KR20190000777A

KR20190000777A - 3상 교류용 절연형 스위칭 전원

Info

Publication number: KR20190000777A
Application number: KR1020180021980A
Authority: KR
Inventors: 마사지 하네다
Original assignee: 에누티에누 가부시기가이샤
Priority date: 2017-06-23
Filing date: 2018-02-23
Publication date: 2019-01-03
Also published as: JP2019009890A; KR102472259B1; JP6800098B2; WO2018235455A1

Abstract

본 발명은 3상 교류가 입력되는 절연형 스위칭 전원에 관한 것으로, 간단한 구성에 의해 효율적인 역률 개선 및 전력 변환이 가능하다. 본 발명에 따른 절연형 스위칭 전원은 입력단(R, S, T), 양극 출력단 및 음극 출력단(P, N), 각 1차 코일이 각 입력단에 연결된 3개의 트랜스(Tr, Ts, Tt), 3개의 트랜스의 각 1차 코일 타단과 입력측 기준 전위단의 사이의 각 전류 경로를 도통 또는 차단하는 3개의 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt), 3개의 트랜스의 각 2차 코일의 일단과 음극 출력단의 사이에 연결된 제 1, 제 2 및 제 3 서브 컨덴서(C1, C2, C3), 3개의 트랜스의 각 2차 코일 타단과 양극 출력단의 사이에 각각 연결된 제 1, 제 2 및 제 3 정류 요소(D1, D2, D3), 3개의 트랜스의 각 2차 코일의 타단과 음극 출력단의 사이에 각각 연결된 제 4, 제 5 및 제 6 정류 요소(D4, D5, D6), 및 양극 출력단과 음극 출력단의 사이에 연결된 평활 컨덴서를 포함한다.

Description

3상 교류용 절연형 스위칭 전원{Isolated switching power supply for three-phase AC}

본 발명은 3상 교류(三相交流)를 직류로 변환하는 절연형 스위칭 전원(電源)에 관한 것이다.

종래에는 교류를 직류로 변환하는 스위칭 전원으로 절연형 컨버터가 알려져 있다. 다양한 방식이 제시되고 있지만, 단상 및 3상뿐만 아니라 대체로 교류 전압을 정류 회로(整流回路)를 거쳐 정류 평활 컨덴서에 의해 평활화함으로써 AC/DC 변환한 후에 DC/DC 컨버터가 배치된 구성이 일반적이다(특허문헌 1 ~ 7). 역률 개선을 위해, 역률 개선 장치(PFC)와 DC/DC 컨버터를 조합한 2단 구성도 공지되어 있다. 특허문헌 6, 7에는 풍력 발전의 교류 발전기의 3상 교류 출력에 대해 승압 및 역률 개선을 행하도록 구성된 장치가 기재되어 있다.

[특허문헌]

- 특허문헌 1: 일본 특개평 7-31150 호 공보

- 특허문헌 2: 일본 특개평 8-331860 호 공보

- 특허문헌 3: 일본 특개 2002-10632 호 공보

- 특허문헌 4: 일본 특개 2005-218224 호 공보

- 특허문헌 5: 일본 특개 2007-37297 호 공보

- 특허문헌 6: 일본 특개 2013-128379 호 공보

- 특허문헌 7: 일본 특개 2014-23286 호 공보

기존의 역률 개선 기능을 갖춘 스위칭 전원을 2단 구성으로 할 경우에는 회로가 복잡하게 된다는 문제가 있었다. 또한, 포워드 방식의 컨버터에는 통상 트랜스 이외에도 외장형 초크 코일(choke coil)을 필요로 하였다.

상기와 같은 문제점을 감안하여, 본 발명은 3상 교류가 입력되는 절연형 스위칭 전원에서, 간단한 구성에 의해 효율적인 역률 개선 및 전력 변환이 가능한 절연형 스위칭 전원을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기의 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 다음의 구성을 제공한다. 괄호 안의 부호는 후술하는 도면 중의 부호로서, 참조를 위해 부여된다.

본 발명의 스위칭 전원의 일 양태는,

(a) 3상 교류가 입력되는 제 1, 제 2 및 제 3 입력단(R, S, T),

(b) 양극 출력단(P) 및 음극 출력단(N),

(c) 각각 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)과 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)을 구비하고 각각의 1차 코일의 일단이 상기 제 1, 제 2 및 제 3 입력단(R, S , T)에 각각 연결된 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt),

(d) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)의 타단과 입력측 기준 전위단(E)의 사이의 각 전류 경로를 도통(導通) 또는 차단하도록 하나의 제어 신호(Vg)에 의해 온오프 제어되는 제 1, 제 2 및 제 3 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt),

(e) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 일단과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 각각 연결된제 1, 제 2 및 제 3 서브 컨덴서(C1, C2, C3),

(f) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단과 상기 양극 출력단(P)의 사이에 각각 연결되어, 상기 2차 코일의 타단으로부터 상기 양극 출력단(P)으로 흐르는 전류를 각각 도통시키기 위한 제 1, 제 2 및 제 3 정류 요소(D1, D2, D3),

(g) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 각각 연결되어, 상기 음극 출력단(N)으로부터 상기 2차 코일의 타단으로 흐르는 전류를 각각 도통시키기 위한 제 4, 제 5 및 제 6 정류 요소(D4, D5, D6) 및

(h) 상기 양극 출력단(P)과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 연결된 평활 컨덴서(C4)를 갖는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따라, 3상 교류가 입력되고 간단한 구성에 의해 효율적인 역률 개선 및 전력 변환이 가능한 한편, 트랜스의 효율을 향상시킬 수 있는 절연형 스위칭 전원이 제공된다.

도 1은 본 발명에 따른 스위칭 전원의 실시 형태에 대한 회로 구성 예를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2a 및 2b는 입력되는 3상 교류와 스위칭 동작에 의한 역률 개선 작용을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 도 1에 도시된 회로 구성의 T-모드에 있어서 On-기간의 전류의 흐름을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 4는 도 1에 도시된 회로 구성의 2차측에 있어서 On-기간의 전위 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다.
도 5는 도 1에 도시된 회로 구성의 T-모드에 있어서 Off-기간의 전류의 흐름을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 6은 도 1에 도시된 회로 구성의 2차측에 있어서 Off-기간의 전위 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다.

이하에, 실시예를 나타낸 도면을 참조하여 본 발명에 따른 스위칭 전원의 실시예에 대해 설명한다.

(1) 회로 구성

도 1은 본 발명에 따른 절연 스위칭 전원의 실시 형태에 대한 회로 구성의 일례를 개략적으로 나타낸 도면이다.

본 발명의 스위칭 전원은 교류 발전기에 의해 출력되는 3상 교류 전원을 입력하고, 부하에 대해 직류 전력을 출력하는 전력 변환 장치이다. 예컨대, 풍력 발전에서는 풍차가 회전하여 교류 발전기의 축이 회전하면, 교류 발전기에서 Y-결선 된 3상의 스테이터 코일로부터 3상 교류 전력이 출력된다.

본 발명의 스위칭 전원은 전력 변환 장치인 동시에 역률 개선 장치로서의 기능도 겸비하고 있다. 역률 개선 장치는 입력 전류의 파형을 입력 전압과 동일한 정현파 파형으로 함과 동시에 위상을 일치시켜 역률을 1로 하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 스위칭 전원은 입력측과 출력측을 전기적으로 절연하는 절연형이다. 이를 위해 각 상에 대응하는 3개의 트랜스(Tr, Ts, Tt)를 제공하고 있다. 3개의 트랜스(Tr, Ts, Tt)는 각각 1개의 1차 코일과 1개의 2차 코일을 구비한다. 3개의 트랜스(Tr, Ts, Tt)는 전자기 특성이 동일한 것을 사용하는 것이 바람직하며, 3상 리액터를 사용하는 것이 바람직하다. 부호 Lr1, Ls1, Lt1은 각 트랜스의 1차 코일을 나타내고, 부호 Lr2, Ls2, Lt2는 각 트랜스의 2차 코일을 나타낸다.

각 코일의 권취 시작과 끝을 검은 동그라미로 표시하고 있다. 본원에서 코일에 대해 「일단」과 「타탄」이라고 함은 「권취 개시단」과 「권취 종단」의 조합을 의미하는 경우와 「권취 종단」과 「권취 개시단」의 조합을 의미하는 경우 모두를 포함한다.

입력측인 트랜스의 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)의 일단(본 예에서는 귄취 개시단)은 3상 교류 전압이 입력되는 3개의 단자인 제 1 입력단(R), 제 2 입력단(S) 및 제 3 입력단(T)에 각각 연결되어 있다. 본원에서는 3상 교류의 각 상을 R-상, S-상, T-상이라 칭한다. 부호 E는 입력측 기준 전위단을 나타낸다.

트랜스의 2차측에는 직류 전압이 출력되는 2개의 단자인 양극 출력단(P)과 음극 출력단(N)이 설치되어 있다. 음극 출력단(N)은 2차측 기준 전위단이다. 양극 출력단(P)과 음극 출력단(N)의 사이에 연결된 부하(도시되지 않음)에 출력 전압이 인가되고 출력 전류가 흐른다.

각 트랜스의 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)의 타단(본 예에서는 권취 종단)에는 3개의 스위칭 소자(Qr, Qs Qt)의 각각의 일단이 연결되어 있다. 각 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt)의 타단은 입력측 기준 전위단(E)에 연결되어 있다. 각 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt)는 제어단을 각각 구비하며, 각 제어단은 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)의 타단과 입력측 기준 전위단(E)의 사이의 전류 경로를 도통 또는 차단하도록 각각 온-오프 제어된다.

3개의 스위칭 소자(Qr, Qs Qt)의 각 제어단은 공통되는 하나의 제어 신호(Vg)에 의해 제어된다. 제어 신호(Vg)는 예컨대, 소정의 주파수 및 충격 계수의 펄스 파형을 갖는 PWM 신호이다. 즉, 3개의 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt)는 항상 동시에 온-오프되도록 제어된다. 도시된 예에서는, 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt)가 n채널형 MOSFET(이하에「FETQr」,「FETQs」,「FETQt」라고 함)이며, 일단이 드레인, 타단이 소스, 제어단이 게이트이다. 이 경우, 제어 신호(Vg)는 전압 신호이다.

또한, FET 이외의 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt), 예컨대 IGBT나 바이폴라 트랜지스터의 경우는 전류의 환류(還流) 경로가 되는 다이오드 등의 정류 요소(整流要素)를 각각 역병렬(逆竝列) 방식으로 연결할 필요가 있다.

또한, 각 트랜스의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 일단(본 예에서는 권취 개시단)과 2차측 기준 전위단인 음극 출력단(N)의 사이에는 제 1, 제 2 및 제 3 의 컨덴서(이하에「서브 컨덴서」라고 함)(C1, C2, C3)가 각각 연결되어 있다. 또한, 양극 출력단(P)과 음극 출력단(N)의 사이에는 평활 컨덴서(C4)가 연결되어 있다.

각 트랜스의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단(본 예에서는 권취 종단)과 양극 출력단(P)의 사이에는 정류 요소의 일례인 제 1, 제 2 및 제 3 의 다이오드(D1, D2, D3)가 각각 연결되어 있다. 다이오드(D1, D2, D3)의 각 양극(anode)이 각각 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 각 타단에 연결되고, 각 음극(cathode)이 양극 출력단(P)에 연결된다. 각 다이오드(D1, D2, D3)는 순방향 바이어스의 경우 각 트랜스의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단으로부터 양극 출력단(P)으로 각각 흐르는 전류를 도통시키고, 역방향 바이어스의 경우는 각각 전류를 차단한다.

다이오드(D1, D2, D3)는 순방향 전압 강하가 작으면서도 고속 동작을 하는 것이 바람직하다.

또한, 각 트랜스의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단과 음극 출력단(N)의 사이에는 정류 요소의 일례인 제 4, 제 5 및 제 6 의 다이오드(D4, D5, D6)가 각각 연결되어 있다. 다이오드(D4, D5, D6)의 각 음극이 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 각 타단에 연결되고, 각 양극이 음극 출력단(N)에 연결된다. 각 다이오드(D4, D5, D6)는 순방향 바이어스의 경우 음극 출력단(N)으로부터 각 트랜스의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단으로 각각 흐르는 전류를 도통시키고, 역방향 바이어스의 경우는 각각 차단한다.

또한, 도시되지는 않았으나, 제어 신호(Vg)를 발생하는 제어부를 포함한다. 제어부는 예컨대, 입력 전압과 직류 출력 전압의 크기를 검출하고 검출된 입력 전압과 출력 전압에 기초하여 제어 신호(Vg)의 충격 계수를 결정한 다음, 이에 기초하여 제어 신호(Vg)를 생성한다. 제어부의 주요부로는 PWMIC를 이용하는 것이 바람직하다.

PWMIC는 예컨대, 결정된 하나의 충격 계수에 대응하는 일정 전압의 직류 신호, 및 일정한 주파수를 갖는 반송 삼각파 신호를 비교 기기에 입력함으로써, 일정한 충격 계수를 갖는 펄스 형태의 제어 신호(Vg)를 출력한다. 본 발명에서는 이러한 제어 신호(Vg)를 "일정한 충격 계수를 갖는" 제어 신호라고 칭한다.

(2) 동작 설명

도 2 내지 도 6을 참조하여 도 1에 도시된 회로 구성의 동작을 설명한다. 또한, 본 회로의 시동시 및 정지시의 과도적 동작은 예외로 하고, 본 회로가 정상 상태에 있는 경우의 동작에 대해서 설명한다.

(2-1) 3상 교류 입력 및 역률 개선 작용

먼저, 도 2a 및 2b를 참조하여 3상 교류 입력에 대한 스위칭 동작에 의한 역률 개선 작용을 설명한다.

도 2a는 입력된 3상 교류의 R-상, S-상, T-상에 대한 전압 파형을 나타내고 있다. 최고 전위가 되는 상과 최저 전위가 되는 상은 각각 위상 120°마다 순차적으로 바뀌고 있다. 3상 교류의 주파수는 예컨대, 풍력 발전의 교류 발전기의 경우, 수 Hz ~ 100 Hz 정도이다. 한편, 스위칭 주파수 즉, 도 1의 제어 신호(Vg)의 주파수는 수 kHz ~ 수백 kHz 이며, 3상 교류의 주파수에 비해 충분히 높다.

예컨대, T-상이 최저 전위가 되는 기간("T-모드"라 칭함)에 대해 설명한다. 또한, R-상이 최저 전위가 되는 기간("R-모드"라 칭함) 및 S-상이 최저 전위가 되는 기간("S-모드"라 칭함)은 동일하므로 설명을 생략한다.

T-모드는 그 기간의 전반에는 R-상이 최고 전위가 되고, 후반에는 S-상이 최고 전위가 된다. 도 1에서 FETQr, Qs Qt의 온(On)-기간에는 양전위의 상과 음전위의 상의 상간 전압에 의한 입력 전류가 흐르고, 오프(Off)-기간에는 전류가 흐르지 않는다.

다음의 동작 설명에서는, 예로서 On-기간에 최고 전위의 R-상 또는 S-상으로부터 최저 전위의 T-상으로, RT 상간 전압 또는 ST 상간 전압에 의해 입력 전류가 흐르는 경우에 대해 설명한다(다른 경우에 대해서도 동작은 동일하므로 설명을 생략한다).

여기에서는, 예컨대 R-상과 T-상 사이의 상간 전압을 "RT 상간 전압" 등으로 칭하고 "vrt"로 나타낸다. 또한, 예컨대 RT 상간 전압(vrt)에 의해 흐르는 입력 전류를 "irt"로 나타낸다.

도 2b를 참조하여 역률 개선 작용에 대해 설명한다. 도 2b는 예컨대, 도 2a의 시간축(t) 상의 A지점에서 PWM 제어신호(Vg)의 파형, RT 상간 전압(vrt), 및 제 1 입력단(R)과 제 3 입력단(T)의 사이에 흐르는 On-전류(irt)를 모식적으로 나타내고 있다. 스위칭 주파수는 3상 교류의 주파수에 비해 충분히 높기 때문에, 하나의 On-기간의 RT 상간 전압(vrt)은 펄스 형태의 일정한 전압이라고 볼 수 있다. 따라서, On-전류(irt)의 시점의 값은 RT 상간 전압(vrt), 및 제 1 입력단(R)과 제 3 입력단(T)의 사이의 전류 경로상에 있는 인덕턴스(L)에 의해, irt = vrt / Lω (ω는 스위칭 주파수)로 결정된다. 전류(irt)는 On-기간에 선형적으로 증가한다. Off-기간에는 전류(irt)가 0이 된다.

전류 경로상의 인덕턴스(L) 및 스위칭 주파수(ω)는 정수이기 때문에, On-기간의 전류(irt)의 시점의 값은 On-기간의 시점에서의 RT 상간 전압(vrt)의 순간 값(瞬時値)에 의해 결정된다. RT 상간 전압(vrt)의 순간 값은 정현파의 궤적 상에 위치하므로, On-기간에 1차 코일에 흐르는 전류(irt)도 또한, 정현파의 궤적을 그리게 된다. 이는 입력 전류가 입력 전압과 같은 위상의 정현파임을 의미한다. 따라서 1차측의 역률 개선이 실현된다.

본 회로에서는 3상 교류의 상간 전압이 인가되는 인덕턴스를 포함한 전류 경로를 일정한 주파수와 충격 계수를 가진 PWM 제어신호를 이용하여 도통·차단함으로써 입력 전압과 위상이 일치된 정현파의 입력 전류를 얻을 수 있다.

(2-2) On-기간의 1차측 및 2차측의 동작에 대한 상세 설명

도 3은 도 1에 도시된 회로 구성에서 T-모드의 On-기간에 대한 전류 흐름(화살표가 있는 점선)을 개략적으로 나타내고 있다.

[On-기간 : 1차측]

트랜스 1차측에서는, On-기간에 제어 신호(Vg)가 On-전압으로 되면, FETQr, FETQs, FETQt가 모두 On으로 되어 전류 경로가 도통한다.

트랜스(Tr)의 1차 코일에는 RT 상간 전압(vrt)에 의해 입력 전류(irt)가 다음의 경로로 흐른다.

- 입력 전류(irt) : 제 1 입력단(R) → 트랜스(Tr) 1차 코일 → FETQr → FETQt → 트랜스(Tt) 1차 코일 → 제 3 입력단(T)

트랜스(Ts)의 1차 코일에는 ST 상간 전압(vst)에 의해 입력 전류(ist)가 다음의 경로로 흐른다.

- 입력 전류(ist) : 제 2 입력단(S) → 트랜스(Ts) 1차 코일 → FETQs → FETQt → 트랜스(Tt) 1차 코일 → 제 3 입력단(T)

여기에서, 트랜스(Tt)의 1차 코일에서 제 3 입력단(T)으로 흐르는 전류처럼, 입력측으로 돌아가는 전류를 이하에서 "환류(還流)"라고 칭한다.

[On-기간 : 2차측]

도 3에서는 설명의 편의상, 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 2차 코일 타단(본 예에서는 권취 종단)을 각각 a점, b점, c점으로 하고, 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 2차 코일 일단(본 예에서는 권취 개시단)을 d점, e점, f점으로 한다. 또한, 양극 출력단(P)을 h점으로 하고, 음극 출력단(N)을 g점으로 한다. h점은 평활 컨덴서(C4)의 일단이기도 하다. g점은 서브 컨덴서(C1, C2, C3) 및 평활 컨덴서(C4)의 공통단이며, 또한 2차측 기준 전위단이다.

도 4는 On-기간의 트랜스 2차측의 a점 ~ h점의 전위 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다. 도 4를 참조하여 On-기간의 트랜스 2차측의 동작을 설명한다.

정상 상태에서, 서브 컨덴서(C1, C2, C3) 및 평활 컨덴서(C4)는 각각 소정의 양단 전압(VC1, VC2, VC3, VC4)에서 충전되고 있다.

트랜스(Tr)의 1차 코일에 입력 전류(irt)가 흐름으로써 2차 코일에 기전력(Vr)이 생긴다. 기전력(Vr)은 d점 쪽이 고전위, a점 쪽이 저전위의 방향이다. 다이오드(D1)는 이러한 기전력(Vr)에 대해 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류가 흐르지 않는다. 한편, 다이오드(D4)는 순방향 바이어스가 되어 도통한다.

여기에서, 도 4에 도시된 On-기간의 전위 관계도를 참조한다. 트랜스(Tr)의 2차 코일 a점은, 다이오드(D4)가 도통하기 때문에, 2차측 기준 전위단 g점과 같은 전위가 된다. 트랜스(Tr)의 기전력(Vr)이 서브 컨덴서(C1)의 양단 전압(VC1)을 초과하면 서브 컨덴서(C1)를 충전하는 방향으로 On-기간의 전류(iron)가 다음의 경로로 흐른다.

- 전류(iron) : 트랜스(Tr) 2차 코일 d점 → 서브 컨덴서(C1) → 다이오드(D4) → 트랜스(Tr) 2차 코일 a점

또한, 트랜스(Ts)의 1차 코일에 입력 전류(ist)가 흐름으로써 2차 코일에 기전력(Vs)이 생긴다. 기전력(Vs)은 e점 쪽이 고전위, b점 쪽이 저전위의 방향이다. 다이오드(D2)는 이러한 기전력(Vs)에 대해 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류가 흐르지 않는다. 한편, 다이오드(D5)는 순방향 바이어스가 되어 도통한다.

여기에서, 도 4에 도시된 On-기간의 전위 관계도를 참조한다. 트랜스(Ts)의 2차 코일 b점은, 다이오드(D5)가 도통하기 때문에, 2차측 기준 전위단 g점과 같은 전위가 된다. 트랜스(Ts)의 기전력(Vs)이 서브 컨덴서(C2)의 양단 전압(VC2)을 초과하면 서브 컨덴서(C2)를 충전하는 방향으로 On-기간의 전류(ison)가 다음의 경로로 흐른다.

- 전류(ison) : 트랜스(Ts) 2차 코일 e점 → 서브 컨덴서(C2) → 다이오드(D5) → 트랜스(Ts) 2차 코일 b점

또한, 트랜스(Tt)는 그 1차 코일에 환류가 흐름으로써 2차 코일에 기전력(Vt)이 생긴다. 기전력(Vt)은 f점 쪽이 저전위, c점 쪽이 고전위의 방향이며, 트랜스(Tr 및 Ts)와는 반대 방향이다. 다이오드(D6)는 이러한 기전력(Vt)에 대해 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류가 흐르지 않는다.

여기에서, 도 4에 도시된 On-기간의 전위 관계도를 참조한다. 기전력(Vt)에 의해 트랜스(Tt)의 2차 코일의 c점 전위가 f점 전위에 대해 상승하고, 평활 컨덴서(C4)의 일단(제 1 출력단[P])인 h점 전위를 초과하면 다이오드(D3)가 순방향 바이어스가 되어, 전류(iton)가 다음의 경로로 흐른다.

- 전류(iton) : 트랜스(Tt) 2차 코일 c점 → 다이오드(D3) → h점 → 부하 → g점 → 서브 컨덴서(C3) → 트랜스(Tt) 2차 코일 f점

전류(iton)는 부하에 공급된다. 따라서, 전류(iton)는 포워드 방식의 포워드 전류에 해당한다. 또한, 부하로의 공급 전류는 평활 컨덴서(C4)로부터의 방전 전류도 합류한다. 전류(iton)에 의해 서브 컨덴서(C3)가 방전하기 때문에 f점 전위는 그만큼 감소하고 서브 컨덴서(C3)의 양단 전압(VC3)은 작아진다.

도 4의 On-기간의 전위 관계에서 알 수 있듯이, iton가 흐를 때의 c점(h점) 전위는 g점 전위에 대해 서브 컨덴서(C3)의 양단 전압(VC3)과 트랜스(Tt)의 기전력 Vt을 가산한 것으로 되어 있다.

또한, 트랜스(Tt)의 기전력(Vt)은 1차 코일의 환류의 크기에 따라 결정된다. 트랜스(Tt)의 기전력(Vt)이 작은 경우는 c점 전위가 h점 전위를 초과하지 않는다(c'점 전위 참조). 이 경우 전류(iton)는 흐르지 않는다.

본 회로의 On-기간의 동작을 정리하면 다음과 같다. 1차 코일에 입력 전류가 흐르는 트랜스에서는, 2차 코일에 발생한 기전력이 서브 컨덴서의 전압을 초과하면 서브 컨덴서를 충전하는 방향으로 전류가 흐른다. 한편, 1차 코일에 환류가 흐르는 트랜스에서는, 2차 코일에 발생한 기전력이 서브 컨덴서의 전압에 가산된다. 그 가산된 전압이 평활 컨덴서의 전압을 초과하면 부하로 전류가 흐른다.

통상의 포워드 방식에서는 On-기간에 외장형 초크 코일(choke coil)에 자기 에너지가 축적되고, 통상의 플라이백 방식인 경우에는 On-기간에 트랜스에 자기 에너지가 축적된다. 이에 반해, 본 회로에서는 On-기간에 2차측에 흐르는 전류(iron 및 ison)에 의해 서브 컨덴서(C1, C2)에 각각 에너지가 축적된다. 또한, On-기간에 2차측에 흐르는 전류(iton)에 의해 에너지가 부하로 공급된다. 그 결과, 본 회로에서는 외장형 초크 코일이 불필요하다.

(2-3) Off-기간의 1차측 및 2차측의 동작에 대한 상세 설명

도 5는 도 1의 회로 구성에서 T-모드의 Off-기간에 대한 전류 흐름(화살표가 있는 점선)을 개략적으로 도시하고 있다.

[Off-기간 : 1차측]

트랜스 1차측에서는, 제어 신호(Vg)가 Off로 되면, FETQr, FETQs, FETQt가 모두 Off로 되어 스위치가 열린다. 각 트랜스의 1차 코일의 각 전류 경로는 차단되고, 전류는 0이 된다. 이에 의해 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 1차 코일 및 2차 코일에 각각 역방향 기전력이 발생한다.

[Off-기간 : 2차측]

도 6은 Off-기간의 트랜스 2차측의 a점 ~ h점의 전위 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다. 도 6을 참조하여 Off-기간의 2차측의 동작을 설명한다.

트랜스(Tr)의 2차 코일에 발생하는 역방향 기전력(Vr)은 d점 쪽이 저전위, a 점 쪽이 고전위의 방향이다. 다이오드(D4)는 이러한 역방향 기전력(Vr)에 대해서 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다.

여기서, 도 6에 도시된 Off-기간의 전위 관계도를 참조한다. 역방향 기전력(Vr)에 의해, 트랜스(Tr)의 2차 코일 a점 전위가 d점 전위에 대해 상승한다. a점 전위가 평활 컨덴서(C4)의 일단(제 1 출력단[P])인 h점 전위를 초과하면 다이오드(D1)는 순방향 바이어스가 되어 전류(iroff)가 다음 경로로 흐른다.

- 전류(iroff) : 트랜스(Tr) 2차 코일 a점 → 다이오드(D1) → h점 → 부하(또는 평활 컨덴서[C4]) → g점 → 서브 컨덴서(C1) → 트랜스(Tr) 2차 코일 d점

또한, 트랜스(Ts)의 2차 코일에 발생하는 역방향 기전력(Vs)은 e점 쪽이 저전위, b점 쪽이 고전위의 방향이다. 다이오드(D5)는 이러한 역방향 기전력(Vs)에 대해서 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다.

여기서, 도 6에 도시된 Off-기간의 전위 관계 도표를 참조한다. 역방향 기전력(Vs)에 의해 트랜스(Ts)의 2차 코일 b점 전위가 e점 전위에 대해 상승하고, 평활 컨덴서(C4)의 일단(제 1 출력단[P])인 h점 전위를 초과하면 다이오드 (D2)는 순방향 바이어스가 되어 전류(isoff)가 다음 경로로 흐른다.

- 전류(isoff) : 트랜스(Ts) 2차 코일 b점 → 다이오드(D2) → h점 → 부하(또는 평활 컨덴서[C4]) → g점 → 서브 컨덴서(C2) → 트랜스(Tr) 2차 코일 e점

Off-기간의 전류(iroff, isoff)는 서브 컨덴서(C1, C2)를 각각 방전하는 방향으로 흐른다. Off-기간의 전류(roff, isoff)는 플라이백 방식의 플라이백 전류에 해당한다. 통상의 플라이백 방식에서는 트랜스에 축적된 자기 에너지가 방출되는데, 본 회로의 경우에는 서브 컨덴서(C1, C2)에 축적된 에너지가 방출된다.

도 6의 Off-기간의 전위 관계에서 알 수 있듯이, iroff 또는 isoff가 흐를 때의 a점 전위는 g점 전위에 대해서, 서브 컨덴서(C1)의 양단 전압(VC1)과 역방향 기전력(Vr)을 가산한 것이다. 마찬가지로, isoff가 흐를 때의 b점 전위는 g점 전위에 대해서, 서브 컨덴서(C2)의 양단 전압(VC2) 및 역방향 기전력(Vs)을 가산한 것이다.

도 6에는 도시되어 있지 않지만, 전류(iroff, isoff)에 의해 서브 콘덴서(C1, C2)가 각각 방전하기 때문에, d점 전위, e점 전위는 그만큼 각각 저하되고, 양단 전압(VC1, VC2)은 각각 작아진다.

또한 Off-기간에 트랜스(Tr, Ts)의 2차 코일에 발생하는 역방향 기전력은 On-기간에 서브 컨덴서(C1, C2)에 충전된 전압(VC1, VC2)에 의해 억제되기 때문에, 서브 컨덴서(C1, C2)가 없는 경우의 역방향 기전력에 비해 작아진다. 그 결과, 트랜스(Tr, Ts)의 1차측에 발생하는 역방향 기전력도 작아지기 때문에 1차측의 FETQr, FETQs에 요구되는 내압(耐壓)이 완화된다.

또한, 트랜스(Tt)의 2차 코일에 발생하는 역방향 기전력(Vt)은 f점 쪽이 고전위, c점 쪽이 저전위의 방향이며, 트랜스(Tr, Ts)와는 반대 방향이다. 다이오드(D3)는 이러한 역방향 기전력(Vt)에 대해서 역방향 바이어스가 되기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 역방향 기전력(Vt)에 의해 f점 전위가 c점 전위에 대해 상승하고, f점 전위가 서브 컨덴서(C3)의 양단 전압(VC3)을 초과하면 전류(itoff)가 다음 경로로 흐르고, 서브 컨덴서(C3)를 충전한다.

- 전류(itoff) : 트랜스(Tt) 2차 코일 f점 → 서브 컨덴서(C3) → 다이오드(D6) → 트랜스(Tt) 2차 코일 c점

본 회로의 Off-기간의 동작을 정리하면 다음과 같다. On-기간에 1차 코일에 입력 전류가 흐른 트랜스에서는, Off-기간에 2차 코일에 발생한 역방향 기전력이 서브 컨덴서의 전압에 가산된다. 가산된 전압이 평활 컨덴서의 전압을 초과하면 부하에 전류가 흐른다. 한편, On-기간에 1차 코일에 환류가 흐른 트랜스에서는, Off-기간에 2차 코일에 발생한 역방향 기전력이 서브 컨덴서의 전압을 초과하면 서브 컨덴서를 충전하는 방향으로 전류가 흐른다.

상기와 같이 본 회로에서는 On-기간도 Off-기간도 부하에 전류를 공급하는 것이 가능하다. 본 회로에서는 통상의 포워드 방식의 외장형 초크 코일이 불필요하다. 또한, 본 회로에서는 서브 컨덴서(C1, C2, C3)와 다이오드(D4, D5, D6)가 추가되지만 이들은 비용적으로도 공간적으로도 초크 코일보다 유리하다.

또한, 본 회로에서는 On-기간도 Off-기간도 3개의 트랜스에 전류가 흐르기 때문에 트랜스의 이용 효율이 향상된다.

R, S, T 입력단
E 입력측 기준 전위단
P 양극 출력단
N 음극 출력단 (출력측 기준 전위)
Tr, Ts, Tt 트랜스
Lr1, Ls1, Lt1 차 코일
Lr2, Ls2, Lt2 2차 코일
Qr, Qs, Qt 스위칭 소자(FET)
D1, D2, D3 정류 요소(출력 다이오드)
D4, D5, D6 정류 요소
C1, C2, C3 서브 컨덴서
C4 평활 컨덴서

Claims

(a) 3상 교류가 입력되는 제 1, 제 2 및 제 3 입력단(R, S, T),
(b) 양극 출력단(P) 및 음극 출력단(N),
(c) 각각 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)과 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)을 구비하고 각각의 1차 코일의 일단이 상기 제 1, 제 2 및 제 3 입력단(R, S , T)에 각각 연결된 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt),
(d) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 1차 코일(Lr1, Ls1, Lt1)의 타단과 입력측 기준 전위단(E)의 사이의 각 전류 경로를 도통(導通) 또는 차단하도록 하나의 제어 신호(Vg)에 의해 온오프 제어되는 제 1, 제 2 및 제 3 스위칭 소자(Qr, Qs, Qt),
(e) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 일단과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 각각 연결된 제 1, 제 2 및 제 3 서브 컨덴서(C1, C2, C3),
(f) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단과 상기 양극 출력단(P)의 사이에 각각 연결되어, 상기 2차 코일의 타단으로부터 상기 양극 출력단(P)으로 흐르는 전류를 각각 도통시키기 위한 제 1, 제 2 및 제 3 정류 요소(D1, D2, D3),
(g) 상기 제 1, 제 2 및 제 3 트랜스(Tr, Ts, Tt)의 각각의 2차 코일(Lr2, Ls2, Lt2)의 타단과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 각각 연결되어, 상기 음극 출력단(N)으로부터 상기 2차 코일의 타단으로 흐르는 전류를 각각 도통시키기 위한 제 4, 제 5 및 제 6 정류 요소(D4, D5, D6), 및
(h) 상기 양극 출력단(P)과 상기 음극 출력단(N)의 사이에 연결된 평활 컨덴서(C4)를 갖는 것을 특징으로 하는
스위칭 전원.