JP6234242B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関するものである。本発明は、例えば、小電力で駆動する機器に用いられる昇圧電源装置に関するものである。

昇圧電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータが広く用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧を検出し、基準電圧と比較することで、出力電圧が一定となるようにスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングの制御を行うが、入力がバッテリ駆動の電子機器のような電源能力が低い装置において負荷電流が大きくなると、供給可能な電流を超過するため、出力電圧が低下し、電源を失った他の電子回路がリセットしたり、動作を停止したりしてしまう。そこで、出力電圧の検出によって安定化するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換のパラメータとなる入力電圧や電流、負荷電流の検出によって、スイッチング制御を行い、所望の昇圧電圧を供給する手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１２−２５３９５３号公報

昇圧電源装置では、入力電圧ＶＩＮ、入力電流ＩＩＮ、出力電圧ＶＯＵＴ、負荷電流ＩＬＯＡＤ、効率ηの関係は、次式のように表される。
ＶＩＮ・ＩＩＮ＝η・ＶＯＵＴ・ＩＬＯＡＤ

この式を変形すると、次式のようになる。
ＩＩＮ＝η・（ＶＯＵＴ・ＩＬＯＡＤ／ＶＩＮ）

つまり、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータのように、入力電圧、入力電流、出力電圧を検出してスイッチング制御を行うだけでは、効率の改善を行うことしかできず、負荷電流の増加によって必要な入力電流が増加した場合に所望の電圧を供給することができないという課題があった。

本発明は、例えば、負荷電流の増加によって必要な入力電流が増加した場合にも所望の電力を負荷に供給することを目的とする。

本発明の一の態様に係る電源装置は、
直流の入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
前記昇圧回路への入力電圧に応じた電流を生成する電流生成回路と、
外部の負荷に供給する電力を充電するコンデンサと、
前記昇圧回路からの出力電圧を監視し、当該出力電圧が第１基準電圧に達した場合に、前記電流生成回路で生成される電流によって前記コンデンサを充電する第１電圧監視回路と、
前記第１電圧監視回路から前記コンデンサへの充電電圧を監視し、当該充電電圧が第２基準電圧に達した場合に、前記コンデンサから前記負荷へ電力を供給する第２電圧監視回路とを備える。

本発明では、昇圧回路からの出力電圧が第１基準電圧に達した場合にコンデンサが充電され、コンデンサへの充電電圧が第２基準電圧に達した場合にコンデンサから負荷へ電力が供給される。このため、本発明によれば、負荷電流の増加によって必要な入力電流が増加した場合にも所望の電力を負荷に供給することが可能となる。

実施の形態１に係る昇圧電源装置の構成を示すブロック図。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の入力電圧監視回路の構成例を示す回路図。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の充電調整回路の構成例を示す回路図。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の充電電圧監視回路の構成例を示す回路図。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の入力電源の構成例を示す回路図。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の動作例を示すタイミングチャート。 実施の形態１に係る昇圧電源装置の入力電圧と充電電流との関係を示すグラフ。 実施の形態２に係る昇圧電源装置の構成を示すブロック図。 実施の形態３に係る昇圧電源装置の構成を示すブロック図。 実施の形態４に係る昇圧電源装置の構成を示すブロック図。

以下、本発明の実施の形態について、図を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態に係る昇圧電源装置１００の構成を示すブロック図である。

図１において、昇圧電源装置１００は、電源装置の例であり、入力コンデンサ１０３、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４、平滑化コンデンサ１０６、入力電圧監視回路１０７、充電調整回路１０８、出力大容量コンデンサ１０９、出力スイッチ１１１、充電電圧監視回路１１２を備える。

昇圧電源装置１００は、入力電源１０１に接続される。入力電源１０１からは、入力電圧１０２（ＶＩＮ）が供給される。

入力コンデンサ１０３は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）の安定化のためのコンデンサである。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、直流の入力電圧ＶＩＮを昇圧して出力する昇圧回路の例である。昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を昇圧して、ＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）を出力する。

平滑化コンデンサ１０６は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４より出力されたＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）を安定化するコンデンサである。

入力電圧監視回路１０７は、昇圧回路への入力電圧ＶＩＮに応じた電流ＩＲＥＦを生成する電流生成回路の例である。入力電圧監視回路１０７は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を検出して後段へ伝達する。

充電調整回路１０８は、昇圧回路からの出力電圧ＶＤＤを監視し、当該出力電圧ＶＤＤが第１基準電圧ＶＲＥＦ１に達した場合に、電流生成回路で生成される電流ＩＲＥＦ（ＩＣＨＧ）によってコンデンサを充電する第１電圧監視回路の例である。充電調整回路１０８は、入力電圧監視回路１０７の伝達情報に応じて、出力大容量コンデンサ１０９を充電するための電流を調整する。充電調整回路１０８は、出力大容量コンデンサ１０９に充電電圧１１０（ＶＤＤ２）を印加する。

出力大容量コンデンサ１０９は、外部の負荷１１４に供給する電力を充電するコンデンサの例である。出力大容量コンデンサ１０９は、充電調整回路１０８によって充電される。

出力スイッチ１１１は、負荷１１４とコンデンサとの間に接続されるスイッチの例である。

充電電圧監視回路１１２は、第１電圧監視回路からコンデンサへの充電電圧ＶＤＤ２を監視し、当該充電電圧ＶＤＤ２が第２基準電圧ＶＲＥＦ２に達した場合に、コンデンサから負荷１１４へ電力を供給する第２電圧監視回路の例である。充電電圧監視回路１１２は、充電電圧１１０（ＶＤＤ２）を検出して出力スイッチ１１１をＯＮ／ＯＦＦする。

昇圧電源装置１００は、負荷１１４に接続される。負荷１１４には、出力スイッチ１１１を介して出力電圧１１３（ＶＯＵＴ）が供給される。負荷１１４としては、例えば、通信を行う（通信動作中に高負荷になり、それ以外のときは低負荷になる）マイクロコンピュータを用いることができる。

以下では、昇圧電源装置１００の個別の回路について、詳細な構成を説明する。

図２は、入力電圧監視回路１０７の構成例を示す回路図である。

図２において、入力電圧監視回路１０７は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を分圧する分圧抵抗２０１と、分圧抵抗２０１で分圧した電圧が非反転入力端子から入力され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２０２（Ｍｅｔａｌ・Ｏｘｉｄｅ・Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ・Ｆｉｅｌｄ・Ｅｆｆｅｃｔ・Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のゲートが出力端子に接続され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２０２のソースとＶ／Ｉ変換抵抗２０３の正極端子が反転入力端子に接続されてフィードバックループを形成するオペアンプ２０４とを備える。入力電圧監視回路１０７において、オペアンプ２０４の非反転端子と反転端子との電圧は負帰還によって同じ電圧に制御されるため、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を分圧した電圧をＶ／Ｉ変換抵抗２０３の値で除算した値の充電基準電流２０５（ＩＲＥＦ）が出力される。なお、オペアンプ２０４は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４からのＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）によって駆動される。

上記のように、入力電圧監視回路１０７は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４への入力電圧１０２（ＶＩＮ）に比例した電流を充電基準電流２０５（ＩＲＥＦ）として生成する。

図３は、充電調整回路１０８の構成例を示す回路図である。

図３において、充電調整回路１０８は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を分圧する分圧抵抗３０１と、分圧抵抗３０１で分圧した電圧が非反転入力端子に入力され、充電基準電圧３０２（ＶＲＥＦ１）が反転入力端子に入力される電圧比較器３０３と、電圧比較器３０３の出力電圧によってＯＮ／ＯＦＦ制御される充電スイッチ３０４と、入力電圧監視回路１０７より出力された充電基準電流２０５（ＩＲＥＦ）が充電スイッチ３０４を介して入力されるカレントミラー３０５とを備える。カレントミラー３０５は、充電基準電流２０５（ＩＲＥＦ）を増幅した充電電流３０６（ＩＣＨＧ）を出力する。なお、電圧比較器３０３は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４からのＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）によって駆動される。

図４は、充電電圧監視回路１１２の構成例を示す回路図である。

図４において、充電電圧監視回路１１２は、充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が非反転入力端子に入力され、充電基準電圧４０１（ＶＲＥＦ２）が反転入力端子に入力される電圧比較器４０２を備える。充電電圧監視回路１１２は、電圧比較器４０２の出力電圧によって出力スイッチ１１１をＯＮ／ＯＦＦする。なお、電圧比較器４０２は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４からのＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）によって駆動される。

上記のように、充電電圧監視回路１１２は、充電調整回路１０８から出力大容量コンデンサ１０９への充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が充電基準電圧４０１（ＶＲＥＦ２）に達した場合に、出力スイッチ１１１を導通させることで、出力大容量コンデンサ１０９から負荷１１４へ電力を供給する。

図５は、入力電源１０１の構成例を示す回路図である。

図５において、入力電源１０１は、交流電源５０１からの交流電圧をダイオード整流器５０２で整流して入力電圧１０２（ＶＩＮ）として出力する。なお、入力電源１０１は、電池等のＤＣ供給電源であってもよい。

以下では、昇圧電源装置１００の動作について説明する。

図６は、昇圧電源装置１００の動作例を示すタイミングチャートである。

図６において、入力電源１０１からの入力電圧１０２（ＶＩＮ）が昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作電圧まで上昇すると、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４が昇圧動作を始め、ＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）が上昇する。ここまでは、一般的な昇圧コンバータの動作と同じである。

次に、ＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）が充電基準電圧３０２（ＶＲＥＦ１）（充電開始電圧）まで上昇したことが充電調整回路１０８内の電圧比較器３０３で検出されると、充電電流３０６（ＩＣＨＧ）によって出力大容量コンデンサ１０９が充電される。充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が充電基準電圧４０１（ＶＲＥＦ２）（出力開始電圧）まで上昇したことが充電電圧監視回路１１２内の電圧比較器４０２で検出されると、出力スイッチ１１１がＯＦＦからＯＮに切り替えられて出力電圧１１３（ＶＯＵＴ）により負荷１１４へ電力供給が行われる。負荷の動作としては、短時間の高負荷状態と長時間の軽負荷状態の繰り返しを想定している。即ち、出力電圧１１３（ＶＯＵＴ）の出力が開始されると、負荷電流（ＩＬＯＡＤ）が増加して高負荷の状態となり、この高負荷の期間に低下した出力電圧１１３（ＶＯＵＴ）は、次の低負荷の期間に出力大容量コンデンサ１０９が充電されることで回復する。

上記のような動作により、電池（入力電源１０１の例）の消耗時や電池切れ時のワイヤレス給電での入力電力供給でも、入力電圧１０２（ＶＩＮ）に応じて昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の出力電流をコントロールすることで所望の昇圧電源電圧の供給を実現することができる。

つまり、本実施の形態では、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４からのＤＣ−ＤＣ出力電圧１０５（ＶＤＤ）が充電基準電圧３０２（ＶＲＥＦ１）に達した場合に出力大容量コンデンサ１０９が充電され、出力大容量コンデンサ１０９への充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が充電基準電圧４０１（ＶＲＥＦ２）に達した場合に出力大容量コンデンサ１０９から負荷１１４へ電力が供給される。このため、本実施の形態によれば、負荷電流の増加によって必要な入力電流が増加した場合にも所望の電力を負荷１１４に供給することが可能となる。

図７は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）と充電電流３０６（ＩＣＨＧ）との関係を示すグラフである。

図７の左側のグラフに示すように、充電電流３０６（ＩＣＨＧ）は、入力電圧監視回路１０７より出力される充電基準電流２０５（ＩＲＥＦ）から生成されるため、入力電圧１０２（ＶＩＮ）に比例しているが、図７の右側のグラフに示すように、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の最小動作電圧を考慮してオフセットをつけた特性にすることもできる。これによって、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の出力電流を、負荷１１４に関わらず、入力電圧１０２（ＶＩＮ）に応じてコントロールすることで、入力電源１０１に求められる供給電流（電力）もコントロールできるため、入力電圧１０２（ＶＩＮ）が低く、電流能力が低い入力電源１０１を使用する場合でも安定的な昇圧動作が可能となる。

実施の形態２．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を説明する。

図８は、本実施の形態に係る昇圧電源装置１００の構成を示すブロック図である。

図８において、昇圧電源装置１００は、負荷１１４とは別の負荷１１５にも接続される。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、負荷１１５に対し、出力大容量コンデンサ１０９を介さずに電力を供給する。

実施の形態１では、最初の充電期間を待ってから負荷１１４に電力を供給するが、複数の負荷１１４，１１５があり、そのうちの１つの負荷１１５が比較的軽負荷の場合は、本実施の形態のように、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４から負荷１１５に直接電力を供給することで、充電期間を待たずに負荷１１５が動作することが可能となる。

実施の形態３．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を説明する。

図９は、本実施の形態に係る昇圧電源装置１００の構成を示すブロック図である。

図９において、充電電圧監視回路１１２は、負荷１１４にも接続され、負荷１１４のＳＬＥＥＰ（軽負荷）／ＡＣＴＩＶＥ（重負荷）の状態を切り替える。即ち、充電電圧監視回路１１２は、充電調整回路１０８から出力大容量コンデンサ１０９への充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が第２基準電圧ＶＲＥＦ２に達した場合に、その充電電圧１１０（ＶＤＤ２）が第２基準電圧ＶＲＥＦ２に達していない場合よりも高い電力を要する動作を負荷１１４に行わせる。

実施の形態１では、負荷電流と期間を予め決めた上で、出力大容量コンデンサ１０９の値を決める必要があるが、本実施の形態では、図９に示したような構成を採用することによって、負荷１１４の重負荷期間の変化に対して出力大容量コンデンサ１０９の値を変更することなく電力を供給することが可能となる。

実施の形態４．
本実施の形態について、主に実施の形態３との差異を説明する。

図１０は、本実施の形態に係る昇圧電源装置１００の構成を示すブロック図である。

図１０において、昇圧電源装置１００は、図９に示した出力スイッチ１１１を備えていない。即ち、出力大容量コンデンサ１０９は、出力スイッチ１１１を介さずに負荷１１４と接続される。したがって、充電電圧監視回路１１２は、出力スイッチ１１１を制御する必要がない。

実施の形態３では、出力スイッチ１１１を通して負荷１１４へ電力を供給する必要があるが、本実施の形態では、図１０に示したように、構成を簡素化することが可能となる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、これらの実施の形態のうち、２つ以上を組み合わせて実施しても構わない。或いは、これらの実施の形態のうち、１つを部分的に実施しても構わない。或いは、これらの実施の形態のうち、２つ以上を部分的に組み合わせて実施しても構わない。例えば、これらの実施の形態の説明において「〜部」として説明するもののうち、いずれか１つのみを採用してもよいし、いずれか２つ以上の任意の組み合わせを採用してもよい。なお、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。

１００ 昇圧電源装置、１０１ 入力電源、１０２ 入力電圧、１０３ 入力コンデンサ、１０４ 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０５ ＤＣ−ＤＣ出力電圧、１０６ 平滑化コンデンサ、１０７ 入力電圧監視回路、１０８ 充電調整回路、１０９ 出力大容量コンデンサ、１１０ 充電電圧、１１１ 出力スイッチ、１１２ 充電電圧監視回路、１１３ 出力電圧、１１４，１１５ 負荷、２０１ 分圧抵抗、２０２ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、２０３ Ｖ／Ｉ変換抵抗、２０４ オペアンプ、２０５ 充電基準電流、３０１ 分圧抵抗、３０２ 充電基準電圧、３０３ 電圧比較器、３０４ 充電スイッチ、３０５ カレントミラー、３０６ 充電電流、４０１ 充電基準電圧、４０２ 電圧比較器、５０１ 交流電源、５０２ ダイオード整流器。

Claims (6)

1. 直流の入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
   前記昇圧回路への入力電圧に応じた電流を生成する電流生成回路と、
   外部の負荷に供給する電力を充電するコンデンサと、
   前記昇圧回路からの出力電圧を監視し、当該出力電圧が第１基準電圧に達した場合に、前記電流生成回路で生成される電流によって前記コンデンサを充電する第１電圧監視回路と、
   前記第１電圧監視回路から前記コンデンサへの充電電圧を監視し、当該充電電圧が第２基準電圧に達した場合に、前記コンデンサから前記負荷へ電力を供給する第２電圧監視回路と
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電流生成回路は、前記昇圧回路への入力電圧に比例した電流を生成することを特徴とする請求項１の電源装置。
3. 前記負荷と前記コンデンサとの間に接続されるスイッチ
   をさらに備え、
   前記第２電圧監視回路は、前記第１電圧監視回路から前記コンデンサへの充電電圧が前記第２基準電圧に達した場合に、前記スイッチを導通させることを特徴とする請求項１又は２の電源装置。
4. 前記昇圧回路は、前記負荷とは別の負荷に対し、前記コンデンサを介さずに電力を供給することを特徴とする請求項１から３のいずれかの電源装置。
5. 前記第２電圧監視回路は、前記第１電圧監視回路から前記コンデンサへの充電電圧が前記第２基準電圧に達した場合に、当該充電電圧が前記第２基準電圧に達していない場合よりも高い電力を要する動作を前記負荷に行わせることを特徴とする請求項１から４のいずれかの電源装置。
6. 前記コンデンサは、スイッチを介さずに前記負荷と接続されることを特徴とする請求項５の電源装置。

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