JP2019009890A

JP2019009890A - 三相交流用絶縁型スイッチング電源

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Publication number: JP2019009890A
Application number: JP2017123156A
Authority: JP
Inventors: 羽田　正二; Shoji Haneda; 正二羽田
Original assignee: NTN Corp; NTN Toyo Bearing Co Ltd
Current assignee: NTN Corp
Priority date: 2017-06-23
Filing date: 2017-06-23
Publication date: 2019-01-17
Anticipated expiration: 2037-06-23
Also published as: KR20190000777A; KR102472259B1; JP6800098B2; WO2018235455A1

Abstract

【課題】三相交流が入力される絶縁型スイッチング電源において、簡易な構成により効率的な力率改善と電力変換を行う。
【解決手段】入力端R,S,Tと、正極及び負極出力端P,Nと、各一次コイルが各入力端に接続された３つのトランスTr,Ts,Ttと、３トランスの各一次コイル他端と入力側基準電位端の間の各電流路を導通又は遮断する３つのスイッチング素子Qr,Qs,Qtと、３トランスの各二次コイルの一端と負極出力端の間に接続された第１、第２及び第３サブコンデンサC1,C2,C3と、３トランスの各二次コイル他端と正極出力端の間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３整流要素D1,D2,D3と、３トランスの各二次コイルの他端と負極出力端の間にそれぞれ接続された第４、第５及び第６整流要素D4,D5,D6と、正極出力端と負極出力端の間に接続された平滑コンデンサと、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流を直流に変換する絶縁型スイッチング電源に関する。

従来、交流を直流に変換するスイッチング電源において、絶縁型コンバータが知られている。様々な方式が提示されているが、単相及び三相に限らず、概ね交流電圧を整流回路により整流し平滑コンデンサにより平滑化することによりＡＣ／ＤＣ変換した後にＤＣ／ＤＣコンバータが配置されている（特許文献１〜７）。力率改善を行うために、力率改善装置（ＰＦＣ）とＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせた２段構成も知られている。特許文献６、７には、風力発電の交流発電機の三相交流出力に対して昇圧と力率改善を行う装置が記載されている。

特開平７−３１１５０号公報特開平８−３３１８６０号公報特開２００２−１０６３２号公報特開２００５−２１８２２４号公報特開２００７−３７２９７号公報特開２０１３−１２８３７９号公報特開２０１４−２３２８６号公報

従来の力率改善機能を備えたスイッチング電源において、２段構成とする場合は回路が複雑になるという問題があった。また、フォワード方式のコンバータでは、通常、トランス以外に外付けのチョークコイルが必要であった。

以上の問題点に鑑み本発明は、三相交流が入力される絶縁型スイッチング電源において、簡易な構成により効率的な力率改善と電力変換を行うことを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。

・本発明のスイッチング電源の一態様は、
（ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（R,S,T）と、
（ｂ）正極出力端（P）及び負極出力端（N）と、
（ｃ）各々が一次コイル（Lr1,Ls1,Lt1）と二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）を具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（R,S,T）にそれぞれ接続された第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）と、
（ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の一次コイル（Lr1,Ls1,Lt1）の他端と入力側基準電位端（E）の間の各電流路を導通又は遮断するように１つの制御信号（Vg）によりオンオフ制御される第１、第２及び第３スイッチング素子（Qr,Qs,Qt）と、
（ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の一端と前記負極出力端（N）の間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３サブコンデンサ（C1,C2,C3）と、
（ｆ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の他端と前記正極出力端（P）の間にそれぞれ接続され、該二次コイルの他端から該正極出力端（P）へ流れる電流をそれぞれ導通させる第１、第２及び第３整流要素（D1,D2,D3）と、
（ｇ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の他端と前記負極出力端（N）の間にそれぞれ接続され、該負極出力端（N）から該二次コイルの他端へ流れる電流をそれぞれ導通させる第４、第５及び第６整流要素（D4,D5,D6）と、
（ｈ）前記正極出力端（P）と前記負極出力端（N）の間に接続された平滑コンデンサ（C4）と、を有することを特徴とする。

本発明により、三相交流を入力され力率改善と電力変換を行う絶縁型スイッチング電源において、簡易な構成とすることができ、トランスの効率を向上させることができる。

図１は、本発明のスイッチング電源の実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。図２（ａ）（ｂ）は、入力される三相交流とスイッチング動作による力率改善作用を説明するための図である。図３は、図１に示した回路構成のＴモードにおけるオン期間の電流の流れを概略的に示す図である。図４は、図１に示した回路構成の二次側におけるオン期間の電位関係を模式的に示した図である。図５は、図１に示した回路構成のＴモードにおけるオフ期間の電流の流れを概略的に示す図である。図６は、図１に示した回路構成の二次側におけるオフ期間の電位関係を模式的に示した図である。

以下、実施例を示した図面を参照しつつ、本発明によるスイッチング電源の実施形態について説明する。

（１）回路構成
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。

本発明のスイッチング電源は、交流発電機により出力される三相交流電力を入力とし、負荷に対して直流電力を出力する電力変換装置である。例えば風力発電では、風車が回転し交流発電機の軸が回転すると、交流発電機においてＹ結線された三相のステータコイルから三相交流電力が出力される。

本発明のスイッチング電源は、電力変換装置であるとともに、力率改善装置としての機能も兼ね備えている。力率改善装置は、入力電流の波形を入力電圧と同じ正弦波の波形としかつ位相を一致させて力率を１とすることを目的とする。

本発明のスイッチング電源は、入力側と出力側を電気的に絶縁する絶縁型である。このために、各相に対応する３つのトランスＴr、Ｔs、Ｔtを設けている。３つのトランスＴr、Ｔs、Ｔtはそれぞれ１つの一次コイルと１つの二次コイルを具備する。３つのトランスＴr、Ｔs、Ｔtは電気磁気特性が等しいものを用いることが好適であり、三相リアクトルを用いることが好適である。符号Ｌr1、Ｌs1、Ｌt1は各トランスの一次コイルを示し、符号Ｌr2、Ｌs2、Ｌt2は各トランスの二次コイルを示す。

各コイルの巻き始端を黒丸で示している。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始端」と「巻き終端」の組合せを意味する場合と、「巻き終端」と「巻き始端」の組合せを意味する場合のいずれも含むものとする。

入力側であるトランスの一次コイルＬr1、Ｌs1、Ｌt1の一端（本例では巻き始端）は、三相交流電圧が入力される３つの端子である第１入力端Ｒ、第２入力端Ｓ及び第３入力端Ｔにそれぞれ接続されている。本明細書では、三相交流の各相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相と称する。符号Ｅは、入力側基準電位端を示す。

トランスの二次側には、直流電圧が出力される２つの端子である正極出力端Ｐと負極出力端Ｎが設けられている。負極出力端Ｎは、二次側基準電位端である。正極出力端Ｐと負極出力端Ｎの間に接続された負荷（図示せず）に出力電圧が印加され、出力電流が流れる。

各トランスの一次コイルＬr1、Ｌs1、Ｌt1の他端（本例では巻き終端）には、３つのスイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtの各々の一端が接続されている。各スイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtの他端は、入力側基準電位端Ｅに接続されている。各スイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtは制御端をそれぞれ具備し、各制御端は、一次コイルＬr1、Ｌs1、Ｌt1の他端と入力側基準電位端Ｅの間の電流路を導通又は遮断するようにそれぞれオンオフ制御される。

３つのスイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtの各制御端は、共通する１つの制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、例えば所定の周波数及びデューティ比のパルス波形をもつＰＷＭ信号である。すなわち、３つのスイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtは、常に同時にオンオフするように制御される。図示の例では、スイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑtがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下「ＦＥＴＱr」、「ＦＥＴＱs」、「ＦＥＴＱt」と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。

なお、ＦＥＴ以外のスイッチング素子Ｑr、Ｑs、Ｑt、例えばＩＧＢＴやバイポーラトランジスタの場合は、電流の還流経路となるダイオード等の整流要素をそれぞれ逆並列接続する必要がある。

さらに、各トランスの二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の一端（本例では巻き始端）と二次側基準電位端である負極出力端Ｎの間には、第１、第２及び第３のコンデンサ（以下「サブコンデンサ」と称する）Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３がそれぞれ接続されている。また、正極出力端Ｐと負極出力端Ｎの間には、平滑コンデンサＣ４が接続されている。

各トランスの二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の他端（本例では巻き終端）と正極出力端Ｐの間には、整流要素の一例である第１、第２及び第３のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３がそれぞれ接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３の各アノードがそれぞれ二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の各他端に接続され、各カソードが正極出力端Ｐに接続される。各ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、順バイアスのときに各トランスの二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の他端から正極出力端Ｐへそれぞれ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときはそれぞれ電流を遮断する。

ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、順方向電圧降下が小さくかつ高速動作を行うものが好適である。

さらに、各トランスの二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の他端と負極出力端Ｎの間には、整流要素の一例である第４、第５及び第６のダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６がそれぞれ接続されている。ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６の各カソードが二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の各他端に接続され、各アノードが負極出力端Ｎに接続される。各ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６は、順バイアスのときに負極出力端Ｎから各トランスの二次コイルＬr2、Ｌs2、Ｌt2の他端へそれぞれ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときはそれぞれ遮断する。

さらに、図示しないが、制御信号Ｖｇを発生する制御部を有する。例えば入力電圧と直流出力電圧の大きさを検出し、検出された入力電圧と出力電圧に基づいて、制御信号Ｖｇのデューティ比を決定し、それに基づいて制御信号Ｖｇを生成する。制御部の主要部として、ＰＷＭＩＣを用いることが好適である。

ＰＷＭＩＣは、例えば、決定された１つのデューティ比に対応する一定電圧の直流信号と、一定の周波数をもつ搬送三角波信号とを比較器に入力することにより、一定のデューティ比をもつパルス状の制御信号Ｖｇを出力する。本発明では、このような制御信号Ｖｇを「一定のデューティ比をもつ」制御信号と称している。

（２）動作説明
図２〜図６を参照して、図１に示した回路構成の動作を説明する。なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。

（２−１）入力三相交流及び力率改善作用
先ず、図２（ａ）（ｂ）を参照して入力三相交流に対するスイッチング動作による力率改善作用を説明する。

図２（ａ）は、入力三相交流のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電圧波形を示している。最高電位となる相と最低電位となる相は、それぞれ位相１２０°毎に順次入れ替わっている。三相交流の周波数は、例えば風力発電の交流発電機の場合、数Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度である。一方、スイッチング周波数すなわち図１における制御信号Ｖｇの周波数は、数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚであり、三相交流の周波数に比べて十分に高い。

一例として、Ｔ相が最低電位となる期間（「Ｔモード」と称する）について説明する。なお、Ｒ相が最低電位となる期間（「Ｒモード」と称する）及びＳ相が最低電位となる期間（「Ｓモード」と称する）については、同様であるので説明を省略する。

Ｔモードでは、その期間の前半にＲ相が最高電位となり、後半にＳ相が最高電位となる。図１においてＦＥＴＱr、Ｑs、Ｑtのオン期間には、正電位の相と負電位の相の相間電圧により入力電流が流れ、オフ期間には電流は流れない。

以下の動作説明では、例として、オン期間に最高電位のＲ相又はＳ相から最低電位のＴ相へと、ＲＴ相間電圧又はＳＴ相間電圧により入力電流が流れる場合について説明する（他の場合についても動作は同様であるので説明を省略する）。

ここでは、例えばＲ相とＴ相の間の相間電圧を「ＲＴ相間電圧」等と称し「ｖrt」と表す。また、例えばＲＴ相間電圧ｖrtにより流れる入力電流を「ｉrt」と表す。

図２（ｂ）を参照して力率改善作用について説明する。図２（ｂ）は、一例として、図２（ａ）の時間軸ｔ上のＡ点におけるＰＷＭ制御信号の波形と、ＲＴ相間電圧ｖrtと、第１入力端Ｒと第３入力端Ｔの間に流れるオン電流ｉrtとを模式的に示している。スイッチング周波数は、三相交流の周波数に比べて十分に高いので、１つのオン期間のＲＴ相間電圧ｖrtはパルス状の一定電圧と見なすことができる。従って、オン電流ｉrtの始点の値は、ＲＴ相間電圧ｖrtと、第１入力端Ｒと第３入力端Ｔの間の電流路上にあるインダクタンスＬによって、ｉrt＝ｖrt／Ｌω（ωはスイッチング周波数）で決まる。電流ｉrtは、オン期間にリニアに上昇する。オフ期間には、電流ｉrtは零となる。

電流路上のインダクタンスＬ及びスイッチング周波数ωは定数であるので、オン期間の電流ｉrtの始点の値は、オン期間の始点におけるＲＴ相間電圧ｖrtの瞬時値により決まる。ＲＴ相間電圧ｖrtの瞬時値は、正弦波の軌跡上に点在するので、オン期間に一次コイルに流れる電流ｉrtもまた、正弦波の軌跡を描くことになる。このことは、入力電流が入力電圧と同じ位相の正弦波であることを意味する。これにより、一次側における力率改善が実現される。

本回路では、三相交流の相間電圧が印加されるインダクタンスを含む電流路を、一定の周波数とデューティ比をもつＰＷＭ制御信号を用いて導通・遮断することにより、入力電圧と位相の一致した正弦波の入力電流を得ることができる。

（２−２）オン期間における一次側及び二次側の動作の詳細
図３は、図１に示した回路構成において、Ｔモードにおけるオン期間の電流の流れ（矢印付き点線）を概略的に示している。

［オン期間：一次側］
トランス一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオン電圧になると、ＦＥＴＱr、ＦＥＴＱs、ＦＥＴＱtがいずれもオンとなり電流路が導通する。

トランスＴrの一次コイルにはＲＴ相間電圧ｖrtにより、入力電流ｉrtが以下の経路で流れる。
・入力電流ｉrt：第１入力端Ｒ→トランスＴr一次コイル→ＦＥＴＱr→ＦＥＴＱt→トランスＴt一次コイル→第３入力端Ｔ

トランスＴsの一次コイルにはＳＴ相間電圧ｖstにより、入力電流ｉstが以下の経路で流れる。
・入力電流ｉst：第２入力端Ｓ→トランスＴs一次コイル→ＦＥＴＱs→ＦＥＴＱt→トランスＴt一次コイル→第３入力端Ｔ

ここで、トランスＴｔの一次コイルから第３入力端Ｔへと流れる電流のように、入力側へ戻る電流を、以下「還流」と称する。

［オン期間：二次側］
図３中では、説明の便宜上、トランスＴr、Ｔs、Ｔtの二次コイル他端（本例では巻き終端）をそれぞれａ点、ｂ点、ｃ点とし、トランスＴr、Ｔs、Ｔtの二次コイル一端（本例では巻き始端）をｄ点、ｅ点、ｆ点とする。さらに、正極出力端Ｐをｈ点とし、負極出力端Ｎをｇ点とする。ｈ点は、平滑コンデンサＣ４の一端でもある。ｇ点は、サブコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３及び平滑コンデンサＣ４の共通端でもあり、二次側基準電位端である。

図４は、オン期間におけるトランス二次側のａ点〜ｈ点の電位関係を模式的に示した図である。図４も参照しつつ、オン期間のトランス二次側の動作を説明する。

定常状態では、サブコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３及び平滑コンデンサＣ４は、それぞれ所定の両端電圧ＶC1、ＶC2、ＶC3、ＶC4で充電されている。

トランスＴrの一次コイルに入力電流ｉrtが流れることにより、二次コイルに起電力Ｖrが生じる。起電力Ｖrは、ｄ点側が高電位、ａ点側が低電位の向きである。ダイオードＤ１は、この起電力Ｖrに対して逆バイアスとなるため電流は流れない。一方、ダイオードＤ４は順バイアスとなり導通する。

ここで、図４に示すオン期間の電位関係図を参照する。トランスＴrの二次コイルａ点は、ダイオードＤ４が導通するので、二次側基準電位端ｇ点と同電位となる。トランスＴrの起電力ＶrがサブコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1を超えると、サブコンデンサＣ１を充電する方向にオン期間の電流ｉronが以下の経路で流れる。
・電流ｉron：トランスＴr二次コイルｄ点→サブコンデンサＣ１→ダイオードＤ４→トランスＴｒ二次コイルａ点

また、トランスＴsの一次コイルに入力電流ｉstが流れることにより、二次コイルに起電力Ｖsが生じる。起電力Ｖsは、ｅ点側が高電位、ｂ点側が低電位の向きである。ダイオードＤ２は、この起電力Ｖsに対して逆バイアスとなるため電流は流れない。一方、ダイオードＤ５は順バイアスとなり導通する。

ここで、図４に示すオン期間の電位関係図を参照する。トランスＴsの二次コイルｂ点は、ダイオードＤ５が導通するので、二次側基準電位端ｇ点と同電位となる。トランスＴsの起電力ＶsがサブコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2を超えると、サブコンデンサＣ２を充電する方向にオン期間の電流ｉsonが以下の経路で流れる。
・電流ｉson：トランスＴs二次コイルｅ点→サブコンデンサＣ２→ダイオードＤ５→トランスＴs二次コイルｂ点

また、トランスＴtは、その一次コイルに還流が流れることにより、二次コイルに起電力Ｖtが生じる。起電力Ｖtは、ｆ点側が低電位、ｃ点側が高電位の向きであり、トランスＴr及びＴsとは逆向きである。ダイオードＤ６は、この起電力Ｖtに対して逆バイアスとなるため電流は流れない。

ここで、図４に示すオン期間の電位関係図を参照する。起電力ＶtによりトランスＴtの二次コイルｃ点電位がｆ点電位に対して上昇し、平滑コンデンサＣ４の一端（第１出力端Ｐ）であるｈ点電位を超えると、ダイオードＤ３が順バイアスとなり、電流ｉtonが以下の経路で流れる。
・電流ｉton：トランスＴt二次コイルｃ点→ダイオードＤ３→ｈ点→負荷→ｇ点→サブコンデンサＣ３→トランスＴt二次コイルｆ点

電流ｉtonは、負荷へ供給される。従って電流ｉtonは、フォワード方式におけるフォワード電流に相当する。なお、負荷への供給電流は、平滑コンデンサＣ４からの放電電流も合流される。電流ｉtonによりサブコンデンサＣ３は放電するので、ｆ点電位はその分だけ低下し、サブコンデンサＣ３の両端電圧ＶC3は小さくなる。

図４のオン期間の電位関係から判るように、ｉtonが流れるときのｃ点（ｈ点）電位は、ｇ点電位に対して、サブコンデンサＣ３の両端電圧ＶC3とトランスＴtの起電力Ｖtとを加算したものとなっている。

なお、トランスＴｔの起電力Ｖｔは、一次コイルの還流の大きさにより決まる。トランスＴｔの起電力Ｖtが小さいときは、ｃ点電位がｈ点電位を超えない（ｃ’点電位を参照）。この場合は、電流ｉtonは流れない。

本回路のオン期間の動作をまとめると、次の通りである。一次コイルに入力電流が流れるトランスにおいては、二次コイルに発生した起電力がサブコンデンサの電圧を超えると、サブコンデンサを充電する方向に電流が流れる。一方、一次コイルに還流が流れるトランスにおいては、二次コイルに発生する起電力がサブコンデンサの電圧に加算される。加算された電圧が平滑コンデンサの電圧を超えると負荷へ電流が流れる。

通常のフォワード方式では、オン期間に外付けチョークコイルに磁気エネルギーが蓄積され、通常のフライバック方式では、オン期間にトランスに磁気エネルギーが蓄積される。これに対し、本回路では、オン期間に二次側に流れる電流ｉron、ｉsonにより、サブコンデンサＣ１、Ｃ２にそれぞれエネルギーが蓄積される。さらに、オン期間に二次側に流れる電流ｉtonにより、エネルギーが負荷へ供給される。この結果、本回路では、外付けチョークコイルが不要である。

（２−３）オフ期間における一次側及び二次側の動作の詳細
図５は、図１の回路構成において、Ｔモードにおけるオフ期間の電流の流れ(矢印付き点線)を概略的に示す図である。

［オフ期間：一次側］
トランス一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱr、ＦＥＴＱs、ＦＥＴＱtがいずれもオフとなりスイッチが開く。各トランスの一次コイルの各電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴr、Ｔs、Ｔtの一次コイル及び二次コイルにそれぞれ逆起電力が生じる。

［オフ期間：二次側］
図６は、オフ期間におけるトランス二次側のａ点〜ｈ点の電位関係を模式的に示した図である。図６も参照しつつ、オフ期間の二次側の動作を説明する。

トランスＴrの二次コイルに生じた逆起電力Ｖrは、ｄ点側が低電位、ａ点側が高電位の向きである。ダイオードＤ４は、この逆起電力Ｖrに対して逆バイアスとなるため電流は流れない。

ここで、図６に示すオフ期間の電位関係図を参照する。逆起電力ＶrによりトランスＴrの二次コイルａ点電位がｄ点電位に対して上昇する。ａ点電位が平滑コンデンサＣ４の一端（第１出力端Ｐ）であるｈ点電位を超えると、ダイオードＤ１が順バイアスとなり電流ｉroffが以下の経路で流れる。
・電流ｉroff：トランスＴr二次コイルａ点→ダイオードＤ１→ｈ点→負荷（又は平滑コンデンサＣ４）→ｇ点→サブコンデンサＣ１→トランスＴr二次コイルｄ点

また、トランスＴsの二次コイルに生じた逆起電力Ｖsは、ｅ点側が低電位、ｂ点側が高電位の向きである。ダイオードＤ５は、この逆起電力Ｖsに対して逆バイアスとなるため電流は流れない。

ここで、図６に示すオフ期間の電位関係図を参照する。逆起電力ＶsによりトランスＴsの二次コイルｂ点電位がｅ点電位に対して上昇し、平滑コンデンサＣ４の一端（第１出力端Ｐ）であるｈ点電位を超えると、ダイオードＤ２が順バイアスとなり電流ｉsoffが以下の経路で流れる。
・電流ｉsoff：トランスＴs二次コイルｂ点→ダイオードＤ２→ｈ点→負荷（又は平滑コンデンサＣ４）→ｇ点→サブコンデンサＣ２→トランスＴs二次コイルｅ点

オフ期間の電流ｉroff、ｉsoffは、サブコンデンサＣ１、Ｃ２をそれぞれ放電する方向に流れる。オフ期間の電流ｉroff、ｉsoffは、フライバック方式におけるフライバック電流に相当する。通常のフライバック方式では、トランスに蓄積された磁気エネルギーが放出されるが、本回路の場合、サブコンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積されたエネルギーが放出される。

図６のオフ期間の電位関係から判るように、ｉroffが流れるときのａ点電位は、ｇ点電位に対して、サブコンデンサＣ１の両端電圧ＶC1と逆起電力Ｖrとを加算したものとなっている。同様に、ｉsoffが流れるときのｂ点電位は、ｇ点電位に対して、サブコンデンサＣ２の両端電圧ＶC2と逆起電力Ｖsとを加算したものとなっている。

図６には示していないが、電流ｉroff、ｉsoffによりサブコンデンサＣ１、Ｃ２はそれぞれ放電するので、ｄ点電位、ｅ点電位はその分だけそれぞれ低下し、両端電圧ＶC1、ＶC2はそれぞれ小さくなる。

なお、オフ期間にトランスＴr、Ｔsの二次コイルに生じる逆起電力は、オン期間にサブコンデンサＣ１、Ｃ２に充電された電圧ＶC1、ＶC2により抑圧されるため、サブコンデンサＣ１、Ｃ２が無い場合の逆起電力に比べて小さくなる。この結果、トランスＴr、Ｔsの一次側に生じる逆起電力も小さくなるため、一次側のＦＥＴＱr、ＦＥＴＱsに要求される耐圧が軽減される。

また、トランスＴtの二次コイルに生じる逆起電力Ｖtは、ｆ点側が高電位、ｃ点側が低電位の向きであり、トランスＴr、Ｔsとは逆向きである。ダイオードＤ３は、この逆起電力Ｖtに対して逆バイアスとなるため、電流は流れない。逆起電力Ｖtによりｆ点電位がｃ点電位に対して上昇し、ｆ点電位がサブコンデンサＣ３の両端電圧ＶC3を超えると、電流ｉtoffが以下の経路で流れ、サブコンデンサＣ３を充電する。
・電流ｉtoff：トランスＴt二次コイルｆ点→サブコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→トランスＴｔ二次コイルｃ点

本回路のオフ期間の動作をまとめると次の通りである。オン期間に一次コイルに入力電流が流れたトランスにおいては、オフ期間に二次コイルに発生した逆起電力がサブコンデンサの電圧に加算される。加算された電圧が平滑コンデンサの電圧を超えると負荷に電流が流れる。一方、オン期間に一次コイルに還流が流れたトランスにおいては、オフ期間に二次コイルに発生した逆起電力がサブコンデンサの電圧を超えると、サブコンデンサを充電する方向に電流が流れる。

上記の通り、本回路では、オン期間もオフ期間も負荷へ電流を供給することが可能である。本回路では、通常のフォワード方式における外付けチョークコイルは不要である。また、通常のフライバック方式に比べてサブコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３とダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６が追加されるが、これらはコスト的にもスペース的にもチョークコイルより有利である。

また、オン期間もオフ期間も３つのトランスに電流が流れるため、トランスの利用効率が向上する。

Ｒ、Ｓ、Ｔ入力端
Ｅ入力側基準電位端
Ｐ正極出力端
Ｎ負極出力端（出力側基準電位）
Ｔr、Ｔs、Ｔt トランス
Ｌr1、Ｌs1、Ｌt1 一次コイル
Ｌr2、Ｌs2、Ｌt2 二次コイル
Ｑr、Ｑs、Ｑt スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３整流要素（出力ダイオード）
Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６整流要素
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３サブコンデンサ
Ｃ４平滑コンデンサ

Claims

（ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（R,S,T）と、
（ｂ）正極出力端（P）及び負極出力端（N）と、
（ｃ）各々が一次コイル（Lr1,Ls1,Lt1）と二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）を具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（R,S,T）にそれぞれ接続された第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）と、
（ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の一次コイル（Lr1,Ls1,Lt1）の他端と入力側基準電位端（E）の間の各電流路を導通又は遮断するように１つの制御信号（Vg）によりオンオフ制御される第１、第２及び第３スイッチング素子（Qr,Qs,Qt）と、
（ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の一端と前記負極出力端（N）の間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３サブコンデンサ（C1,C2,C3）と、
（ｆ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の他端と前記正極出力端（P）の間にそれぞれ接続され、該二次コイルの他端から該正極出力端（P）へ流れる電流をそれぞれ導通させる第１、第２及び第３整流要素（D1,D2,D3）と、
（ｇ）前記第１、第２及び第３トランス（Tr,Ts,Tt）の各々の二次コイル（Lr2,Ls2,Lt2）の他端と前記負極出力端（N）の間にそれぞれ接続され、該負極出力端（N）から該二次コイルの他端へ流れる電流をそれぞれ導通させる第４、第５及び第６整流要素（D4,D5,D6）と、
（ｈ）前記正極出力端（P）と前記負極出力端（N）の間に接続された平滑コンデンサ（C4）と、を有することを特徴とするスイッチング電源。