JP6704299B2 - 力率改善装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流を直流に変換する力率改善装置に関する。

従来、交流を直流に変換するコンバータにおいて、入力電圧を昇圧しかつ入力電流を入力電圧と同じ正弦波形とすることで力率改善を行う昇圧コンバータを用いた力率改善装置（ＰＦＣとも称される）が知られている。様々な方式が提示されているが、単相及び三相に限らず、概ね交流電圧を整流回路により整流した後に昇圧コンバータが配置されている（特許文献１〜７）。特許文献６、７には、風力発電の交流発電機の三相交流出力に対して昇圧と力率改善を行う装置が記載されている。

従来の昇圧コンバータ型の力率改善装置においては、スイッチ制御においてＰＷＭ処理等を用いた複雑な波形の制御信号が生成されており、複数のスイッチング素子に異なる制御信号を与えたり、各スイッチング素子のスイッチタイミングをずらしたりするなど、複雑な制御が行われている。

また力率改善装置の入力側と出力側を絶縁するタイプの場合、力率改善装置の昇圧コンバータの出力側に別途、絶縁用のＤＣ／ＤＣコンバータを設けていた。

特開平７−３１１５０号公報 特開平８−３３１８６０号公報 特開２００２−１０６３２号公報 特開２００５−２１８２２４号公報 特開２００７−３７２９７号公報 特開２０１３−１２８３７９号公報 特開２０１４−２３２８６号公報

自然エネルギーを利用した風力発電等の交流発電機は出力変動が大きいこともあって、その力率改善装置における昇圧コンバータのスイッチ制御においては、最適な電力を取り出すために特に複雑な制御が行われている。例えば、入力電圧・電流及び出力電圧・電流を常時モニタリングすることにより出力電圧や出力電力を目標値に追随させる制御や、山登り法による最大電力点追従（ＭＰＰＴ）制御等がある。

しかしながら、出力変動の大きい交流発電機に対して複雑な制御を含む力率改善装置を適用することは、動作の安定性や信頼性が保証され難くなる。従って、特に自然エネルギー利用分野における交流発電機の力率改善装置においては、簡易な構成と制御が望ましいといえる。

また力率改善装置の昇圧コンバータの出力側に別の絶縁用のＤＣ／ＤＣコンバータを設けることはさらに制御及び構成が複雑となりコスト高となる。

以上の問題点に鑑み本発明は、三相交流が入力される力率改善装置において、簡易な構成と制御により確実な力率改善と安定した電力変換を行うことができると同時に入力側と出力側の絶縁を可能とすることを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。

・ 本発明の力率改善装置の一態様は、
（ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（a,b,c）と、
（ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
（ｃ）各々が一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と二次コイル（La2,b2,Lc2）を具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）にそれぞれ接続されかつ各々の二次コイルの一端が前記負極出力端（n）に接続された第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）と、
（ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される、制御端（G）を具備する複数のスイッチング素子であって、第１、第２及び第３スイッチング素子（Qa,Qb,Qc）からなり、前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間に各スイッチング素子がそれぞれ接続される前記複数のスイッチング素子と、
（ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の二次コイル（La2,Lb2,Lc2）の他端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該二次コイルの他端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第１、第２及び第３整流手段（Da,Db,Dc）と、
（ｆ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C）と、を有し、
（ｇ）前記複数のスイッチング素子の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする。
・ 上記態様において、前記一次側の共通電位端（e）から前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（D4,D5,D6）を有することを特徴とする。

・ 本発明の力率改善装置の別の態様は、
（ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（a,b,c）と、
（ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
（ｃ）各々が一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）と第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）とを具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）にそれぞれ接続されかつ各々の該第１の二次コイルの他端及び該第２の二次コイルの一端が前記負極出力端（n）に接続された第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）と、
（ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される、制御端（G）を具備する複数のスイッチング素子であって、第１、第２及び第３スイッチング素子（Qa,Qb,Qc）からなり、前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間に各スイッチング素子がそれぞれ接続される前記複数のスイッチング素子と、
（ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）の一端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該第１の二次コイルの一端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第１、第２及び第３整流手段（Da1,Db1,Dc1）と、
（ｆ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）の他端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該第２の二次コイルの他端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第４、第５及び第６整流手段（Da2,Db2,Dc2）と、
（ｇ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C）と、を有し、
（ｈ）前記複数のスイッチング素子の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする。
・ 上記態様において、前記一次側の共通電位端（e）から前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第７、第８及び第９整流手段（D4,D5,D6）を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と前記第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）の磁気結合が疎結合であり、かつ、前記一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と前記第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）の磁気結合が密結合であることを特徴とする。

本発明により、三相交流を入力され力率改善と電力変換を行う力率改善装置において、簡易な構成と制御を実現することができると共に、入力側と出力側を絶縁することができる。

図１は、本発明の力率改善装置の第１の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図２は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示す図である。 図３は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示す図である。 図４Ａは、図１に示した回路構成のａモードにおけるオン期間の電流の流れを示す図である。 図４Ｂは、図１に示した回路構成のａモードにおけるオフ期間の電流の流れを示す図である。 図４Ｃは、図４Ａ及び図４Ｂにおける各電流の波形を概略的に示す図である。 図５は、本発明の力率改善装置の第２の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図６は、本発明の力率改善装置の第３の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図７は、本発明の力率改善装置の第４の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図８は、本発明の力率改善装置の第５の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。 図９Ａは、図８に示した回路構成のａモードにおけるオン期間の電流の流れを示す図である。 図９Ａは、図８に示した回路構成のａモードにおけるオフ期間の電流の流れを示す図である。 図９Ｃは、図９Ａ及び図９Ｂにおける各電流の波形を概略的に示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明による力率改善装置の実施形態について説明する。本発明の力率改善装置は、三相交流入力のみでなく、単相交流入力及び直流入力に対しても動作するが、以下では、好適である三相交流入力を例として本発明の実施形態を説明する。各図において、基本的に同一又は類似の構成要素については同一又は類似の符号で示している。

例えば風力発電の交流発電機は、永久磁石であるロータとＹ結線された三相のステータコイルを備えている。交流発電機の軸は風車の軸と適宜のギアを介して連結されている。風車の回転数は風速に比例し、交流発電機の回転数は風車の回転数に比例する。風車が回転し交流発電機の軸が回転すると、三相のステータコイルから三相交流が出力される。交流発電機の出力電圧は、発電機回転数に比例する。

本発明の力率改善装置は、上記のような交流発電機の出力を入力とし、負荷に対して直流を出力するものである。力率改善装置は、三相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置でもある。力率改善装置は、入力電流の波形を入力電圧と同じ正弦波の波形としかつ位相を一致させて力率を１とすることを目的とする。

さらに本発明の力率改善装置は、入力側と出力側を電気的に絶縁する機能を備えている。本発明の力率改善装置の出力側に接続される負荷は、各種機器、インバータ（系統連系インバータを含む）等である。

（１）第１の実施形態
＜第１の実施形態の構成＞
図１は、本発明の力率改善装置の第１の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
第１の実施形態による三相交流の力率改善装置は、入力側と出力側を絶縁するために各相に対応する３つのトランスを設けている。各トランスは基本的にフライバックコンバータと同様の構成を有する。

入力側であるトランスの一次側には、三相交流が入力される３つの端子である第１入力端ａ、第２入力端ｂ及び第３入力端ｃがある。三相交流の各相が各入力端からそれぞれ入力される。本明細書では、三相交流の各相をａ相、ｂ相、ｃ相と称する。各相の位相は２π／３（１２０°）ずつ異なっている。

出力側であるトランスの二次側には、直流が出力される２つの端子である正極出力端ｐと負極出力端ｎがある。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された負荷に出力電圧Ｖｏが印加され、正極出力端ｐから負極出力端ｎへと負荷を通して出力電流Ｉｏが流れる。説明を簡単とするために抵抗負荷を想定するが、適用対象は抵抗負荷に限られない。

３つのトランスＴａ、Ｔｂ、Ｔｃはそれぞれ１つの一次コイルと１つの二次コイルを具備し、好適には同じ構成のものすなわち電気磁気特性が等しいものを用いる。符号Ｌａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１は各トランスの一次コイルを示し、符号Ｌａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２は各トランスの二次コイルを示す。各コイルの巻き始め端子を黒丸で示している（黒丸はコイルの極性を示す）。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始め端子」と「巻き終わり端子」をいう場合も、「巻き終わり端子」と「巻き始め端子」をいう場合も、いずれも含むものとする（他の実施形態でも同様）。

各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の一端（本例では巻き始め端子）が、それぞれ三相交流の各入力端ａ、ｂ、ｃに接続される。また、各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の他端（本例では巻き終わり端子）には、３つのスイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃの各々の一端が接続されている。各スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃの他端は、一次側の共通電位端ｅに接続されている。各スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃは、一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の他端と一次側の共通電位端ｅの間の電流路を導通又は遮断するようにオンオフ制御される。

さらに各スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃは、オンオフ制御するための制御端Ｇをそれぞれ具備し、各制御端は共通する１つの制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、所定の周波数及びデューティ比をもつパルス波形を有する。すなわち、３つのスイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃに対しては、常に同時にオンオフするようにスイッチ制御が行われる。図示の例では、スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下ＦＥＴＱａ、Ｑｂ、Ｑｃと称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートＧである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。ＭＯＳＦＥＴはｐチャネル形でもよい。

さらに各スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃを通って一次側の共通電位端ｅへとそれぞれ流れる電流を、三相交流の入力側へ還流させるための整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が接続されている。これらの整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、一次側の共通電位端から各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の各々を介して第１、第２及び第３入力端ａ、ｂ、ｃの各々へと電流を還流させるためのものである。

整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、ＭＯＳＦＥＴであるＦＥＴＱａ、Ｑｂ、Ｑｃの各々の寄生ダイオードによっても同じ機能を果たすことができるので、この場合は外付けの整流手段が無くてもよい。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴであっても、順方向電圧の低い整流素子を外付けして優先的な電流路を設けることが好適である。なお、スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、ＱｃがＭＯＳＦＥＴ以外である場合、例えばＩＧＢＴやバイポーラトランジスタの場合は、外付けの整流手段は必須である。外付けの整流手段は、スイッチング素子の主電流に対して逆並列（寄生ダイオードと並列）に接続する。以下、整流手段Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を「還流ダイオード」と称する。

各トランスの二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２の他端には、それぞれ整流手段Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃの各々の一端が接続され、各整流手段Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃの他端は正極出力端ｐに接続されている。従って、各整流手段Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃの一端には各トランスの二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２の他端の電位がそれぞれ印加される。各整流手段Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃは、順バイアスのときに各トランスの二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２の他端から正極出力端ｐへそれぞれ流れる電流を導通させ、逆バイアスのときはそれぞれ遮断する。

整流手段Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃは、基本的にフライバックコンバータの出力ダイオードに相当する。以下、「出力ダイオード」と称する。出力ダイオードは、順方向電圧降下が小さくかつ高速動作を行うものが好適である。

各トランスの二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２の一端は、二次側の共通電位端である負極出力端ｎに接続されている。

さらに、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間に接続された平滑コンデンサＣを有する。

さらに、制御部１を有する。制御部１は、三相交流の入力電圧Ｖｉを検出する手段を少なくとも有し、好適にはフィードバック制御のために出力電圧Ｖｏを検出する手段を有する。さらに、検出されたそれらの電圧を基に対応する制御信号Ｖｇを生成する手段を有する。

入力電圧Ｖｉを検出する手段は、一例として、第１、第２及び第３入力端ａ、ｂ、ｃの各々から整流手段Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９をそれぞれ介して交流入力電流を整流した電流を取得し、それらを平均化する等の処理を行い、入力電圧Ｖｉとする。入力電圧Ｖｉは、三相交流入力の実効値、最大値、平均値（絶対値）のいずれでもよく、入力電圧の振幅を評価できるパラメータであればよい。

本明細書における「整流手段」には、整流素子であるダイオードの他に、ダイオードと等価の整流デバイス又は整流回路も含むものとする。

出力電圧Ｖｏを検出する手段は、正極出力端ｐと負極出力端ｎの間の電圧を取得する。本発明は、力率改善装置の入力側と出力側を絶縁することを目的とするので、出力電圧Ｖｏのフィードバック信号は、フォトカプラＰＣを介して電気的に絶縁されて制御部１に入力されることが好ましい。フォトカプラＰＣの位置は図示の例に限られず、出力端ｐ、ｎとスイッチング素子の制御端Ｇの間の経路上のいずれかにあればよい。

制御信号Ｖｇを生成する手段は、検出された入力電圧Ｖｉに基づいて、又は、検出された入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏに基づいて、制御信号Ｖｇの所定のデューティ比を決定する。さらに、決定された１つのデューティ比を基に制御信号Ｖｇを生成する。一般的にはＰＷＭ回路又はＰＷＭ素子が用いられる。例えば決定された１つのデューティ比に対応する直流信号と一定の周波数をもつ搬送三角波信号を比較器に入力することにより一定のデューティ比をもつパルス状の制御信号Ｖｇを出力する。本発明では、このような制御信号Ｖｇを「一定のデューティ比をもつ」制御信号と称している。

＜第１の実施形態の動作＞
図２及び図３は、図１に示した回路構成の各所の電流又は電圧の時間変化である動作波形を模式的に示した図である。

図２（ａ）は三相交流の各相の入力電圧の時間変化を示す図である。各相の電圧をｖａ、ｖｂ、ｖｃで示す。各相の電圧は中性点（Ｙ字結線の中心）を基準電位として示している。第１、第２、第３入力端ａ、ｂ、ｃの電位のうち最低電位の軌跡を図２（ａ）に太線で示す。このように１２０°毎に最低電位となる相が順に入れ替わっている。以下、最低電位となる相の名称をとって各モードを「ａモード」、「ｂモード」、「ｃモード」と称する。例えばａモードでは、第１入力端ａの電位が最も低く、ａモードの前半では第２入力端ｂの電位が第３入力端ｃの電位より高く、ａモードの後半では第３入力端ｃの電位が第２入力端ｂの電位より高くなる。

図２（ｂ）は、入力電圧Ｖｉの一例を示したものである。例えば、三相交流を半端整流した電圧を平均化したものである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、三相交流入力により各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の一端にそれぞれ印加される電圧ｖ(Ｌａ１)、ｖ(Ｌｂ１)、ｖ(Ｌｃ１)を示した図である。この場合の各電圧は、図２（ａ）に示した最低電位の軌跡ラインを基準電位として示している。従って、接続された入力端が最低電位となるモードでは一次コイルの一端に印加される電圧が零となり、それ以外のモードでは、接続された入力端と最低電位の入力端の間の線間電圧が一次コイルの一端に印加されることになる。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ａモードの区間では、トランスＴａの一次コイルＬａ１の一端の電圧ｖ(Ｌａ１)は、零である。トランスＴｂの一次コイルＬｂ１の一端の電圧ｖ(Ｌｂ１)は、第２入力端ｂと第１入力端ａの線間電圧ｖbaである。トランスＴｃの一次コイルＬｃ１の一端の電圧ｖ(Ｌｃ１)は、第３入力端ｃと第１入力端ａの線間電圧ｖcaである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ｂモードの区間では、トランスＴａの一次コイルＬａ１の一端の電圧ｖ(Ｌａ１)は、第１入力端ａと第２入力端ｂの線間電圧ｖabである。トランスＴｂの一次コイルＬｂ１の一端の電圧ｖ(Ｌｂ１)は、零である。トランスＴｃの一次コイルＬｃ１の一端の電圧ｖ(Ｌｃ１)は、第３入力端ｃと第２入力端ｂの線間電圧ｖcbである。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、ｃモードの区間では、トランスＴａの一次コイルＬａ１の一端の電圧ｖ(Ｌａ１)は、第１入力端ａと第３入力端ｃの線間電圧ｖacである。トランスＴｂの一次コイルＬｂ１の一端の電圧ｖ(Ｌｂ１)は、第２入力端ｂと第３入力端ｃの線間電圧ｖbcである。トランスＴｃの一次コイルＬｃ１の一端の電圧ｖ(Ｌｃ１)は、零である。

図２（ｆ）は、出力電圧Ｖｏの一例を示したものである。平滑コンデンサＣの作用によりほぼ直流となる（リップルは無視している）。

図３（ａ）は、制御部１から各ＦＥＴのゲートＧに送信される制御信号Ｖｇを示している。制御信号Ｖｇは、周波数が数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚであり、制御部１において一定のデューティ比が決定され、それを基に生成されたものである。なお、三相交流入力の周波数は、制御信号Ｖｇに比べて十分に低く、例えば風力発電の交流発電機の場合、数Ｈｚ〜１００Ｈｚ程度である。

図３（ｂ）と（ｃ）は、トランスＴａの一次コイルＬａ１と二次コイルＬａ２の電流波形、図３（ｄ）と（ｅ）は、トランスＴｂの一次コイルＬｂ１と二次コイルＬｂ２の電流波形、図３（ｆ）と（ｇ）は、トランスＴｃの一次コイルＬｃ１と二次コイルＬｃ２の電流波形を示している。

なお、図３では、一次側の入力電流とそれに起因して流れる二次側の主電流であるフライバック電流のみを示している。すなわち各トランスにおいて、一次コイルの一端に最低電位以外の電位が印加されるモードにおいて流れる電流を示している。なお、一次コイルの一端が最低電位となるモードでは動作が異なるので、後に図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃを参照して詳細に説明する。

本例では制御信号ＶｇがオンになるとＦＥＴＱａ、Ｑｂ、Ｑｃがオンになり、各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１には、各入力端から印加される電圧に応じて励磁電流が流れ磁気エネルギーが蓄積される。一方、二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２は出力ダイオードが逆バイアスとなるので電流は流れない。

本例では制御信号ＶｇがオフになるとＦＥＴＱａ、Ｑｂ、Ｑｃがオフになり、各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１は電流路が遮断されるので電流は零となる一方、二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２には逆起電力が生じて出力ダイオードが順バイアスとなりフライバック電流が流れる。二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２に流れる電流波形は、包絡線を辿ると入力端の電圧波形と位相が一致した正弦波となる。図示の例では便宜上、電流の連続モードで動作する場合を示しているが、臨界モード又は不連続モードとなる場合も本発明に含まれる。これにより力率が１となり力率改善される。

図３（ｈ）は、負荷に流れる出力電流Ｉｏの一例を示したものである。図３（ｃ）（ｅ）（ｇ）に示す二次コイルに流れる電流が加算されて正極出力端に出力される。平滑コンデンサＣの作用によりほぼ直流となる（リップルは無視している）。

以下、図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃを参照して図１の回路構成における力率改善装置の動作についてさらに詳細に説明する。図４Ａ及び図４Ｂでは、図１の回路構成の一部を省略して示している。図４Ａはａモード（第１入力端ａが最低電位）におけるオン期間に対応し、図４Ｂはａモードにおけるオフ期間に対応する。図４Ｃは制御信号Ｖｇの一周期における一次コイル及び二次コイルを流れる電流波形を示している。ｂモード及びｃモードについては同様であるので省略する。

［オン期間の動作］
図４Ａは、ａモードにおけるオン期間の電流の流れを示している。矢印付きの点線は主電流の流れを示している。矢印付き２点鎖線は還流電流により生じる副次的電流を示している。

制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱａ、ＦＥＴＱｂ、ＦＥＴＱｃがいずれもオンとなりスイッチが閉じる。トランスＴｂの一次コイルＬｂ１には線間電圧ｖbaにより入力電流ｉba1が流れる。入力電流ｉba1の経路は、第２入力端ｂ→一次コイルＬｂ１→ＦＥＴＱｂ→ＦＥＴＱａ(又は還流ダイオードＤ４)→一次コイルＬａ１→第１入力端ａである。

トランスＴｃの一次コイルＬｃ１には線間電圧ｖcaにより入力電流ｉca1が流れる。入力電流ｉca1の経路は、第３入力端ｃ→一次コイルＬｃ１→ＦＥＴＱｃ→ＦＥＴＱａ(又は還流ダイオードＤ４)→一次コイルＬａ１→第１入力端ａである。

このオン期間に流れる入力電流が励磁電流となりトランスＴｂ、Ｔｃに磁気エネルギーが蓄積される。この間、負荷には平滑コンデンサＣから放電電流が流れる。なおこの時点では、平滑コンデンサＣは既に定常状態にあり充電されているものとする。

またオン期間には、トランスＴａの一次コイルＬａ１には還流電流（ｉba1＋ｉca1）が流れる。還流電流の向きは入力電流とは逆方向である。この還流電流により、二次コイルＬａ２に起電力が生じ、二次コイルＬａ２の他端の電位に対して出力ダイオードＤａが順バイアスとなる。この結果、二次コイルＬａ２にフォワード電流ｉaa2が流れる。本実施形態の力率改善装置は、基本的にフライバックコンバータであるが、このように副次的なフォワード電流も流れる。二次コイルのフォワード電流は、一次コイルの一端が最低電位となるモードにおけるオン期間に流れることになる。

［オフ期間の動作］
図４Ｂは、ａモードにおけるオフ期間の電流の流れを示している。矢印付きの点線は主電流の流れを示している。制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱａ、ＦＥＴＱｂ、ＦＥＴＱｃがいずれもオフとなりスイッチが開く。一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の各電流路は遮断され、電流が零となる。これにより各コイルに逆起電力が生じる。

トランスＴｂの二次コイルＬｂ２に生じた逆起電力により、二次コイルＬｂ２の他端の電位に対し出力ダイオードＤｂが順バイアスとなり、フライバック電流ｉba2が流れる。その経路は、二次コイルＬｂ２→出力ダイオードＤｂ→負荷（又は平滑コンデンサＣ）→二次コイルＬｂ２である。

トランスＴｃの二次コイルＬｃ２に生じた逆起電力により、二次コイルＬｂ１の他端の電位に対し出力ダイオードＤｃが順バイアスとなり、フライバック電流ｉca2が流れる。その経路は、二次コイルＬｃ２→出力ダイオードＤｃ→負荷（又は平滑コンデンサＣ）→二次コイルＬｃ２である。

オフ期間にフライバック電流が流れることにより、トランスＴｂ、Ｔｃに蓄積された磁気エネルギーは放出される。なお、オフ期間のフライバック電流の一部は平滑コンデンサＣに充電電流として流れる。

トランスＴａの二次コイルＬａ２に生じた逆起電力により出力ダイオードＤａが逆バイアスとなるので、二次コイルＬａ２には電流は流れない。

［制御信号の一周期の電流波形］
図４Ｃは、ａモードにおける制御信号Ｖｇの一周期の波形と、各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１及び二次コイルＬａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２に流れる電流の波形を模式的に示している。説明を省略するが、ｂモード及びｃモードにおいても同様である。制御信号Ｖｇのデューティ比は、一周期の長さＴに対するオン時間の長さＴonの比で表される。

オン期間において、トランスＴｂ、Ｔｃの一次コイルＬｂ１、Ｌｃ１の電流ｉba1、ｉca1は時間の経過と共に増加する。オフ期間において、二次コイルＬｂ２、Ｌｃ２の電流ｉba2、ｉca2は時間の経過と共に減少していく。

一周期における一次コイルＬｂ１の電流ｉba1の平均値をＩba1とし、線間電圧ｖbaの瞬時値（一周期の開始時の値）をＶbaとし、一次コイルＬｂ１のインダクタンスをＬとすると、
Ｉba1＝Ｖba／Ｌω （ωは制御信号Ｖｇの周波数）
となる。この式は、一次コイルに流れる電流が入力電圧と同位相の正弦波となることを示している。これにより二次コイルに流れる電流もまた、入力電圧と同位相の正弦波となる。よって、力率は１となり力率改善される。

ａモードにおける主要な出力電流は、トランスＴｂとＴｃのオフ期間のフライバック電流であり、二次コイルＬｂ２とＬｃ２を流れる電流ｉba2と電流ｉca2の和である。

また、ａモードにおける出力電流は、トランスＴａのオン期間のフォワード電流によっても得られ、これは二次コイルＬａ２を流れる電流ｉaa2である。よって、本実施形態ではオン期間とオフ期間の双方において出力電流が得られることになる。

（２）第２の実施形態
図５は、本発明の力率改善装置の第２の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
上述した第１の実施形態と異なる構成についてのみ説明する。

第２の実施形態では、図１の第１の実施形態における還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６に替えて還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６を有する。還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６は、アノードが一次側の共通電位端ｅに接続され、各々のカソードが各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の各々の一端すなわち第１入力端ａ、第２入力端ｂ、第３入力端ｃにそれぞれ接続されている。

図５中に矢印付きの点線でａモードのオン期間の電流の流れを示している。第２の実施形態では、一次側の還流電流は、一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１を介さずに還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６により直接、第１入力端ａ、第２入力端ｂ、第３入力端ｃにそれぞれ流れ、三相交流電源に戻される。これにより、第１の実施形態に比べて一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１に流れる電流が減少するので磁気飽和し難くなる。

なお、第２の実施形態では、オン期間において一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１に還流電流が流れないので、第１の実施形態で得られるオン期間のフォワード電流は得られない。

（３）第３の実施形態
図６は、本発明の力率改善装置の第３の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
上述した第１の実施形態と異なる構成についてのみ説明する。

第３の実施形態では、図１の第１の実施形態における３つのスイッチング素子Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃが１つのスイッチング素子Ｑにまとめられている。本発明では、三相交流入力の各相に対する昇圧コンバータのスイッチ制御が、共通する１つの制御信号により行われるので、スイッチング素子を１つにまとめることができる。これによりスイッチング素子のコストを低減できる。図示の例では、ｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴＱと称する）を用いているが、ｐチャネル形でもよく、他のスイッチング素子でもよい。

各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の各々の他端に対して３つのダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３のアノードをそれぞれ接続し、カソードをＦＥＴＱのドレインに接続している。ダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３は、オン期間の入力電流に対して順方向に接続されている。ＦＥＴＱのソースは、一次側の共通電位端ｅに接続されている。還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６は、第１の実施形態と同様にアノードが共通電位端ｅに接続され、各々のカソードは一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の他端にそれぞれ接続されている。

図６中に矢印付きの点線でａモードのオン期間の電流の流れを示している。第３の実施形態では、一次側の入力電流は、一次コイルの他端からダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３を通してＦＥＴＱに流れる。第３の実施形態では、ＦＥＴＱを共有しているので、ＭＯＳＦＥＴであっても各相の還流ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６が必要となる。

なお、第３の実施形態では、図６に示すようにオン期間に還流ダイオードＤ４から一次コイルＬａ１に還流電流が流れるので、第１の実施形態と同様に二次コイルＬａ２にフォワード電流ｉaa2が流れ、出力ダイオードＤａを通して出力される。

（４）第４の実施形態
図７は、本発明の力率改善装置の第４の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
第４の実施形態は、第３の実施形態に示した１つのスイッチング素子Ｑにより昇圧コンバータのスイッチ制御を行う構成において、第２の実施形態に示した還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６を採用した形態である。

第４の実施形態では、スイッチング素子のコストを低減できる。加えて、一次側の還流電流は、一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１を介さずに還流ダイオードＤ１４、Ｄ１５、Ｄ１６により直接、第１入力端ａ、第２入力端ｂ、第３入力端ｃにそれぞれ流れ、三相交流電源に戻される。これにより、第１の実施形態に比べて一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１に流れる電流が減少するので磁気飽和し難くなる。

図７中に矢印付きの点線でａモードのオン期間の電流の流れを示している。第４の実施形態では、オン期間において一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１に還流電流が流れないので、第１の実施形態で得られるオン期間のフォワード電流は得られない。

（５）第５の実施形態
＜第５の実施形態の構成＞
図８は、本発明の力率改善装置の第５の実施形態の回路構成を概略的に示した図である。
第５の実施形態による三相交流の力率改善装置は、各相に対応する３つのトランスがそれぞれフォワードコンバータとフライバックコンバータの双方の機能を有している。このために、第５の実施形態では、各相のトランスが、一次コイルＬ１と、第１の二次コイルＬ２１と、第２の二次コイルＬ２２とを具備する。

以下、各相に対応するトランスを区別して説明する際には、図８に示すように各トランスの一次コイルＬ１をＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１で示し、第１の二次コイルＬ２１をＬａ２１、Ｌｂ２１、Ｌｃ２１で示し、第２の二次コイルＬ２２をＬａ２２、Ｌｂ２２、Ｌｃ２２で示す。各トランスの二次側に接続された出力ダイオードＤ１、Ｄ２についても、区別する場合は、Ｄａ１、Ｄｂ１、Ｄｃ１及びＤａ２、Ｄｂ２、Ｄｃ２で示す。

一次コイルＬ１と第１の二次コイルＬ２１は疎結合とすることが好適であり、一次コイルＬ１と第２の二次コイルＬ２２は密結合とすることが好適である。「疎結合」では、トランスに巻回された２つのコイルの磁気結合の結合係数が１ではなく、一次コイルＬ１から出た磁束の全てを二次コイルＬ２に通過させるのではなく一部の磁束を漏洩させるようにしている。従って、相互誘導による電圧比が巻数比のみによっては決定されないことになるが本発明の本質ではない。２つのコイルを疎結合とするためには、トランスのコアにギャップを設けたり、一次コイルと二次コイルを離隔して巻回したりする。また、「密結合」では、トランスに巻回された２つのコイルの磁気結合の結合係数が１である。２つのコイルを密結合とするためには、漏れ磁束を生じないように重ね巻きをしたりする。

各トランスＴａ、Ｔｂ、Ｔｃの一次側の構成は、第１の実施形態と同じであるので説明を省略する。なお、各トランスＴａ、Ｔｂ、Ｔｃの一次側の構成は、上述した第２、第３、第４の実施形態の各々における一次側の構成を採用してもよい。

次に、各トランスＴａ、Ｔｂ、Ｔｃの二次側の構成について説明する。第１の二次コイルＬ２１の一端（本例では巻き始め端子）と正極出力端ｐの間には出力ダイオードＤ１が接続されている。出力ダイオードＤ１のアノードが第１の二次コイルＬ２１の一端に、カソードが正極出力端ｐに接続されている。第１の二次コイルＬ２１の他端は、負極出力端ｎに接続されている。

第２の二次コイルＬ２２の他端（本例では巻き終わり端子）と正極出力端ｐの間には出力ダイオードＤ２が接続されている。出力ダイオードＤ２のアノードが第２の二次コイルＬ２２の他端に、カソードが正極出力端ｐに接続されている。第２の二次コイルＬ２２の一端は、負極出力端ｎに接続されている。

出力ダイオードＤ１、Ｄ２は、順バイアスの電圧が印加されると導通し、逆バイアスに対して遮断される。正極出力端ｐと負極出力端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。これらの出力端ｐ、ｎの間には負荷が接続されている。

＜第５の実施形態の動作＞
図９Ａ、図９Ｂ及び図９Ｃを参照して図８の回路構成における力率改善装置の動作について説明する。図９Ａ及び図９Ｂでは、図８の回路構成の一部を省略して示している。図９Ａはａモード（第１入力端ａが最低電位）におけるオン期間に対応し、図９Ｂはａモードにおけるオフ期間に対応する。図９Ｃは制御信号の一周期における一次コイル及び二次コイルを流れる電流波形を示している。ｂモード及びｃモードについては同様であるので省略する。また、平滑コンデンサＣの充放電電流については図示及び説明を省略する。

［オン期間の動作］
図９Ａは、ａモードにおけるオン期間の電流の流れを示している。矢印付きの点線は主電流の流れを示している。矢印付き２点鎖線は還流電流により生じる副次的電流を示している。

制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱａ、ＦＥＴＱｂ、ＦＥＴＱｃがいずれもオンとなりスイッチが閉じる。

トランスＴｂの一次コイルＬｂ１には線間電圧ｖbaにより入力電流ｉba1が流れる。入力電流ｉba1の経路は、第２入力端ｂ→一次コイルＬｂ１→ＦＥＴＱｂ→ＦＥＴＱａ(又は還流ダイオードＤ４)→一次コイルＬａ１→第１入力端ａである。

トランスＴｂの一次コイルＬｂ１に入力電流ｉba1が流れることにより第１の二次コイルＬｂ２１に相互誘導による起電力が生じ、第１の二次コイルＬｂ２１の一端の電位に対し出力ダイオードＤｂ１が順バイアスとなって導通し、フォワード電流ｉba2が流れる。フォワード電流ｉba2の経路は、第１の二次コイルＬｂ２１→出力ダイオードＤｂ１→負荷→第１の二次コイルＬｂ２１である。第２の二次コイルＬｂ２２に生じる起電力は出力ダイオードＤｂ２に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤｂ２は導通しない。また、オン期間には入力電流ｉba1に含まれる励磁電流によりトランスＴｂに磁気エネルギーが蓄積される。

トランスＴｃの一次コイルＬｃ１には線間電圧ｖcaにより入力電流ｉca1が流れる。入力電流ｉca1の経路は、第３入力端ｃ→一次コイルＬｃ１→ＦＥＴＱｃ→ＦＥＴＱａ(又は還流ダイオードＤ４)→一次コイルＬａ１→第１入力端ａである。

トランスＴｃの一次コイルＬｃ１に入力電流ｉca1が流れることにより第１の二次コイルＬｃ２１に相互誘導による起電力が生じ、第１の二次コイルＬｃ２１の一端の電位に対し出力ダイオードＤｃ１が順バイアスとなって導通し、フォワード電流ｉca2が流れる。フォワード電流ｉca2の経路は、第１の二次コイルＬｃ２１→出力ダイオードＤｃ１→負荷→第１の二次コイルＬｃ２１である。第２の二次コイルＬｃ２２に生じる起電力は出力ダイオードＤｃ２に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤｃ２は導通しない。また、オン期間には入力電流ｉca1に含まれる励磁電流によりトランスＴｃに磁気エネルギーが蓄積される。

オン期間には、トランスＴａの一次コイルＬａ１には還流電流（ｉba1＋ｉca1）が流れる。還流電流の向きは入力電流とは逆方向である。この還流電流により、第２の二次コイルＬａ２２には出力ダイオードＤａ２が順バイアスとなる起電力が生じるため、第２の二次コイルＬａ２２に副次的なフォワード電流ｉaa2が流れる。フォワード電流ｉaa2の経路は、第２の二次コイルＬａ２２→出力ダイオードＤａ２→負荷→第２の二次コイルＬａ２２である。一方、第１の二次コイルＬａ２１に生じる起電力は出力ダイオードＤａ１に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤａ１は導通しない。また、オン期間には還流電流により励磁されてトランスＴａに磁気エネルギーが蓄積される。

本実施形態の力率改善装置においては、オン期間に入力電流が流れる２つのトランス及びオン期間に還流電流が流れる１つのトランスのいずれも二次側にフォワード電流が流れる。但し、前者の２つのトランスにおいては第１の二次コイルからフォワード電流が出力されるが、後者の１つのトランスにおいては第２の二次コイルからフォワード電流が出力される点で異なる。

［オフ期間の動作］
図９Ｂは、ａモードにおけるオフ期間の電流の流れを示している。矢印付きの点線は主電流の流れを示している。矢印付き２点鎖線は副次的電流を示している。

制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱａ、ＦＥＴＱｂ、ＦＥＴＱｃがいずれもオフとなりスイッチが開く。一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１の各電流路は遮断され、電流が零となる。これにより各コイルに逆起電力が生じる。

トランスＴｂの第２の二次コイルＬｂ２２に生じた逆起電力により出力ダイオードＤｂ２が順バイアスとなり、フライバック電流ｉba2が流れる。フライバック電流ｉba2の経路は、第２の二次コイルＬｂ２２→出力ダイオードＤｂ２→負荷（又は平滑コンデンサＣ）→第２の二次コイルＬｂ２２である。一方、第１の二次コイルＬｂ２１に生じる逆起電力は出力ダイオードＤｂ１に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤｂ１は導通しない。オフ期間にフライバック電流ｉba2が流れることにより、トランスＴｂに蓄積された磁気エネルギーは放出される。

トランスＴｃの第２の二次コイルＬｃ２２に生じた逆起電力により出力ダイオードＤｃ２が順バイアスとなり、フライバック電流ｉca2が流れる。フライバック電流ｉba2の経路は、第２の二次コイルＬｃ２２→出力ダイオードＤｃ２→負荷→第２の二次コイルＬｃ２２である。一方、第１の二次コイルＬｃ２１に生じる逆起電力は出力ダイオードＤｃ１に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤｃ１は導通しない。オフ期間にフライバック電流ｉca2が流れることにより、トランスＴｃに蓄積された磁気エネルギーは放出される。

トランスＴａの第１の二次コイルＬａ２１に生じた逆起電力により出力ダイオードＤａ１が順バイアスとなり、フライバック電流ｉaa2が流れる。フライバック電流ｉaa2の経路は、第１の二次コイルＬａ２１→出力ダイオードＤａ１→負荷→第１の二次コイルＬａ２１である。一方、第２の二次コイルＬａ２２に生じる逆起電力は出力ダイオードＤａ２に対し逆バイアスとなるので出力ダイオードＤａ２は導通しない。オフ期間にフライバック電流ｉaa2が流れることにより、トランスＴａに蓄積された磁気エネルギーは放出される。

本実施形態の力率改善装置においては、オフ期間にはいずれのトランスも二次コイルにフライバック電流が流れる。オフ期間における各トランスのフライバック電流は、オン期間にフォワード電流を出力した二次コイルとは異なるもう一方の二次コイルから出力される。

なお、ａモードにおいてトランスＴａから得られる副次的なフォワード電流及びフライバック電流は、オン期間に一次側に還流電流が流れることによる。従って、トランスの一次側の構成に、上述した第２の実施形態及び第４の実施形態を採用した場合は、還流電流が一次コイルをバイパスするので二次コイルから副次的電流は得られない。

［一周期の電流波形］
図９Ｃは、制御信号Ｖｇの一周期の波形と、ａモードにおける各トランスの一次コイルＬａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１及び二次コイルＬａ２１とＬａ２２、二次コイルＬｂ２１とＬｂ２２、二次コイルＬｃ２１とＬｃ２２に流れる電流の波形を模式的に示している。制御信号Ｖｇのデューティ比は、一周期の長さＴに対するオン時間の長さＴonの比で表される。

オン期間において、一次コイルＬｂ１、Ｌｃ１の電流ｉba1、ｉca1は時間の経過と共に増加する。一次コイルＬａ１は極性は逆であるが絶対値は増加する。二次コイルＬａ２２の電流ｉaa2及び二次コイルＬｂ２１、Ｌｃ２１の電流ｉba2、ｉca2も時間の経過と共に増加する。

オフ期間において、二次コイルＬａ２１の電流ｉaa2及び二次コイルＬｂ２２、Ｌｃ２２の電流ｉba2、ｉca2は時間の経過と共に減少する。

例えば一周期における一次コイルＬｂ１の電流ｉba1の平均値をＩba1とし、線間電圧ｖbaの瞬時値（一周期の開始時の値）をＶbaとし、一次コイルＬｂ１のインダクタンスをＬとすると、
Ｉba1＝Ｖba／Ｌω （ωは制御信号Ｖｇの周波数）
となる。この式は、一次コイルに流れる電流が入力電圧と同位相の正弦波となることを示している。これにより二次コイルに流れる電流もまた、入力電圧と同位相の正弦波となる。よって、力率は１となり力率改善される。

図９Ａ、図９Ｂ及び図９Ｃに示したように、ａモードにおいてオン期間には各トランスからフォワード電流が出力され、オフ期間には各トランスからフライバック電流が出力される。ｂモード、ｃモードについても同様である。

（６）力率改善装置における制御方法
本発明の力率改善装置における制御方法の特徴は、昇圧コンバータのスイッチ制御において、三相交流の各相の入力電圧に対し一定のデューティ比をもつ１つの制御信号のみを用いて制御することである。すなわち、全ての相に対し同じタイミングでオンオフを行い、オン時間とオフ時間が一定ということである。従って、制御部は、デューティ比のみを決定すればよい。

従来の三相交流に対する力率改善装置の昇圧コンバータにおいては、ＰＷＭ処理によりデューティ比が変化する制御信号を与えたり、各相に対して異なるタイミングでスイッチ制御を行ったりするものが多かった。本発明の制御方法は、これらに比べて極めて簡易である。

また、デューティ比を決定する方法は、１つに限られず目的に応じて多様な決定方法が可能である。また、デューティ比を決定するために検出するパラメータは、入力電圧Ｖｉのみでもよい。別の例では、入力電圧Ｖｉに加えて出力電圧Ｖｏを検出する。本発明の力率改善装置では、検出された１つ又は２つのパラメータを基に多様な制御を行うことができる。

ａ、ｂ、ｃ 入力端
ｐ 正極出力端
ｎ 負極出力端
Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ トランス
Ｌａ１、Ｌｂ１、Ｌｃ１ 一次コイル
Ｌａ２、Ｌｂ２、Ｌｃ２ 二次コイル
Ｌａ２１、Ｌｂ２１、Ｌｃ２１ 第１の二次コイル
Ｌａ２２、Ｌｂ２２、Ｌｃ２２ 第２の二次コイル
Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃ、Ｑ スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ 整流手段（出力ダイオード）
Ｄａ１、Ｄａ２、Ｄｂ１、Ｄｂ２、Ｄｃ１、Ｄｃ２ 整流手段（出力ダイオード）
Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９ 整流手段
Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６ 整流手段（還流ダイオード）
Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３ 整流手段
Ｃ 平滑コンデンサ

Claims (5)

1. （ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（a,b,c）と、
   （ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
   （ｃ）各々が一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と二次コイル（La2,Lb2,Lc2）を具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）にそれぞれ接続されかつ各々の二次コイルの一端が前記負極出力端（n）に接続された第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）と、
   （ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される、制御端（G）を具備する複数のスイッチング素子であって、第１、第２及び第３スイッチング素子（Qa,Qb,Qc）からなり、前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間に各スイッチング素子がそれぞれ接続される前記複数のスイッチング素子と、
   （ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の二次コイル（La2,Lb2,Lc2）の他端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該二次コイルの他端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第１、第２及び第３整流手段（Da,Db,Dc）と、
   （ｆ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C）と、を有し、
   （ｇ）前記複数のスイッチング素子の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする力率改善装置。
2. 前記一次側の共通電位端（e）から前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第４、第５及び第６整流手段（D4,D5,D6）を有することを特徴とする請求項１に記載の力率改善装置。
3. （ａ）三相交流が入力される第１、第２及び第３入力端（a,b,c）と、
   （ｂ）正極出力端（p）及び負極出力端（n）と、
   （ｃ）各々が一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）と第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）とを具備し各々の一次コイルの一端が前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）にそれぞれ接続されかつ各々の該第１の二次コイルの他端及び該第２の二次コイルの一端が前記負極出力端（n）に接続された第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）と、
   （ｄ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される、制御端（G）を具備する複数のスイッチング素子であって、第１、第２及び第３スイッチング素子（Qa,Qb,Qc）からなり、前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の他端と一次側の共通電位端（e）の間に各スイッチング素子がそれぞれ接続される前記複数のスイッチング素子と、
   （ｅ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）の一端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該第１の二次コイルの一端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第１、第２及び第３整流手段（Da1,Db1,Dc1）と、
   （ｆ）前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）の他端と前記正極出力端（p）の間にそれぞれ接続され、該第２の二次コイルの他端の電位が順バイアスであるとき該正極出力端へ流れる電流をそれぞれ導通させかつ逆バイアスであるときそれぞれ遮断する第４、第５及び第６整流手段（Da2,Db2,Dc2）と、
   （ｇ）前記正極出力端（p）と前記負極出力端（n）の間に接続された平滑コンデンサ（C）と、を有し、
   （ｈ）前記複数のスイッチング素子の制御端が一定のデューティ比をもつ１つの制御信号により制御されることを特徴とする力率改善装置。
4. 前記一次側の共通電位端（e）から前記第１、第２及び第３トランス（Ta,Tb,Tc）の各々の一次コイル（La1,Lb1,Lc1）の各々を介して前記第１、第２及び第３入力端（a,b,c）へ還流する電流をそれぞれ導通可能とする第７、第８及び第９整流手段（D4,D5,D6）を有することを特徴とする請求項３に記載の力率改善装置。
5. 前記一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と前記第１の二次コイル（La21,Lb21,Lc21）の磁気結合が疎結合であり、かつ、前記一次コイル（La1,Lb1,Lc1）と前記第２の二次コイル（La22,Lb22,Lc22）の磁気結合が密結合であることを特徴とする請求項３又は４に記載の力率改善装置。

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