TWI531883B - 用於低待機電流切換調節器的方法及設備 - Google Patents

用於低待機電流切換調節器的方法及設備 Download PDF

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Description

用於低待機電流切換調節器的方法及設備
本發明大體上和調節器有關，且更明確地說，本發明係關於用於低待機電流切換的調節器。
相關申請案交互參照
本申請案主張2011年3月4日所提申之美國臨時申請案序號第61/449,165號以及2011年3月16日所提申之美國臨時申請案序號第61/453,219號的利益，本文針對所有目的與用途以引用的方式將兩案的完整內容併入。
在可攜式及/或電池供電式應用(包含自動車應用在內)中，輕負載效率對切換功率調節器而言非常重要。舉例來說，許多此等應用都包含低功率模式，例如，待機模式或類似模式。在輕負載條件期間達到高效率的其中一項技術係脈衝頻率調變(Pulse Frequency Modulation，PFM)技術或脈衝省略(pulse skipping)技術。PFM操作模式經常會造成電磁干擾(ElectroMagnetic Interference，EMI)問題及/或大量輸出漣波，這在許多配置中可能無法接受。所以，本發明希望在低功率模式期間減少EMI與輸出漣波。
本發明的一項觀點係一種調節器控制器，其操作成控制一輸入電壓至一輸出電壓的轉換，其包括：一切換調節 器、一低壓差調節器以及一模式控制器。該切換調節器在被致能時接收一表示該輸出電壓之位準的第一訊號，並且形成一脈衝控制訊號用以調節該輸出電壓。該低壓差調節器會在被致能時接收該第一訊號並且操作用以調節該輸出電壓。該模式控制器會偵測一低負載條件，並且根據該低負載條件來致能與禁能該切換調節器與該低壓差調節器。
本發明的另一項觀點係一種能夠操作一切換調節器之控制器的方法，該切換調節器會調節一輸出電壓。該方法包括：接收一表示該輸出電壓的感測訊號；當操作在正常模式與雙模式之中時致能一切換調節器，以及當操作在雙模式與單獨低壓差(LDO)模式之中時致能一低壓差調節器；在該切換調節器被致能時，藉由該切換調節器來形成一脈衝控制訊號，用以調節該輸出電壓；在該低壓差調節器被致能時，藉由該低壓差調節器來控制一功率裝置，用以調節該輸出電壓；在該低壓差調節器被致能時，感測該低壓差調節器的輸出電流，並且提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；根據該脈衝控制訊號與該電流感測訊號來偵測一負載條件；以及根據所偵測到的負載條件，在正常操作模式、雙操作模式、以及單獨LDO操作模式之間切換操作模式。
本發明的另一項觀點係一種電子裝置。該電子裝置包括：裝置電路系統，用以接收一供應電壓；以及一電壓調節器，用以提供該供應電壓。該電壓調節器包括：一切換電路，其以一脈衝控制訊號為基礎，將一輸入電壓轉換成 該供應電壓；一切換調節器，其在被致能時接收一表示該供應電壓之位準的電壓感測訊號，並且形成該脈衝控制訊號，用以將該供應電壓調節至第一電壓位準；一低壓差調節器，其在被致能時接收該第一訊號，並且操作用以將該供應電壓調節至第二電壓位準，其中，該第二電壓位準大於該第一電壓位準；一電流感測器，其感測該低壓差調節器的輸出電流，而且其提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；以及一模式控制器，其接收該脈衝控制訊號與該電流感測訊號，而且其根據該脈衝控制訊號與該電流感測訊號來致能與禁能該切換調節器與該低壓差調節器。
本文在下面所提出的說明係為讓熟習本技術的人士在一特殊應用的背景及其需求下製造與使用本發明。然而，熟習本技術的人士便會明白該較佳實施例的各種修正，而且本文中所定義的一般性原理亦可套用至其它實施例。所以，本發明並不希望受限於本文所示與所述的特殊實施例，相反地，本發明希望符合和本文中所揭示之原理與新穎特點一致的最廣範疇。
圖1所示的係一電子裝置100的方塊圖，其包含一根據本發明一示範性實施例所實施的DC-DC切換電壓調節器107(或者，亦可被稱為轉換器或電源供應器或類似物)。圖中所示的電子裝置100包含一電池101，其會提供一電池電壓VBAT給一電壓選擇(VSEL)電路105的其中一個輸入， 電壓選擇(VSEL)電路105的另一個輸入會從一轉接器103處接收一直流(DC)電壓(VDC)。該轉接器103會從一外部電源(例如，一交流(Alternating Current，AC)電源(圖中並未顯示))處接收AC或DC電壓，並且將所收到的電壓轉換成該VDC電壓。倘若電池101為可充電的話，則該轉接器103便可以包含一用以充電該電池101的電池充電器或者一分離的電池充電器(圖中並未顯示)可以被併入。該VSEL電路105會提供一輸入電壓VIN給該電壓調節器107的一輸入。該電壓調節器107具有一輸出，用以提供一輸出電壓VOUT，其會被用來提供來源電壓給一負載LD。該負載LD通常包含該電子裝置100中會接收一負載電流ILOAD的電路系統。如圖所示，該LD可以包含一被耦合至一記憶體111的處理器109，兩者都會從該調節器107處接收供應電壓(舉例來說，VOUT)。不具有處理器或記憶體的其它類型電子裝置亦可以被想到。
該電子裝置100可以係任何類型的電子裝置，其包含行動裝置、可攜式裝置、或是手持式裝置，例如，舉例來說，任何類型的個人數位助理(Personal Digital Assistant，PDA)、個人電腦(Personal Computer，PC)、可攜式電腦、膝上型電腦、蜂巢式電話、個人醫療裝置、...等。該電子裝置100亦可以實施在自動車工業中，例如，被提供在自動車或類似物裡面，其中，該轉接器103係一交流發電機系統或是類似物，而該電池101則係一車用電池。於一替代實施例中，該電子裝置100並非由電池供電，而係由AC電 源或或是其它電源來供電。一般來說，電壓調節器107會被配置成用於電腦應用、工業應用、消費性應用及/或電池供電式應用的功率調節器。
該電子裝置100的主要功能係由負載LD來實施，該負載LD係圖中所示的裝置電路系統。於一實施例中，該電池101係一任何合宜類型的可充電電池(其包含自動車電池)；不過，本發明亦可以涵蓋不可充電的電池。於各種實施例中，於升壓配置中，VIN的電壓係在VOUT之下；於降壓配置中，VIN的電壓係在VOUT之上；或者，VIN相對於VOUT的範圍可能係在各種其它配置之間的任何位置處，例如，舉例來說，單端初級電感轉換器(Single-Ended，Primary-Inductor Converter，SEPIC)或是升降壓式轉換器或是類似物。
在可攜式及/或電池供電式應用(包含自動車應用在內)中，輕負載效率對切換功率調節器而言非常重要。舉例來說，許多此等應用都包含低功率模式，例如，待機模式或類似模式。在輕負載條件期間達到高效率的其中一項技術係脈衝頻率調變(PFM)技術或脈衝省略(pulse skipping)技術。PFM操作模式經常會造成電磁干擾(EMI)問題及/或大量輸出漣波，這在許多配置中可能無法接受。低壓差(Low DropOut，LDO)操作模式具有低靜態輸入電流，而且當負載電流非常小時(舉例來說，小於10毫安培(mA))，其會操作在待機條件處。一LDO調節器的輸出不會有任何漣波電壓。困難處在於系統配置以及如何在切換模式與LDO模式 之間達到平順的轉變。
電壓調節器107係利用一種新穎的LDO模式與控制技術來實施，以便在待機模式或類似模式處達到高效率並且在切換操作模式與LDO操作模式之間達到平順的轉變。於一實施例中，一LDO調節器215(圖2)僅需要被實施為夠龐大以應付非常小的待機電流即可。因此，比較小型的LDO調節器215會最小化矽面積及額外的成本。本發明提出一種新穎的轉變控制技術並且會在切換(舉例來說，PWM)模式與LDO模式之間達到平順的轉變。利用LDO模式，該電壓調節器107會在待機電流條件中消耗非常低的輸入靜態電流，而且淨輸出電壓的漣波會少於正常的脈波寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)或切換模式。
圖2所示的係根據本發明其中一實施例的電壓調節器107的簡化電路圖與方塊圖。圖中所示電池B會提供輸入電壓VIN給一輸入電壓節點201，其已經過一輸入電容器CI的濾波。電池B與電容器CI係被耦合在該輸入電壓節點201與GND之間。該電池B代表來自VSEL電路105的輸出，如前面所述，其可能係由電池101所產生或者係來自另一電源。VIN會被提供至一調節器控制器203的一輸入。於一實施例中，該調節器控制器203雖然會被配置在一積體電路(Integrated Circuit，IC)或是半導體晶片或是類似物之上；然而，應該注意的係，該調節器控制器203亦可以離散的方式被配置。一輸出電感器L會被耦合在一PHASE節點205與一輸出節點207之間，從而形成該輸出電壓 VOUT。VOUT會被一耦合在一輸出節點207與GND之間的輸出電容器CO濾波。該負載LD還會被耦合在輸出節點207與GND之間，用以接收VOUT作為該供應電壓，而且負載電流ILOAD會被提供至該負載LD。VOUT會被一包含電阻器R1與R2的分壓器分割，電阻器R1與R2會被耦合在輸出節點207與GND之間，從而提供一中間回授節點209，用以形成一回授訊號FB。FB、VIN、以及PHASE都會被提供至該調節器控制器203的個別輸入/輸出(I/O)連接點。該調節器控制器203還包含LDOI/O連接點LDOOUT，用以提供一LDO電流ILDO。
圖中所示的調節器控制器203包含一脈波寬度調變(PWM)調節器204、該LDO調節器215、以及一用以致能或禁能該PWM調節器204與該LDO調節器215的模式控制器202，以便在PWM(舉例來說，切換)與LDO之間切換操作模式。圖中係以簡化的形式來顯示PWM調節器204，其包含一PWM控制器211、一驅動器網路213、以及一對電子切換器Q1與Q2。FB以及一PWM參考電壓VREF_PWM會被提供至PWM控制器211的個別輸入，該PWM控制器211會輸出一對應的脈衝控制訊號PWM，其中，PWM會被提供至該驅動器網路213的一輸入。該驅動器網路213會控制被串聯耦合在VIN與GND之間的該等電子切換器Q1與Q2的操作。於如圖中所示的其中一實施例中，該等電子切換器Q1與Q2雖然各自被實施為一N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)；不過，亦可以使用替代類型的電子切換裝置。如圖所示，Q1的汲極(透過該調節器控制器203的一外部連接點)接收VIN，其源極(透過該調節器控制器203的另一外部連接點)被耦合至PHASE節點205，而其閘極則會被耦合至該驅動器網路213的一輸出。Q2的汲極會被耦合至PHASE節點205，其源極會被耦合至GND，而其閘極則會被耦合至該驅動器網路213的另一輸出。於替代的實施例中，該等切換器Q1與Q2及/或該驅動器網路213會被設置在該調節器控制器203的外部。
該PWM調節器204會在正常操作期間運用閉迴路控制來供應ILOAD。熟習本技術的人士便會瞭解，該PWM控制器211會產生PWM的工作週期用以將FB調節至VREF_PWM的目標電壓位準，從而調節VOUT的電壓位準。圖中雖然並未明確顯示；不過，該PWM控制器211會在內部比較FB與VREF_PWM，以便產生一表示VOUT之相對誤差的誤差電壓。該PWM控制器211會使用該誤差電壓來形成該PWM訊號。該PWM控制器211會依照任何一或多個控制模式(例如，電壓模式或電流模式或類似的模式)被配置，用以形成PWM。控制操作可以被配置成使得PWM頻率為固定或可變動，並且具有各種控制操作模式，例如，固定不導通時間、固定導通時間的磁滯控制模式等。於一實施例中，舉例來說，當PWM為高位準時，該驅動器網路213會啟動Q1並且關閉Q2；而當PWM為低位準時，該驅動器網路213則會關閉Q1並且啟動Q2。一電流IL會流過 該輸出電感器L，用以形成跨越該輸出電容器CO的VOUT。該PWM控制器211會監視FB，以便控制PWM的工作週期。切換操作會在降壓類型轉換器配置中於PWM操作模式期間依此方式重複進行，以便將較高的電壓VIN轉換成較低的已調節電壓VOUT。
該LDO調節器215同樣會在LDO操作模式期間運用閉迴路控制來調節VOUT。該LDO調節器215包含一電流感測器220、一誤差放大器233、一驅動器235、一功率裝置Q3、一致能電路231、一設定-重置正反器(Set-Reset Flip-Flop，SRFF)224、以及一限流器226。該誤差放大器233具有一用以接收FB的非反相輸入、一用以接收LDO參考電壓VREF_LDO的反相輸入、以及一用以形成一誤差電壓ER的輸出。ER會被提供至驅動器235的輸入，該驅動器235的輸出會提供一LDO控制訊號LCTL，用以驅動該功率裝置Q3的閘極。於一實施例中，該功率裝置Q3係一P通道MOSFET(或是PFET)，其具有：一源極，其會被耦合用以接收該輸入電壓VIN；一汲極，用以耦合至該輸出節點207；以及一閘極，其會被耦合至該驅動器235的輸出。本發明亦可以涵蓋其它類型的功率裝置，例如，功率PNP雙極接面電晶體或是類似物。該電流感測器220會感測透過該調節器控制器203的LDO輸出LDOOUT被提供的電流ILDO並且提供一對應的電流感測訊號ISEN_LDO。該驅動器235具有一致能輸入，其會被耦合至致能電路231的一輸出，用以接收一致能訊號LEN。該SRFF 224具有一Q輸 出，其會被提供至限流器226與致能電路231的對應輸入。該限流器226會被耦合用以接收LCTL(在Q3的閘極處)。該限流器226還會接收ISEN_LDO以及限流訊號ILIM1與ILIM2。
當該LDO調節器215被禁能時，該致能電路231會禁能或關閉驅動器235，該驅動器235則會關閉功率裝置Q3。Q3關閉時會形成一高阻抗(舉例來說，在PMOSFET裝置的源極與汲極之間)，俾使得其實際上會從該控制迴路中被移除。當該LDO調節器215被致能時，該致能電路231會致能或啟動該驅動器235。該驅動器235則會根據誤差放大器233的ER輸出來驅動該功率裝置Q3。於一實施例中，Q3的阻抗會以ER為基礎被調整，以便在各種VIN及負載條件下將VOUT調節至所希的電壓位準。
模式控制器202包含一第一濾波器/延遲網路227、一第二濾波器/延遲網路217、比較器219、223、以及229、一2輸入邏輯OR閘225、一SRFF 222、一低負載偵測器230、以及一電流臨界值網路228。該濾波器/延遲網路227會接收ISEN_LDO並且具有一被耦合至比較器229之反相輸入的輸出。一第一臨界電壓ITH1會被提供至比較器229的非反相輸入，該比較器229的輸出會提供一訊號P_OFF至SRFF 222的重置(R)輸入。該濾波器/延遲網路217會接收ISEN_LDO並且具有一被耦合至比較器223之非反相輸入的輸出。一第二臨界電壓ITH2會被提供至比較器223的反相輸入，該比較器223的輸出會被提供至OR閘225的其 中一個輸入。ISEN_LDO會被提供至比較器219的非反相輸入，該比較器219會在其反相輸入處接收一第三臨界電壓ITH3而且其輸出會被耦合至OR閘225的另一輸入。該OR閘225的輸出會被耦合至該SRFF 222的設定(S)輸入。該SRFF 222的Q輸出會提供一訊號ON/OFF給該驅動器網路213的致能輸入以及該PWM控制器211的致能輸入。該ON/OFF訊號會致能或禁能該PWM調節器204。
當該SRFF 222斷定ON/OFF為高位準時，該PWM調節器204會被致能，因此，該PWM控制器211會形成被提供至該驅動器網路213的PWM訊號。該驅動器網路213會被致能並且驅動Q1與Q2的切換，以便以PWM為基礎依據VREF_PWM來將VOUT調節至一預設的電壓位準。當該SRFF 222斷定ON/OFF為低位準時，該PWM調節器204會被禁能，其中，該PWM控制器211與該驅動器網路213兩者都會被禁能。
該PWM訊號會被提供至該低負載偵測器230的一輸入，該低負載偵測器230有一輸出會提供一訊號L_ON給該SRFF 224的設定輸入。該OR閘225的輸出會被提供至該SRFF 224的重置輸入。於一實施例中，該PWM控制器211會被配置成用以在低負載條件期間實施脈衝省略作業，而且該低負載偵測器230包含或者併入一脈衝省略偵測器，其會偵測該PWM訊號上任何被省略的脈衝。當該PWM訊號上至少一脈衝被省略時，則該低負載偵測器230的脈衝省略偵測器便會斷定該L_ON訊號為高位準用以設定該 SRFF 224並且致能該LDO調節器215。下面所述的圖5會進一步圖解並說明該脈衝省略技術。
於一替代的實施例中，該低負載偵測器230包含或者併入一比較器網路或類似物，用以判斷PWM上的一或多個脈衝何時具有表示一低負載條件的最小時間持續長度。舉例來說，倘若該PWM控制器211沒有被配置成脈衝省略，取而代之的係會在低負載期間提供最小PWM脈衝的話，則該低負載偵測器230便會偵測該等最小PWM脈衝並且斷定L_ON訊號為高位準用以致能該LDO調節器215。於一最小導通時間配置中，實際上會有一最小脈衝極限值，以便保持該系統有正常調節的作用。
圖中所示的電流感測訊號ISEN_PWM會被提供至該低負載偵測器230的另一輸入。於一實施例中，ISEN_PWM係一代表流經該輸出電感器L之電感器電流IL的電流訊號。於一實施例中，流經下方切換器Q2的電流會被轉換成ISEN_PWM。於另一實施例中，流經該輸出電感器L的電流會被一外部電流感測器(圖中並未顯示)感測到並且透過另一I/O連接點(圖中並未顯示)被提供至該調節器控制器203。於另一實施例中，可以運用此等方法的組合。於一實施例中，該低負載偵測器230會比較ISEN_PWM與一表示低負載的臨界值。於一實施例中，該臨界值表示流經該電感器L的電流反相並且變成負值。於任何此等實施例中，當ISEN_PWM表示一低負載條件時，該低負載偵測器230便會斷定L_ON訊號為高位準，用以致能該LDO調節器 215。
於一實施例中，僅有PWM會被提供，而該低負載偵測器230則會感測一或多個被省略的PWM脈衝或者一或多個最小脈衝，用以偵測該低負載條件。於另一實施例中，僅有ISEN_PWM會被提供，而該低負載偵測器230則會感測達到預設低位準的ISEN_PWM，用以偵測該低負載條件。於另一實施例中，亦可以運用此等方法的任何組合。
該電流臨界值網路228會接收至少一限流數值ILIM，並且提供一或多個限流數值(舉例來說，ILIM1與ILIM2)以及一或多個電流臨界值(舉例來說，ITH1、ITH2、以及ITH3)。於一實施例中，ILIM係一可程式化的數值並且會被用來決定ILIM1-2與ITH1-3的數值。舉例來說，限流數值ILIM1-2以及電流臨界值ITH1-3中的每一者都係由ILIM的對應倍數來決定。於另一實施例中，該等限流數值與電流臨界值中的一或多者可以分開程式化。如圖所示，限流數值ILIM1-2會被提供至限流器226，而電流臨界值ITH1-3則會被提供至比較器229、223、以及219的輸入。
當LDO調節器215被致能時，限流器226會利用限流數值ILIM1與ILIM2來設定ILDO的最大值，其中，ILIM2>ILIM1。在正常的操作模式期間，該LDO調節器215會被禁能，而且ON/OFF為高位準，因此，PWM調節器204會被致能並且以VREF_PWM為基礎來調節VOUT的電壓位準。當負載充分地下降至一表示待機模式的低位準時，該低負載偵測器230便會斷定L_ON，用以致能該LDO調節 器215。明確地說，L_ON會變成高位準，用以設定該SRFF 224，俾使得其Q輸出會變成高位準。該SRFF 224會導致致能電路231斷定LEN，用以致能該驅動器235。該驅動器235會斷定LCTL，用以驅動Q3，以便以VREF_LDO的位準為基礎來開始調節VOUT。當該LDO調節器215依此方式第一次被啟動或致能時，該限流器226(其會透過ISEN_LDO來感測ILDO)會先將ILDO限制在ILIM1。因為該PWM調節器204仍被致能並且有作用，所以，這是一種雙操作模式，其中，該PWM調節器204與該LDO調節器215兩者都會被致能而且該LDO調節器215的輸出會被限制在ILIM1。
於一實施例中，因為VREF_LDO>VREF_PWM，所以，該LDO調節器215會試圖將VOUT提高至以VREF_LDO為基礎的位準，而該PWM調節器204則會試圖將VOUT保持在以VREF_PWM為基礎的較低電壓位準。該限流器226會將ILDO限制在以ILIM1為基礎的電流位準，而且因為該LDO調節器215會貢獻電流(被限制在ILIM1的ILDO)，所以，該PWM調節器204會慢慢變成一最小位準或者甚至會抵達一過電壓條件並且在該待機或低負載條件期間當FB上升至VREF_PWM以上時停止調節。
於一實施例中，該LDO調節器215會實施一種「回流(foldback)」功能。當ILDO接近可應用的限流位準時(舉例來說，ILIM1)，該LDO調節器215會將調節為準降低至VREF_LDO以下，例如，以便在抵達該可應用的限流位準 時實質上保持非常恆定的輸出功率。依此方式，即使VREF_LDO於一實施例中可能大於VREF_PWM，該LDO調節器215仍可調節在由VREF_PWM所設定的較低電壓位準處，而且該LDO調節器215會貢獻電流但卻不會與該PWM調節器204發生競奪。如下面所述，當該PWM調節器204被禁能時，該限流器226會將限流位準提高至ILIM2。該回流功能可以雷同的方式被運用在ILIM2的較高限流處。
ITH1、ITH2、以及ITH3代表ILDO之比較低的臨界位準，其中，I3>I2>I1。另外，ILIM1大於ITH1(ILIM1>ITH1)且ILIM2大於ITH2(ILIM2>ITH2)。於每一種情況中，該ILIM數值與對應的ITH數值之間的差異都可能非常小(例如，幾個mA或類似的數額)。當ILDO降低使得ISEN_LDO下降至I2與I3以下時，則該OR閘225的輸出便會變成低位準。當ISEN_LDO保持在ITH1之上時該PWM調節器204會保持致能，因此，該PWM調節器204仍會有作用。當ILDO降低而使得ISEN_LDO在由濾波器/延遲網路227所決定的至少一延遲週期之中穩定在I1以下時，則比較器229便會斷定P_OFF為高位準，用以重置該SRFF 222。該SRFF 222會切換ON/OFF為低位準，用以禁能該PWM控制器211與該驅動器網路213，以便有效地禁能該PWM調節器204。於此LDO模式情況中，該PWM調節器204會被禁能而該LDO調節器215會保持致能，以便以VREF_LDO為基礎來調節VOUT。進一步言之，當ON/OFF變成低位準時，限流 器226會切換成較高的限流值ILIM2，俾使得ILDO會一直操作至ILIM2。
當在LDO模式中時，倘若ILDO提高且穩定使得ISEN_LDO在由濾波器/延遲網路217所決定的至少一延遲週期之中上升至ITH2以上時，則比較器223便會將其輸出上拉至高位準，而OR閘225則會斷定其輸出為高位準，以便設定該SRFF 222且重置該SRFF 224。該SRFF 222會將ON/OFF訊號上拉至高位準，用以致能該PWM控制器211並且用以致能該驅動器網路213，以便重新致能該PWM調節器204。該SRFF 224會將其Q輸出下拉至低位準，俾使得致能電路231會禁能該驅動器235，以便有效地禁能該LDO調節器215。同樣地，當SRFF 224的Q輸出變成低位準時，限流器226則會從ILIM2重置回到ILIM1。總結來說，倘若代表ILDO的ISEN_LDO在LDO模式期間提高且穩定在ITH2以上時，則操作便會切換成PWM模式，其中，該PWM調節器204會被致能而該LDO調節器215則會被禁能。
當操作切換成PWM模式時，其中，該PWM調節器204會被致能而該LDO調節器215則會被禁能，同時ISEN_LDO介於ITH2與ITH3之間時，輸出電流可以非常低而使得會發生脈衝省略，或者，ISEN_LDO會非常低以便讓該低負載偵測器230(或者，圖5的脈衝省略偵測器530)觸發L_ON並且重新致能該LDO調節器215。於此情況中，雙模式會發揮作用。因為該LDO調節器215先被禁能然後再被重新 致能，所以，其限流在該雙模式期間會被重置回到ILIM1並且保持在ILIM1。其優點係因為希望該PWM調節器204在雙模式期間提供大部分的負載電流，因為當ILOAD在ITH2以上時會更有效。
倘若ILDO提高至ITH3以上的話，則比較器219便會將其輸出上拉至高位準，而OR閘225則會斷定其輸出為高位準，以便設定該SRFF 222且重置該SRFF 224。因此，倘若代表ILDO的ISEN_LDO在LDO模式期間提高至ITH3以上的話，則操作便會切換成PWM模式，其中，該PWM調節器204會被致能而該LDO調節器215則會被禁能。
於一實施例中，該等濾波器/延遲網路217與227會被實施為低通濾波器或類似物，用以在輸入與輸出之間實施一延遲。於一實施例中，該濾波器及/或延遲功能為可程式化。該濾波器/延遲網路217會接收ISEN_LDO並且提供一已濾波/已延遲的ISEN_LDO給比較器223。依此雷同的方式，該濾波器/延遲網路227會接收ISEN_LDO並且提供一已濾波/已延遲的ISEN_LDO給比較器229。
圖3所示的係電壓調節器107的ILOAD相對於EFFICIENCY的關係圖，用以解釋在PWM操作模式、雙操作模式、以及LDO操作模式之間作切換的臨界位準。曲線301代表只有PWM調節器204被致能時的PWM操作模式的效率；而直線303則為效率位準ELDO，其代表LDO調節器215的效率。應該明白的係，當負載電流在低位準或待機位準之上時，該PWM調節器204通常會比較有效。在負 載電流很低的低負載條件處，PWM調節器204的效率會降至ELDO位準以下，因此，LDO調節器215會比較有效。當負載電流降至ITH1並且穩定在該低電流位準處時，則操作便會如轉變箭頭305所示般地切換至LDO模式。當負載電流在LDO模式期間提高至ITH3以上時，則操作便會如轉變箭頭307所示般地切換回到PWM模式。ITH2係介於ITH1與ITH3之間，並且可以被配置成於該PWM效率在ELDO位準以上時比較靠近ITH3。
一般來說，當負載電流很低而且LDO調節器215的效率高於PWM調節器204時，該LDO調節器215會被致能而該PWM調節器204會被禁能。當負載電流較高而且PWM效率高於LDO模式時，該PWM調節器204會被致能而LDO調節器215會被禁能。就LDO至PWM模式轉變來說，會有兩個電流臨界值。ITH2會先由濾波器/延遲網路217以長延遲來過濾並接著和LDO負載電流感測訊號ISEN_LDO作比較。ITH3會利用最小的過濾與最小的延遲來和LDO負載電流感測訊號ISEN_LDO直接作比較。當在LDO模式期間發生高負載暫態而有比較大的負載步階時(舉例來說，ILOAD相對於時間或di/dt有大變化)，比較器219會立刻被觸發而且PWM操作模式會快速被致能，因此，該PWM調節器204會響應於該負載暫態而供應足夠的負載電流以達到VOUT之最小下衝(undershoot)的目的。應該注意的係，當ISEN_LDO上升至ITH3以上時，即使很緩慢，操作仍會轉變成PWM操作模式，以達改良響應與效率的目的。
當被感測的負載電流(舉例來說，代表在PWM期間流經上方切換器Q1之電流的ISEN_PWM，或是其它類同的方法)提高至高於ITH2但是仍低於ITH3的位準而使得該PWM調節器204的效率高於該LDO調節器215時，則倘若該負載電流變成穩定在此位準處的話，其會希望從LDO操作模式切換成PWM操作模式。於此比較低的負載位準處，該LDO調節器215能夠充分地操縱該負載電流，但是效率低於該PWM調節器204。該濾波器/延遲網路217會提供具有比較長延遲的比較大型濾波器。倘若被感測的負載電流的位準仍保持穩定在ITH2與ITH3之間的話，則比較器223便會觸發用以切換成PWM操作模式，以便改良效率。
於一實施例中，LDO參考電壓VREF_LDO會高於PWM參考電壓VREF_PWM。至少其中一項理由係，在電壓調節器107從LDO模式切換成PWM模式的負載上增(step-up)暫態處可在VOUT下衝中達到邊限與小迴路延遲的好處。
圖4所示的係在利用根據本發明之實施例的低待機電流切換調節器所實施的電壓調節器的不同負載位準與負載暫態條件下的數個模擬波形相對於時間的時序圖。如圖所示，圖中繪製出各種負載條件下ON/OFF、IL(電感器電流)、ILOAD、ILDO(LDO調節器215的輸出)、PHASE電壓、以及VOUT電壓相對於時間的關係。該等波形解釋了利用根據本發明之實施例的低待機電流切換調節器所實施的電壓調節器可良好地運作在各種負載條件下並且在負載暫態條件處，不論是從PWM模式變成LDO模式或是從LDO模式 變成PWM模式，都會具有最小超越量(overshoot)與下衝。
於一實施例中係利用比較小型的裝置(其包含一比較小型的功率裝置Q3)來實施該LDO調節器215。於一實施例中，舉例來說，Q3係一尺寸僅適合操縱比較小待機電流的比較小型PFET。於一實施例中，在LDO操作模式中，該待機負載電流約10mA或更小。舉例來說，於一特定的實施例中，ITH1與ILIM1都在約5至10mA的範圍裡面，ITH2與ILIM2都在約15至25mA的範圍裡面，而ITH3則約50mA。此等數值為任意值並且相依於特殊的實施方式。另外，如前面所述，此等數值可由ILIM來程式化。
被LDO調節器215耗去的矽面積會最小而且利用最小的額外成本便可輕易地整合在一功率調節器IC之中。再者，PWM模式與LDO模式之間獨特的轉變技術還會提供平順的轉變並且能夠非常妥適地應付負載暫態。利用可運用在低負載(例如，在待機模式或類似模式期間)的LDO模式，該電壓調節器會消耗極少的輸入電流，這對許多電池供電式系統來說非常重要。LDO操作模式會在低負載或待機操作期間達到無漣波的輸出電壓。
如上面所述，當該PWM調節器204與該LDO調節器215兩者都被致能時，調節器控制器203會操作在雙模式之中。當負載電流繼續降低而使得ILDO下降至ILIM1以下時，該LDO調節器215會消耗大部分或全部的輸出電流。倘若如上面提及般地實施回流的話，則當電流降低時，回流的效應便會降低而該LDO調節器215則會以VREF_LDO 為基礎將VOUT的電壓驅動至更高位準，而該PWM調節器204則會進入過電壓模式或者會最小化甚至停止送出PWM訊號上的脈衝。
圖5所示的係根據本發明另一實施例的電壓調節器507的簡化電路圖與方塊圖。該電壓調節器507實質上雷同於電壓調節器107，其中，雷同的元件會以相同的元件符號來表示。在電壓調節器507中，該調節器控制器203會被調節器控制器503取代，其實質上雷同於調節器控制器203，不同的係，模式控制器202會被模式控制器502取代。在模式控制器502中，低負載偵測器230會被一脈衝省略偵測器530取代，該脈衝省略偵測器530會以和前面所述雷同的方式來接收PWM並且提供L_ON訊號。於此情況中，該PWM控制器211會被配置成用以在低負載條件期間省略脈衝，而該脈衝省略偵測器530則會偵測一或多個被省略的脈衝並且斷定該L_ON訊號，以便以和前面所述雷同的方式來致能該LDO調節器215。
再者，該濾波器/延遲網路227和該比較器229皆被移除，取而代之的係，由該脈衝省略偵測器530來提供該P_OFF訊號。如上面所提，當負載電流在PWM模式期間降低時，該PWM控制器211會開始省略PWM脈衝。該脈衝省略偵測器530會偵測一或多個被省略的脈衝並且斷定該L_ON訊號，以便致能該LDO調節器215。如上面所述，當該PWM調節器204與該LDO調節器215兩者都被致能時，調節器控制器203會操作在雙模式之中。當負載電流繼續 降低而使得ILDO下降至ILIM1以下時，該LDO調節器215會消耗大部分或全部的輸出電流。倘若如上面提及般地實施回流的話，則當電流降低時，回流的效應便會降低而該LDO調節器215則會以VREF_LDO為基礎將VOUT的電壓驅動至更高位準，而該PWM調節器204則會進入過電壓模式或者會最小化甚至停止送出PWM訊號上的脈衝。倘若該PWM訊號變成零或者在一給定週期中提供最少數量的脈衝的話，則該脈衝省略偵測器530便會偵測一段沒有任何脈衝的週期並且斷定該P_OFF訊號，用以重置該SRFF 222，以便禁能該PWM調節器204。依此方式，被用來偵測低電流臨界值ITH1的電路系統會被移除。取而代之的係，脈衝省略偵測器530會使用該PWM訊號來決定何時禁能該PWM調節器204。當數個連續脈衝被省略時，該脈衝省略偵測器530便可以斷定P_OFF訊號。
圖6所示的係電壓調節器107或或是電壓調節器507之操作的狀態圖。該電壓調節器通常會操作在三種不同的狀態中，其包含：狀態601所示的正常模式、狀態603所示的雙模式、以及狀態605所示的單獨LDO模式。在正常模式狀態601中，該PWM調節器204為導通，而該LDO調節器215為不導通。操作會一直保持在該正常模式狀態601中，直到L_ON訊號被斷定為止，於此情況中，操作會轉變成雙模式狀態603。該L_ON訊號會被電壓調節器107的低負載偵測器230或是電壓調節器507的脈衝省略偵測器530斷定。一般來說，端視實施例而定，當偵測到一低 負載條件時(例如，以該PWM訊號為基礎或是以一電流感測訊號(舉例來說，ISEN)為基礎)，該L_ON訊號便會被斷定。當以該PWM訊號為基礎時，於PWM上偵測到一被省略的脈衝或者偵測到由多個PWM脈衝所組成的預設最小脈衝時間持續長度或是類似物時，L_ON訊號便會被斷定。當以該ISEN為基礎時，例如，當ISEN下降至預設最小臨界值以下時或者當電感器電流反相並且變成負值時，L_ON訊號便會被斷定。
在雙模式狀態603中，該PWM調節器204與該LDO調節器215兩者都會啟動而試圖調節該輸出電壓。如前面所述，該LDO調節器215會被限流在較低的限流值ILIM1處。操作會保持在該雙模式狀態603中，直到P_ON或P_OFF斷定為止。當符合臨界值條件ITH2或ITH3中任一者時，P_ON便會被斷定。兩種臨界值都是以LDO調節器輸出電流ISEN_LDO的比較為基礎。ITH2臨界值條件係一結合一延遲(例如，經由濾波器/延遲網路227)的較低位準電流條件。因此，當ISEN_LDO提高至ITH2以上並且維持由濾波器/延遲網路227所決定的一段時間週期時，那麼便係符合ITH2臨界值條件。ITH3條件係一較高位準電流條件，而且當ISEN_LDO提高至ITH3以上時，便係符合ITH3臨界值條件。倘若符合ITH2或ITH3條件中的任一者，P_ON便會被斷定，而操作則會返回正常模式狀態601。
P_OFF訊號係由比較器229以該ITH1臨界值條件為基礎來斷定，或者，當該PWM訊號變成零或者在一給定週期 中提供最少數量的脈衝時由該脈衝省略偵測器530來斷定。當ISEN_LDO下降至ITH1以下表示該非常低負載條件時，該ITH1臨界值條件便會發生。當P_OFF在雙模式狀態603期間被斷定時，便會轉變成單獨LDO模式狀態605，其中，該PWM調節器204會被關閉，而該LDO調節器215則會保持啟動。進一步言之，該LDO調節器215的最大限流值會提高至ILIM2，且因而，ISEN_LDO的最大限流值會提高至ILIM2。應該注意的係，當該等L_ON訊號與P_OFF訊號同時或約略同時被斷定時，操作可以從正常模式狀態601跳至單獨LDO模式狀態605。
操作會保持在該單獨LDO模式狀態605之中，直到P_ON訊號被斷定為止。如前面所述，當符合臨界值條件ITH2或ITH3中的任一者時，P_ON便會被斷定。當P_ON在該單獨LDO模式狀態605期間被斷定時，操作便會轉變回到正常模式狀態601。
雖然本文已經參考本發明的特定較佳型式非常詳細地說明過本發明；不過，本發明亦可能會有並且涵蓋其它型式與變化。熟習本技術的人士便應該明白，他們可輕易地使用本文所揭示的概念及特定實施例為基礎來設計或修正其它結構而提供和本發明相同的目的，而不會脫離隨附申請專利範圍所定義之本發明的精神與範疇。
100‧‧‧電子裝置
101‧‧‧電池
103‧‧‧轉接器
105‧‧‧電壓選擇(VSEL)電路
107‧‧‧DC-DC切換電壓調節器
109‧‧‧處理器
111‧‧‧記憶體
201‧‧‧輸入電壓節點
202‧‧‧模式控制器
203‧‧‧調節器控制器
204‧‧‧脈波寬度調變(PWM)調節器
205‧‧‧PHASE節點
207‧‧‧輸出節點
209‧‧‧中間回授節點
211‧‧‧PWM控制器
213‧‧‧驅動器網路
215‧‧‧LDO調節器
217‧‧‧第二濾波器/延遲網路
219‧‧‧比較器
220‧‧‧電流感測器
222‧‧‧SRFF
223‧‧‧比較器
224‧‧‧設定-重置正反器(SRFF)
225‧‧‧OR閘
226‧‧‧限流器
227‧‧‧第一濾波器/延遲網路
228‧‧‧電流臨界值網路
229‧‧‧比較器
230‧‧‧低負載偵測器
231‧‧‧致能電路
233‧‧‧誤差放大器
235‧‧‧驅動器
502‧‧‧模式控制器
503‧‧‧調節器控制器
507‧‧‧電壓調節器
530‧‧‧脈衝省略偵測器
601‧‧‧正常模式狀態
603‧‧‧雙模式狀態
605‧‧‧單獨LDO模式狀態
B‧‧‧電池
CI‧‧‧輸入電容器
CO‧‧‧輸出電容器
ER‧‧‧誤差電壓
FB‧‧‧回授訊號
IL‧‧‧電流
ILDO‧‧‧LDO電流
ILIM‧‧‧限流數值
ILOAD‧‧‧負載電流
ISEN_LDO‧‧‧電流感測訊號
ITH‧‧‧電流臨界值
L‧‧‧輸出電感器
L_ON‧‧‧訊號
LCTL‧‧‧LDO控制訊號
LD‧‧‧負載
LDO‧‧‧低壓差
LEN‧‧‧致能訊號
Q1‧‧‧切換器
Q2‧‧‧切換器
Q3‧‧‧功率裝置
R‧‧‧重置輸入
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
S‧‧‧設定輸入
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VREF_PWM‧‧‧PWM參考電壓
VSEL‧‧‧電壓選擇
參考上面的說明以及隨附的圖式會更瞭解本發明的好 處、特點以及優點，其中：圖1所示的係一電子裝置的方塊圖，其包含一根據本發明一示範性實施例所實施的DC-DC切換電壓調節器；圖2所示的係圖1的電壓調節器的簡化電路圖與方塊圖，其包含根據本發明其中一實施例的低待機電流切換調節器；圖3所示的係圖1之電壓調節器的ILOAD相對於EFFICIENCY的關係圖，用以解釋用於致能PWM調節器與LDO調節器的臨界位準；圖4所示的係在利用根據本發明之實施例的低待機電流切換調節器所實施的電壓調節器的不同負載位準與負載暫態條件下的數個模擬波形；圖5所示的係根據本發明另一實施例的電壓調節器的簡化電路圖與方塊圖，其使用脈衝省略法來決定何時致能LDO模式而且其會偵測最小或零脈衝以決定何時要禁能該PWM調節器；以及圖6所示的係電壓調節器的操作或是用以在正常操作模式、雙操作模式、以及單獨LDO操作模式之間轉變的電壓調節器的狀態圖。
107‧‧‧DC-DC切換電壓調節器
201‧‧‧輸入電壓節點
202‧‧‧模式控制器
203‧‧‧調節器控制器
204‧‧‧脈波寬度調變(PWM)調節器
205‧‧‧PHASE節點
207‧‧‧輸出節點
209‧‧‧中間回授節點
211‧‧‧PWM控制器
213‧‧‧驅動器網路
215‧‧‧LDO調節器
217‧‧‧第二濾波器/延遲網路
219‧‧‧比較器
220‧‧‧電流感測器
222‧‧‧SRFF
223‧‧‧比較器
224‧‧‧設定-重置正反器(SRFF)
225‧‧‧OR閘
226‧‧‧限流器
227‧‧‧第一濾波器/延遲網路
228‧‧‧電流臨界值網路
229‧‧‧比較器
230‧‧‧低負載偵測器
231‧‧‧致能電路
233‧‧‧誤差放大器
235‧‧‧驅動器
B‧‧‧電池
CI‧‧‧輸入電容器
CO‧‧‧輸出電容器
ER‧‧‧誤差電壓
FB‧‧‧回授訊號
IL‧‧‧電流
ILDO‧‧‧LDO電流
ILIM‧‧‧限流數值
ILOAD‧‧‧負載電流
ISEN_LDO‧‧‧電流感測訊號
ITH‧‧‧電流臨界值
L‧‧‧輸出電感器
L_ON‧‧‧訊號
LCTL‧‧‧LDO控制訊號
LD‧‧‧負載
LDO‧‧‧低壓差
LEN‧‧‧致能訊號
Q1‧‧‧切換器
Q2‧‧‧切換器
Q3‧‧‧功率裝置
R‧‧‧重置輸入
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
S‧‧‧設定輸入
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VREF_PWM‧‧‧PWM參考電壓

Claims (22)

  1. 一種調節器控制器，其操作成控制一輸入電壓至一輸出電壓的轉換，其包括：一切換調節器，其在被致能時，接收一表示該輸出電壓之位準的第一訊號，並且形成一脈衝控制訊號以調節該輸出電壓；一低壓差(dropout)調節器，其在被致能時，接收該第一訊號並且操作用以調節該輸出電壓；以及一模式控制器，其偵測至少一負載條件，並且根據該至少一負載條件而致能與禁能該切換調節器與該低壓差調節器，其中當操作在正常模式與雙模式之中時，該模式控制器致能該切換調節器，且其中當操作在該雙模式與低壓差(LDO)模式之中時，該模式控制器致能該低壓差調節器；且其中，該切換調節器會在被致能時將該輸出電壓調節至一第一電壓位準，其中，該低壓差調節器會在被致能時將該輸出電壓調節至一第二電壓位準，其中，該第二電壓位準大於該第一電壓位準，以及其中，該低壓差調節器會在該切換調節器與該低壓差調節器兩者都被致能時配合回流(foldback)來操作用以致能調節位在該第一電壓位準處的該輸出電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項的調節器控制器，其中，該模式控制器包括一脈衝省略偵測器，其中，該至少一負載條件包含一低負載條件，該低負載條件包括該脈衝 控制訊號的至少一被省略脈衝，且其中，該模式控制器會在該低負載條件被偵測到時致能該低壓差調節器。
  3. 如申請專利範圍第1項的調節器控制器，其進一步包括：一電流感測器，其感測該低壓差調節器的輸出電流，而且其提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；以及其中，該低壓差調節器包括一限流器，其會在該切換調節器與該低壓差調節器兩者都被致能時將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第一限流位準。
  4. 如申請專利範圍第3項的調節器控制器，其中，該切換調節器會在該低壓差調節器的該輸出電流在該第一限流位準以下時停止在該脈衝控制訊號上提供脈衝而且該低壓差調節器會調節位在該第二電壓位準處的該輸出電壓。
  5. 如申請專利範圍第3項的調節器控制器，其中，該模式控制器包括一脈衝省略偵測器，其在該切換調節器停止在該脈衝控制訊號上提供脈衝時禁能該切換調節器，且其中，該限流器在該低壓差調節器被致能且該切換調節器被禁能時進行切換，以便將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第二限流位準處，其中，該第二限流位準大於該第一限流位準。
  6. 如申請專利範圍第5項的調節器控制器，其中，該模 式控制器在該電流感測訊號表示該低壓差調節器的該輸出電流穩定在一介於該等第一限流位準與第二限流位準之間的電流臨界值以上時，致能該切換調節器並且禁能該低壓差調節器。
  7. 如申請專利範圍第5項的調節器控制器，其中，該模式控制器在該電流感測訊號表示該低壓差調節器的該輸出電流提高至一大於該第二限流位準的電流臨界值以上時，致能該切換調節器並且禁能該低壓差調節器。
  8. 如申請專利範圍第3項的調節器控制器，其中：當該切換調節器與該低壓差調節器兩者都被致能時，該模式控制器會在該電流感測訊號表示該低壓差調節器的該輸出電流穩定在小於比該第一限流位準還小的第一電流臨界值處時，禁能該切換調節器，且其中，該限流器會進行切換以便將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第二限流位準處，其中，該第二限流位準大於該第一限流位準；以及其中，當該切換調節器被禁能而該低壓差調節器被致能時，該模式控制器會在該電流感測訊號表示該低壓差調節器的該輸出電流穩定在高於一介於該等第一限流位準與第二限流位準之間的第二電流臨界值時或者該低壓差調節器的該輸出電流提高至一大於該第二限流位準的第三電流臨界值以上時，重新致能該切換調節器並且禁能該低壓差調節器。
  9. 如申請專利範圍第1項的調節器控制器，其進一步包 括：一電流感測器，其感測該低壓差調節器的輸出電流，而且其提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；以及其中，該模式控制器包括：一脈衝省略偵測器，其具有一用以接收該脈衝控制訊號的輸入以及一用以提供一被省略脈衝表示符與一最小脈衝表示符的輸出；一濾波器延遲器，用以接收該電流感測訊號以及提供一第一已延遲電流表示符；一第一比較器，其比較該第一已延遲電流表示符與一第一電流臨界值，而且其提供一第一臨界值表示符；一第二比較器，其比較該電流感測訊號與一第二電流臨界值，而且其提供一第二臨界值表示符；其中，該第二電流臨界值大於該第一電流臨界值；以及一邏輯網路，當該被省略脈衝表示符被提供時，其致能該低壓差調節器，當該最小脈衝表示符被提供時其禁能該切換調節器，以及當該等第一臨界值表示符與第二臨界值表示符中的任一者被提供時，其致能該切換調節器並且禁能低壓差調節器。
  10. 如申請專利範圍第9項的調節器控制器，其中，該低壓差調節器包括一限流器，其會在該切換調節器與該 低壓差調節器兩者都被致能時，將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第一限流位準，而且其會在該切換調節器被禁能而該低壓差調節器被致能時，將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第二限流位準，且其中，該第二限流位準大於該第一限流位準。
  11. 一種能夠操作一切換調節器之控制器的方法，該切換調節器會調節一輸出電壓，該方法包括：接收一表示該輸出電壓的感測訊號；當操作在正常模式與雙模式之中時，致能一切換調節器，以及當操作在雙模式與單獨LDO模式之中時，致能一低壓差調節器；在該切換調節器被致能時，藉由該切換調節器來形成一脈衝控制訊號，用以調節該輸出電壓；在該低壓差調節器被致能時，藉由該低壓差調節器來控制一功率裝置，用以調節該輸出電壓；在該低壓差調節器被致能時，感測該低壓差調節器的輸出電流，並且提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；根據該脈衝控制訊號與該電流感測訊號而偵測一負載條件，其中該偵測一負載條件包括偵測該脈衝控制訊號上的至少一被省略脈衝並且提供一低負載指示符；以及根據所偵測到的負載條件，在正常模式、雙模式、以及單獨LDO模式之間切換操作模式，其中該切換操 作模式包括在該低負載指示符於該正常模式期間被提供時，從該正常模式切換成該雙模式與該單獨LDO模式中其中一者。
  12. 如申請專利範圍第11項的方法，其中：該形成一脈衝控制訊號包括形成一用以將該輸出電壓調節至一第一電壓位準的脈衝控制訊號；其中，該控制一功率裝置包括控制該功率裝置用以將該輸出電壓調節至一第二電壓位準，其中，該第二電壓位準大於該第一電壓位準；以及進一步包括在該雙模式期間配合回流來操作該低壓差調節器，用以致能調節位在該第一電壓位準處的該輸出電壓。
  13. 如申請專利範圍第11項的方法，其進一步包括在該雙模式期間，將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第一限流位準。
  14. 如申請專利範圍第13項的方法，其中：該形成一脈衝控制訊號包括形成一用以將該輸出電壓調節至一第一電壓位準的脈衝控制訊號；其中，該控制一功率裝置包括控制該功率裝置用以將該輸出電壓調節至一第二電壓位準，其中，該第二電壓位準大於該第一電壓位準；以及其中，該形成一脈衝控制訊號包括在該低壓差調節器的該輸出電流低於該第一電壓位準時而且當該低壓差調節器調節位在該第二電壓位準處的該輸出 電壓時省略多個連續脈衝。
  15. 如申請專利範圍第13項的方法，其中：該切換操作模式包括在連續數個脈衝在該脈衝控制訊號上被省略時從該雙模式切換成該單獨LDO模式；以及在該單獨LDO模式期間將該低壓差調節器的該輸出電流調節至一第二電流位準，其中，該第二電流位準大於該第一限流位準。
  16. 如申請專利範圍第15項的方法，其中，該切換操作模式包括在該低壓差調節器的該輸出電流穩定在一介於該等第一限流位準與第二限流位準之間的電流臨界值以上時從該單獨LDO模式切換成該正常模式。
  17. 如申請專利範圍第15項的方法，其中，該切換操作模式包括在該低壓差調節器的該輸出電流提高至一大於該第二限流位準的電流臨界值以上時從該單獨LDO模式切換成該正常模式。
  18. 一種電子裝置，其包括：裝置電路系統，用以接收一供應電壓；以及一電壓調節器，用以提供該供應電壓，其包括：一切換電路，其會以一脈衝控制訊號為基礎將一輸入電壓轉換成該供應電壓；一切換調節器，其會在被致能時接收一表示該供應電壓之位準的電壓感測訊號，並且形成該脈衝控制訊號，以將該供應電壓調節至第一電壓位準； 一低壓差調節器，其會在被致能時接收該電壓感測訊號，並且操作用以將該供應電壓調節至第二電壓位準，其中，該第二電壓位準大於該第一電壓位準；其中，該低壓差調節器包含一限流器，其會在該切換調節器與該低壓差調節器兩者都被致能時，將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第一限流位準，而且其會在該切換調節器被禁能而該低壓差調節器被致能時，將該低壓差調節器的該輸出電流限制在一第二限流位準，其中，該第二限流位準大於該第一限流位準；一電流感測器，其會感測該低壓差調節器的輸出電流，而且其會提供一表示該輸出電流的電流感測訊號；以及一模式控制器，其會接收該脈衝控制訊號與該電流感測訊號，而且其根據該脈衝控制訊號與該電流感測訊號而致能與禁能該切換調節器與該低壓差調節器。
  19. 如申請專利範圍第18項的電子裝置，其中，該裝置電路系統包括一被耦合至一記憶體的處理器。
  20. 如申請專利範圍第18項的電子裝置，其中，該模式控制器包括一脈衝省略偵測器，其中，該脈衝省略偵測器會在該脈衝控制訊號上至少一脈衝被省略時，致能該低壓差調節器，且其中，該脈衝省略偵測器會在該脈衝控制訊號抵達一最小位準維持至少一預設時間週 期時，禁能該切換調節器。
  21. 如申請專利範圍第18項的電子裝置，其中，該低壓差調節器會實施回流功能。
  22. 如申請專利範圍第18項的電子裝置，其中，當該切換調節器被禁能而該低壓差調節器被致能時，該模式控制器會在該電流感測訊號表示該低壓差調節器的該輸出電流穩定在一第一電流臨界值以上時或者提高至一大於該第一電流臨界值的一第二電流臨界值以上時，重新致能該切換調節器並且禁能該低壓差調節器。
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