의 펄스들을 제공한다면, 펄스 스킵 검출기(530)는 PWM 레귤레이터(204)를 디스에이블링하도록 SRFF(222)를 재설정하도록 펄스들이 없는 기간을 검출하고 P_OFF 신호를 확인한다. 이 방법으로, 저 전류 임계 ITH1을 검출하도록 사용된 회로가 제거된다. 대신에, PWM 신호가 PWM 레귤레이터(204)를 디스에이블링하는 때를 결정하도록 펄스 스킵 검출기(530)에 의해 사용된다. 많은 연속적인 펄스들이 스키핑될 때 펄스 스킵 검출기(530)는 P_OFF를 확인할 수 있다.
도 6은 전압 레귤레이터(107) 또는 전압 레귤레이터(507)의 동작을 도시하는 상태도이다. 전압 레귤레이터는 상태(601)에 의해 표현되는 정상 모드, 상태(603)에 의해 표현되는 듀얼 모드 및 상태(605)에 의해 표현되는 바와 같은 LOD 단독 모드를 포함하는 세개의 다른 상태들에서 일반적으로 동작한다. 정상 모드 상태(601)에서, PWM 레귤레이터(204)는 온이고 LDO 레귤레이터(215)는 오프이다. L_ON 신호가 확인될 때까지 동작은 정상 모드 상태(601)에 남겨지고, 이 경우에 동작은 듀얼 모드 상태(603)로 이동한다. L_ON 신호가 전압 레귤레이터(107)에 대해 저부하 검출기(230)에 의해 또는 전압 레귤레이터(507)에 대해 펄스 스킵 검출기(530)에 의해 확인된다. 일반적으로, 실시예에 의존해서, PWM 신호에 기반하는 또는 전류 감지 신호(예, ISEN)에 기반하는 바와 같이 저부하 조건이 검출될 때 L_ON 신호가 확인된다. PWM 신호에 기반할 때, L_ON이 PWM 상의 스키핑된 펄스의 검출 또는 PWM 펄스들 또는 그와 유사한 것의 미리 정해진 최소 펄스 듀레이션에 대해 확인된다. ISEN에 기반할 때, ISEN이 미리정해진 최소 임계 아래로 강하할 때, 또는 인덕터 전류가 리버싱하고 고잉 네거티브할 때와 같다.
듀얼 모드 상태(603)에 있어서, PWM 레귤레이터(204) 및 LDO 레귤레이터(215)가 출력 전압을 레귤레이팅하는 것을 시도하도록 턴 온된다. LDO 레귤레이터(215)는 앞서 설명된 바와 같이 ILIM1의 더 낮은 전류 리미트로 전류 제한된다. P_ON 또는 P_OFF의 확인 때까지 동작은 듀얼 모드 상태(603)에 남겨진다. 임계 조건들 ITH2 또는 ITH3 둘 중 어느 하나를 충족할 때마다 P_ON이 확인된다. 모든 임계들은 LDO 레귤레이터 출력 전류 ISEN_LDO의 비교에 기반한다. ITH2 임계 조건은 필터/딜레이 네트워크(227)를 통한 바와 같이 딜레이와 조합되는 더 낮은 레벨 전류 조건이다. 따라서, ISEN_LDO가 필터/딜레이 네트워크(227)에 의해 결정되는 바와 같이 시간의 기간에 대해 ITH2 위로 상승할 때, 그때 ITH2 임계 조건이 충족된다. ITH3 조건은 더 높은 전류 조건이고 ISEN_LDO가 ITH3 위로 상승할 때마다, ITH3 임계 조건이 충족된다. 만약 ITH2 또는 ITH3 조건들 중 어느 하나가 충족된다면, P_ON이 확인되고 동작은 정상 모드 상태(601)로 리터닝한다.
PWM 신호가 영으로 고잉하거나 또는 그렇지 않으면 주어진 기간에 걸쳐 최소 수의 펄스들을 제공할 때 P_OFF 신호가 ITH1 임계 조건에 기반한 비교기(229)에 의해, 또는 펄스 스킵 검출기(530)에 의해 확인된다. ISEN_LDO가 매우 낮은 부하 조건을 나타내는 ITH1 아래로 강하할 때 ITH1 임계 조건이 발생한다. 듀얼 모드 상태(603) 동안 P_OFF가 확인될 때, 그것은 LDO 단독 모드 상태(605)로 트랜지셔닝하고, 이 경우에 PWM 레귤레이터(204)가 턴 오프되는 반면에 LDO 레귤레이터(215)는 턴 온으로 남겨진다. 또한, LDO 레귤레이터(215)의 최소 전류 리미트, 그리고 따라서 ISEN_LDO의 것이 ILIM2로 증가된다. L_ON 및 P_OFF 신호가 동일한 시간에서 확인될 때 동작이 정상 모드 상태(601)에서 LDO 단독 모드 상태(605)로 점핑할 수 있다는 점이 언급된다.
P_ON 신호가 확인될 때까지 동작은 LDO 단독 모드 상태(605)에 남겨진다. 임계 조건들 ITH2 또는 ITH3가 앞서 설명된 바와 같이 충족될 때마다 P_ON이 확인된다. LDO 단독 모드 상태(605) 동안 P_ON이 확인될 때, 동작은 정상 모드 상태(601)로 다시 트랜지셔닝한다.
본 발명이 그것의 특정 바람직한 버전들에 대한 참조와 함께 상당히 상세하게 설명됨에도, 다른 버전들 및 변형들이 가능하고 심사숙고된다. 해당 기술분야의 당업자들은 그들이 다음의 청구항들에 의해 정의된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위에서 벗어남 없이 본 발명의 동일한 목적을 제공하기 위해 다른 구조들을 설계하거나 또는 수정하기 위한 토대로서 개시된 개념 및 소정 실시예들을 용이하게 사용할 수 있음을 인정해야 한다.
103: 어댑터
105: 전압 선택(VSEL) 회로
107: 레귤레이터
109: 프로세서
111: 메모리
211: PWM 제어기
213: 드라이버 네트워크
217, 227: 필터/딜레이 네트워크
226: 전류 리미터
228: 전류 임계 네트워크
230: 저부하 검출기
530: 펄스 스킵 검출기
601: 정상 모드 상태
603: 듀얼 모드 상태
605: LDO 단독 모드 상태

Claims (25)

  1. 출력 전압으로의 입력 전압의 변환을 제어하도록 동작하는 레귤레이터 제어기에 있어서,
    상기 출력 전압의 레벨을 나타내는 제 1 신호를 수신하고 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개하는 스위칭 레귤레이터;
    상기 제 1 신호를 수신하고 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 동작하는 로우 드롭아웃 레귤레이터; 및
    적어도 하나의 부하 조건을 검출하고 상기 부하 조건에 기반해서 상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하고 디스에이블링하는 모드 제어기;를 포함하고,
    상기 모드 제어기는 정상 모드와 듀얼 모드로 작동될 때 상기 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고, 상기 모드 제어기는 상기 듀얼 모드와 LDO 모드에서 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 모드 제어기는 펄스 스킵 검출기를 포함하고, 저부하 조건을 갖는 적어도 하나의 상기 부하 조건은 상기 펄스 제어 신호의 적어도 하나의 스키핑된 펄스를 포함하며, 상기 저부하 조건이 검출될 때 상기 모드 제어기는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 제 1 전압 레벨로 레귤레이팅하고, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 상기 제 1 전압 레벨보다 더 큰 제 2 전압 레벨로 레귤레이팅하며, 상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터 모두가 인에이블링되는 동안 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는 상기 제 1 전압 레벨에서 상기 출력 전압을 레귤레이팅하는 것을 인에이블링하도록 폴드백으로 동작하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 그것을 나타내는 전류 감지 신호를 제공하는 전류 센서를 더 포함하고,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는, 상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터 모두가 인에이블링되는 동안 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제 1 전류 리미트 레벨로 제한하는 전류 리미터를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 제 1 전압 레벨로 레귤레이팅하고, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는 인에이블링될 때 상기 출력 전압을 상기 제 1 전압 레벨보다 더 큰 제 2 전압 레벨로 레귤레이팅하며, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류는 상기 제 1 전류 리미트 레벨 아래에 있고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는 상기 제 2 전압 레벨에서 상기 출력 전압을 레귤레이팅할때 상기 스위칭 레귤레이터는 상기 펄스 제어 신호 상의 펄스들을 제공하는 것을 정지하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  6. 제 4항에 있어서,
    상기 모드 제어기는 상기 스위칭 레귤레이터가 상기 펄스 제어 신호 상의 펄스들을 제공하는 것을 정지할 때 상기 스위칭 레귤레이터를 디스에이블링하는 펄스 스킵 검출기를 포함하고, 상기 전류 리미터는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링되고 상기 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링될 때 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 상기 제 1 전류 리미트 레벨보다 더 큰 제 2 전류 리미트 레벨로 제한하도록 스위칭하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 모드 제어기는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 1 및 제 2 전류 리미트 레벨들 사이에 있는 전류 임계 위에서 안정화됨을 상기 전류 감지 신호가 나타낼 때 상기 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 디스에이블링하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 모드 제어기는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 2 전류 리미트 레벨보다 더 큰 전류 리미트 위로 상승함을 상기 전류 감지 신호가 나타낼 때 상기 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 디스에이블링하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  9. 제 4항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터 모두가 인에이블링될 때,
    상기 모드 제어기는, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 1 전류 리미트 레벨보다 작은 제 1 전류 임계보다 작도록 안정화되는 것을 상기 전류 감지 신호가 나타낼 때 상기 스위칭 레귤레이터를 디스에이블링하고, 상기 전류 리미터는 상기 제 1 전류 리미트 레벨보다 더 큰 제 2 전류 리미트 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하도록 스위칭하고; 그리고
    상기 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링되고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링될 때,
    상기 모드 제어기는, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 1 및 제 2 전류 리미트 레벨들 사이에 있는 상기 제 2 전류 임계 위로 안정화되는 것을 상기 전류 감지 신호가 나타낼 때 또는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 2 전류 리미트 레벨보다 더 큰 제 3 전류 임계 위로 상승할 때 상기 스위칭 레귤레이터를 다시 인에이블링하고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 디스에이블링하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 그것을 나타내는 전류 감지 신호를 제공하는 전류 센서를 더 포함하고; 그리고
    상기 모드 제어기는:
    상기 펄스 제어 신호를 수신하는 입력 및 스키핑된 펄스 인디케이션 및 최소 펄스 인디케이션을 제공하는 출력을 갖는 펄스 스킵 검출기,
    상기 전류 감지 신호를 수신하고 제 1 딜레이된 전류 인디케이션을 제공하는 필터 딜레이,
    제 1 전류 임계와 상기 제 1 딜레이된 전류 인디케이션을 비교하고 제 1 임계 인디케이션을 제공하는 제 1 비교기,
    상기 제 1 전류 임계보다 더 큰 제 2 전류 임계와 상기 전류 감지 신호를 비교하고 제 2 임계 인디케이션을 제공하는 제 2 비교기,
    상기 스키핑된 펄스 인디케이션이 제공될 때 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하고, 상기 최소 펄스 인디케이션이 제공될 때 상기 스위칭 레귤레이터를 디스에이블링하며, 상기 제 1 및 제 2 임계 인디케이션들 중 하나가 제공될 때 상기 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 디스에이블링하는 로직 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는, 상기 스위칭 레굴레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터 모두가 인에이블링되는 동안 제 1 전류 리미트 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하고 상기 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링되고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링되는 동안 상기 제 1 전류 리미트 레벨보다 더 큰 제 2 전류 리미트 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하는 전류 리미터를 포함하는 것을 특징으로 하는 레귤레이터 제어기.
  12. 출력 전압을 레귤레이팅하는 스위칭 레귤레이터의 제어기를 동작시킬 수 있는 방법에 있어서, 상기 제어기 동작 방법은:
    상기 출력 전압을 나타내는 감지 신호를 수신하는 단계;
    정상 모드 및 듀얼 모드에서 동작시킬 때 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고 상기 듀얼 모드 및 LDO 단독 모드에서 동작시킬 때 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하는 단계;
    인에이블링될 때의 상기 스위칭 레귤레이터에 의해, 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개시키는 단계;
    인에이블링될 때의 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터에 의해, 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 파워 디바이스를 제어하는 단계;
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링될 때 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 그것을 나타내는 전류 감지 신호를 제공하는 단계;
    상기 펄스 제어 신호 및 상기 전류 감지 신호에 기반해서 부하 조건을 검출하는 단계; 및
    상기 검출된 부하 조건에 기반해서 동작의 상기 정상, 상기 듀얼, 및 상기 LDO 단독 모드들 사이에서 동작의 모드들을 스위칭하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 조건을 검출하는 단계는 상기 펄스 제어 신호 상의 적어도 하나의 스키핑된 펄스를 검출하고 저부하 인디케이션을 제공하는 단계를 포함하고, 그리고
    상기 동작의 모드들을 스위칭하는 단계는 상기 저부하 인디케이션이 상기 정상 모드 동안 제공될 때 상기 정상 모드에서 상기 듀얼 모드 및 상기 LDO 단독 모드 중 하나로 스위칭하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 펄스 제어 신호를 전개하는 단계는 제 1 전압 레벨로 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개하는 단계를 포함하고;
    상기 파워 디바이스를 제어하는 단계는 상기 제 1 전압 레벨보다 더 큰 제 2 전압 레벨로 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 파워 디바이스를 제어하는 단계를 포함하고; 그리고
    상기 듀얼 모드 동안 상기 제 1 전압 레벨에서 상기 출력 전압을 레귤레이팅하는 것을 인에이블링하도록 폴드백으로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 동작시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 듀얼 모드 동안 제 1 전류 리미트 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 펄스 제어 신호를 전개시키는 단계는 제 1 전압 레벨로 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 펄스 제어 신호를 전개시키는 단계를 포함하고,
    상기 파워 디바이스를 제어하는 단계는 상기 제 1 전압 레벨보다 더 큰 제 2 전압 레벨로 상기 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 파워 디바이스를 제어하는 단계를 포함하고; 그리고
    상기 펄스 제어 신호를 전개시키는 단계는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 1 전류 리미트 레벨 아래일 때 그리고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 상기 제 2 전압 레벨에서 상기 출력 전압을 레귤레이팅하는 동안 연속적인 펄스들을 스키핑하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 동작의 모드들을 스위칭하는 단계는 연속적인 수의 펄스가 상기 펄스 제어 신호 상에 스키핑될 때 상기 듀얼 모드에서 상기 LDO 단독 모드로 스위칭하고; 그리고
    상기 LDO 단독 모드 동안 상기 제 1 전류 리미트 레벨보다 더 큰 제 2 전류 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 동작의 모드들을 스위칭하는 단계는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 1 및 제 2 전류 리미트 레벨들 사이에 있는 전류 임계 위로 안정화될 때 상기 LDO 단독 모드에서 상기 정상 모드로 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 동작의 모드들을 스위칭하는 단계는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 상기 제 2 전류 리미트 레벨보다 더 큰 전류 임계 위로 상승할 때 상기 LDO 단독 모드에서 상기 정상 모드로 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기 동작 방법.
  20. 전자 디바이스에 있어서,
    공급 전압을 수신하는 디바이스 회로; 및
    상기 공급 전압을 제공하는 전압 레귤레이터로서,
    펄스 제어 신호에 기반해서 입력 전압을 상기 공급 전압으로 변환하는 스위칭 회로,
    상기 공급 전압의 레벨을 나타내는 전압 감지 신호를 수신하고 인에이블링될 때 제 1 전압 레벨로 상기 공급 전압을 레귤레이팅하도록 상기 펄스 제어 신호를 전개하는 스위칭 레귤레이터,
    상기 제 1 신호를 수신하고 인에이블링될 때 상기 제 1 전압 레벨보다 더 큰 제 2 전압 레벨로 상기 공급 전압을 레귤레이팅하도록 동작시키는 로우 드롭아웃 레귤레이터,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 출력 전류를 감지하고 그것을 나타내는 전류 감지 신호를 제공하는 전류 센서 및
    상기 펄스 제어 신호 및 상기 전류 감지 신호를 수신하고 상기 펄스 제어 신호 및 상기 전류 감지 신호에 기반해서 상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링 및 디스에이블링하는 모드 제어기를 포함하는 상기 전압 레귤레이터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  21. 제 20항에 있어서,
    상기 디바이스 회로는 메모리에 결합되는 프로세서를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  22. 제 20항에 있어서,
    상기 모드 제어기는 펄스 스킵 검출기를 포함하고, 상기 펄스 제어 신호 상의 적어도 하나의 펄스가 스키핑될 때 상기 펄스 스킵 검출기는 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 인에이블링하고, 상기 펄스 제어 신호가 적어도 소정 시간 동안 최소 레벨에 도달할 때 상기 펄스 스킵 검출기는 상기 스위칭 레귤레이터를 디스에이블링하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  23. 제 20항에 있어서,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는, 상기 스위칭 레귤레이터 및 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터 모두가 인에이블링될 때 제 1 전류 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하고 상기 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링되고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링될 때 상기 제 1 전류 레벨보다 더 큰 제 2 전류 레벨로 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류를 제한하는 전류 리미터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  24. 제 20항에 있어서,
    상기 로우 드롭아웃 레귤레이터는 폴드백 기능을 실행하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  25. 제 20항에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터가 디스에이블링되고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터가 인에이블링될 때, 상기 모드 제어기는, 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터의 상기 출력 전류가 제 1 전류 임계 위로 안정화되거나 또는 상기 제 1 전류 임계보다 더 큰 제 2 전류 리미트 위로 상승할 때 상기 스위칭 레귤레이터를 인에이블링하고 상기 로우 드롭아웃 레귤레이터를 디스에이블링하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
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Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013048535A1 (en) 2011-10-01 2013-04-04 Intel Corporation Voltage regulator
US8723855B2 (en) * 2011-11-29 2014-05-13 Pixart Imaging Inc. On-chip power-down generation for LDO-based mutual capacitance touchscreen controllers
TWI474147B (zh) * 2012-03-01 2015-02-21 Realtek Semiconductor Corp 電源電路的調變決定裝置、調變決定方法及該電源電路
US9483065B2 (en) * 2012-05-23 2016-11-01 Texas Instruments Incorporated Power regulation with load detection
JP6031871B2 (ja) * 2012-07-25 2016-11-24 富士通株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ
US9557722B1 (en) * 2012-08-06 2017-01-31 Hrl Laboratories, Llc Self-stabilizing system for multiple interacting controllers
US9030182B2 (en) * 2012-09-11 2015-05-12 Analog Devices, Inc. Controller for a DC to DC converter, a combination of a controller and a DC to DC converter, and a method of operating a DC to DC converter
TW201415780A (zh) * 2012-10-03 2014-04-16 Inno Tech Co Ltd 同步整流升降壓轉換器
US9312772B2 (en) * 2013-01-16 2016-04-12 Intersil Americas LLC Current limiting scheme for a converter
US8890495B2 (en) * 2013-01-24 2014-11-18 Freescale Semiconductor, Inc. Power supply for integrated circuit
TWI496388B (zh) * 2013-05-03 2015-08-11 Richtek Technology Corp 電源轉換器的控制電路及相關的控制方法
CN103731012A (zh) * 2013-11-18 2014-04-16 青岛盛嘉信息科技有限公司 一种双模式运行的高效电源电路
JP6097237B2 (ja) * 2014-03-10 2017-03-15 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび半導体集積回路
DE102014105911A1 (de) * 2014-04-28 2015-10-29 Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg Parametrisierbares Energieversorgungsgerät
WO2016003923A1 (en) * 2014-06-30 2016-01-07 Skyworks Solutions, Inc. Circuits, devices and methods for bypassing voltage regulation in voltage regulators
CN110165893A (zh) 2014-10-11 2019-08-23 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于在脉冲宽度调制模式或者脉冲跳过模式下操作的切换转换器
US10148185B2 (en) * 2014-11-24 2018-12-04 Dell Products L.P. Systems and methods for extension of power supply hold-up time
US9634567B2 (en) * 2015-02-17 2017-04-25 Invensense, Inc. Sensor data acquisition system with integrated power management
JP6498524B2 (ja) * 2015-05-20 2019-04-10 ローム株式会社 電源回路および電子機器
KR102453665B1 (ko) 2015-09-22 2022-10-12 삼성전자주식회사 선형성을 제고한 전압 레귤레이터
US9804617B2 (en) 2015-11-20 2017-10-31 Texas Instruments Incorporated Detecting an inductor coupled to a power control circuit
US10025334B1 (en) * 2016-12-29 2018-07-17 Nuvoton Technology Corporation Reduction of output undershoot in low-current voltage regulators
US10263523B1 (en) * 2018-01-25 2019-04-16 Silicon Laboratories Inc. Programmable pulse time limit for switching DC-DC converters
KR102401858B1 (ko) * 2018-01-25 2022-05-26 삼성디스플레이 주식회사 저전력 모드를 지원하는 표시 장치 및 표시 장치의 구동 방법
EP3570423B1 (en) * 2018-05-14 2023-04-19 Nxp B.V. Fast transient load response device for switched-mode power supply
US10803909B2 (en) * 2018-08-24 2020-10-13 Micron Technology, Inc. Power management component for memory sub system power cycling
EP3705900B1 (en) * 2019-03-07 2021-08-25 Mitsubishi Electric R & D Centre Europe B.V. A method and a device for monitoring the connections of semiconductors of a power module
JP6793772B2 (ja) 2019-03-13 2020-12-02 華邦電子股▲ふん▼有限公司Ｗｉｎｂｏｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｒｐ． 電圧ジェネレータ
US11177729B2 (en) * 2019-04-16 2021-11-16 Nxp Usa, Inc. Adaptive and efficient standby power supply scheme for next generation low power automotive systems
KR20210054188A (ko) 2019-11-05 2021-05-13 에스케이하이닉스 주식회사 메모리 시스템 및 메모리 컨트롤러
US11086343B2 (en) * 2019-11-20 2021-08-10 Winbond Electronics Corp. On-chip active LDO regulator with wake-up time improvement
CN113009956B (zh) * 2019-12-19 2022-05-27 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种低压差线性稳压器及其控制电路
CN113472341B (zh) * 2020-03-31 2024-04-02 上海钛方科技有限公司 一种控制电路
US11323029B2 (en) * 2020-04-24 2022-05-03 Silicon Laboratories Inc. System and method of automatic calibration to maximize load current support of DC-DC converter operating in pulse-pairing mode
IT202100015197A1 (it) 2021-06-10 2022-12-10 St Microelectronics Rousset Circuito di alimentazione, dispositivo e procedimento corrispondenti
IT202100015176A1 (it) * 2021-06-10 2022-12-10 St Microelectronics Srl Circuito di alimentazione, dispositivo e procedimento corrispondenti

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6366070B1 (en) 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
KR20060064543A (ko) * 2004-12-08 2006-06-13 리니어 테크놀러지 코포레이션 스위칭 레귤레이터의 부하 전류를 판정하기 위한 시스템 및방법
US7064531B1 (en) * 2005-03-31 2006-06-20 Micrel, Inc. PWM buck regulator with LDO standby mode

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5559423A (en) * 1994-03-31 1996-09-24 Norhtern Telecom Limited Voltage regulator including a linear transconductance amplifier
US5773966A (en) 1995-11-06 1998-06-30 General Electric Company Dual-mode, high-efficiency dc-dc converter useful for portable battery-operated equipment
US6636023B1 (en) * 1999-10-14 2003-10-21 Juniper Networks, Inc. Combined linear and switching voltage regulator
US6229289B1 (en) 2000-02-25 2001-05-08 Cadence Design Systems, Inc. Power converter mode transitioning method and apparatus
JP3763830B2 (ja) 2003-10-23 2006-04-05 ローム株式会社 電源装置
WO2005085969A1 (en) * 2004-02-05 2005-09-15 Monolithic Power Systems Inc. A dc/dc voltage regulator with automatic current sensing selectability for linear and switch mode operation utilizing a single voltage reference
US7679316B2 (en) 2004-02-17 2010-03-16 Research In Motion Limited Method and apparatus for controlling a charging state in a mobile electronic device
US7148670B2 (en) 2005-01-18 2006-12-12 Micrel, Inc. Dual mode buck regulator with improved transition between LDO and PWM operation
JP4661524B2 (ja) * 2005-10-26 2011-03-30 Ｔｄｋ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータとその制御方法
JP4907275B2 (ja) 2006-09-01 2012-03-28 株式会社リコー 電源装置及びその動作制御方法
US7508177B2 (en) 2007-06-08 2009-03-24 Freescale Semiconductor, Inc. Method and circuit for reducing regulator output noise
US8169202B2 (en) * 2009-02-25 2012-05-01 Mediatek Inc. Low dropout regulators

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6366070B1 (en) 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
KR20060064543A (ko) * 2004-12-08 2006-06-13 리니어 테크놀러지 코포레이션 스위칭 레귤레이터의 부하 전류를 판정하기 위한 시스템 및방법
US7064531B1 (en) * 2005-03-31 2006-06-20 Micrel, Inc. PWM buck regulator with LDO standby mode
JP2006288191A (ja) 2005-03-31 2006-10-19 Micrel Inc パルス幅変調モードおよび低ドロップアウト待機モードを備えるデュアルモード電圧調整器

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Publication number Publication date
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