JP3161570B2 - 交流入力電源装置の制御方法及び制御回路 - Google Patents
交流入力電源装置の制御方法及び制御回路Info
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- JP3161570B2 JP3161570B2 JP03865994A JP3865994A JP3161570B2 JP 3161570 B2 JP3161570 B2 JP 3161570B2 JP 03865994 A JP03865994 A JP 03865994A JP 3865994 A JP3865994 A JP 3865994A JP 3161570 B2 JP3161570 B2 JP 3161570B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力の高力率化と出力
の交流周波数リプル低減を実現する交流入力電源装置の
制御方法及び制御回路に関するものである。
の交流周波数リプル低減を実現する交流入力電源装置の
制御方法及び制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は、高入力力率と低出力リプルを実
現する交流入力電源装置の従来の構成例を示すものであ
る。本従来例では、交流入力源１に力率改善回路Ａを介
して接続されるコンデンサＣおよび入力電圧Ｖi ，入力
電流Ｉi およびコンデンサＣの電圧Ｖc を入力として制
御を行う第１の制御回路Ｂより構成される第１の電力変
換回路において、入力電流Ｉi を正弦波形に近似させ高
周波分を減少することによって入力の高力率化が行わ
れ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤおよび第２の制御回路Ｅよ
り構成される第２の電力変換回路において、出力端子７
に発生する出力電圧Ｖ0 の低リプル化が行われる。
現する交流入力電源装置の従来の構成例を示すものであ
る。本従来例では、交流入力源１に力率改善回路Ａを介
して接続されるコンデンサＣおよび入力電圧Ｖi ，入力
電流Ｉi およびコンデンサＣの電圧Ｖc を入力として制
御を行う第１の制御回路Ｂより構成される第１の電力変
換回路において、入力電流Ｉi を正弦波形に近似させ高
周波分を減少することによって入力の高力率化が行わ
れ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤおよび第２の制御回路Ｅよ
り構成される第２の電力変換回路において、出力端子７
に発生する出力電圧Ｖ0 の低リプル化が行われる。
【０００３】このような従来の入力高力率化を実現する
交流入力電源装置においては、力率改善回路Ａの出力電
圧には交流周波数のリプルが生じるので、リプルの低減
された安定な出力電圧を得るためには、図５に示すよう
に力率改善回路Ａの後段にＤＣ／ＤＣコンバータを必要
とした。
交流入力電源装置においては、力率改善回路Ａの出力電
圧には交流周波数のリプルが生じるので、リプルの低減
された安定な出力電圧を得るためには、図５に示すよう
に力率改善回路Ａの後段にＤＣ／ＤＣコンバータを必要
とした。
【０００４】図６は、上記の従来方式に比べて装置の小
形化や高効率化に有利となる２入力トランスを用いた交
流入力電源装置の従来の構成例を示すものである。本従
来例では、交流入力源１に接続される第１のインバータ
部２と、この第１のインバータ部２に接続されたエネル
ギー蓄積素子としてのコンデンサ３と、このコンデンサ
３が入力として接続された第２のインバータ部４と、前
記第１，第２のインバータ部２，４の出力にそれぞれ接
続された２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有
する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接続され
た整流・平滑回路６と、この整流・平滑回路６に接続さ
れた出力端子７と、入力電流Ｉi および出力電圧Ｖ0 を
検出し入力電圧Ｖi を基準とする前記第１，第２のイン
バータ部２におけるスイッチ素子（図示省略）を制御す
る制御回路８とにより構成されているので、エネルギー
蓄積用のコンデンサ３に充放電される一部の電力量以外
の出力電力量は一段の電力変換回路を通過させるだけで
供給でき、入力高力率と出力交流周波数リプル低減が実
現できるため、小形で高効率な交流入力電源装置を構成
することができる。
形化や高効率化に有利となる２入力トランスを用いた交
流入力電源装置の従来の構成例を示すものである。本従
来例では、交流入力源１に接続される第１のインバータ
部２と、この第１のインバータ部２に接続されたエネル
ギー蓄積素子としてのコンデンサ３と、このコンデンサ
３が入力として接続された第２のインバータ部４と、前
記第１，第２のインバータ部２，４の出力にそれぞれ接
続された２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有
する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接続され
た整流・平滑回路６と、この整流・平滑回路６に接続さ
れた出力端子７と、入力電流Ｉi および出力電圧Ｖ0 を
検出し入力電圧Ｖi を基準とする前記第１，第２のイン
バータ部２におけるスイッチ素子（図示省略）を制御す
る制御回路８とにより構成されているので、エネルギー
蓄積用のコンデンサ３に充放電される一部の電力量以外
の出力電力量は一段の電力変換回路を通過させるだけで
供給でき、入力高力率と出力交流周波数リプル低減が実
現できるため、小形で高効率な交流入力電源装置を構成
することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本従来例における制御
回路８では、入力電流Ｉi 及び出力電圧Ｖi は制御して
いるが、エネルギー蓄積用のコンデンサ３の電圧を制御
する手段が提案されていなかったため、耐圧の高い素子
の使用やコンデンサ３の状態を監視した保護回路等が必
要となり、上記の利点に対する制約があった。
回路８では、入力電流Ｉi 及び出力電圧Ｖi は制御して
いるが、エネルギー蓄積用のコンデンサ３の電圧を制御
する手段が提案されていなかったため、耐圧の高い素子
の使用やコンデンサ３の状態を監視した保護回路等が必
要となり、上記の利点に対する制約があった。
【０００６】本発明の目的は、上記の欠点を解決し、入
力高力率化と出力交流周波数リプル低減を実現する交流
入力電源装置の制御方法及び制御回路を提供することに
ある。
力高力率化と出力交流周波数リプル低減を実現する交流
入力電源装置の制御方法及び制御回路を提供することに
ある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る交流入力電
源装置の制御方法は、エネルギー蓄積素子と、交流入力
源を入力とし前記エネルギー蓄積素子を接続した第１の
インバータ部と、前記エネルギー蓄積素子を入力とする
第２のインバータ部とを有し、前記第１のインバータ部
の出力と前記第２のインバータ部の出力を合成して出力
となす交流入力電源装置の制御方法であって、出力電圧
を検出しこれが一定となるように前記交流入力源から前
記エネルギー蓄積素子への充電エネルギーの制御と、入
力電流を検出しこれを前記交流入力源の電圧に相似な正
弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制御と、
前記エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検出し
この交流周期での平均値が一定となるように入力電力の
制御とを前記第１のインバータ部におけるスイッチ素子
で行い、出力電圧を検出しこれが一定となるように前記
エネルギー蓄積素子から出力への放電エネルギーの制御
を前記第２のインバータ部におけるスイッチ素子で行う
ことによって、入力力率，出力電圧およびエネルギー蓄
積素子の電圧あるいは電流等を制御するものである。
源装置の制御方法は、エネルギー蓄積素子と、交流入力
源を入力とし前記エネルギー蓄積素子を接続した第１の
インバータ部と、前記エネルギー蓄積素子を入力とする
第２のインバータ部とを有し、前記第１のインバータ部
の出力と前記第２のインバータ部の出力を合成して出力
となす交流入力電源装置の制御方法であって、出力電圧
を検出しこれが一定となるように前記交流入力源から前
記エネルギー蓄積素子への充電エネルギーの制御と、入
力電流を検出しこれを前記交流入力源の電圧に相似な正
弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制御と、
前記エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検出し
この交流周期での平均値が一定となるように入力電力の
制御とを前記第１のインバータ部におけるスイッチ素子
で行い、出力電圧を検出しこれが一定となるように前記
エネルギー蓄積素子から出力への放電エネルギーの制御
を前記第２のインバータ部におけるスイッチ素子で行う
ことによって、入力力率，出力電圧およびエネルギー蓄
積素子の電圧あるいは電流等を制御するものである。
【０００８】また、本発明にかかる交流入力電源装置の
制御回路は、交流入力源に接続される第１のインバータ
部と、この第１のインバータ部により充電されるエネル
ギー蓄積用のコンデンサと、このエネルギー蓄積コンデ
ンサが入力として接続される第２のインバータ部と、前
記第１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続され
る２つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランス
と、前記出力巻線に接続される整流・平滑回路と、この
整流・平滑回路に接続される出力端子と、前記第１，第
２のインバータ部におけるスイッチ素子を制御する制御
回路とにより構成される交流入力電源装置において、前
記制御回路を、前記コンデンサの電圧と第１の基準電圧
とを入力する第１の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅
器の出力と前記交流入力源の電圧あるいはこれに同期し
た正弦波状の発振波形とを入力とする乗算器と、この乗
算器の出力と入力電流の検出信号とを入力とする第２の
誤差増幅器と、この第２の誤差増幅器の出力を入力とし
入力電流が前記交流入力源の電圧に相似な正弦波状の波
形あるいはそれに準じた波形となり前記コンデンサの電
圧の交流周期での平均値が一定となるようなパルス信号
を出力する第１の比較器と、前記交流入力電源装置の出
力端子の電圧と第２の基準電圧を入力とする第３の誤差
増幅器と、前記第３の誤差増幅器の出力を入力とし、前
記出力端子の電圧が前記第２の基準電圧と等しくなるよ
うに前記コンデンサへの充電エネルギーを制御するパル
ス信号を出力する第２の比較器と、前記交流入力電源装
置の出力端子の電圧と第２の基準電圧を入力とする第４
の誤差増幅器と、この第４の誤差増幅器の出力を入力と
し、前記出力端子の電圧が前記第２の基準電圧と等しく
なるように前記エネルギー蓄積コンデンサからの放電エ
ネルギーを制御するパルス信号を出力する第３の比較器
と、前記３つの比較器の出力を入力とする論理回路と、
前記論理回路の出力を入力とし、前記第１，第２のイン
バータ部におけるスイッチ素子を駆動するドライブ回路
とにより構成したものである。
制御回路は、交流入力源に接続される第１のインバータ
部と、この第１のインバータ部により充電されるエネル
ギー蓄積用のコンデンサと、このエネルギー蓄積コンデ
ンサが入力として接続される第２のインバータ部と、前
記第１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続され
る２つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランス
と、前記出力巻線に接続される整流・平滑回路と、この
整流・平滑回路に接続される出力端子と、前記第１，第
２のインバータ部におけるスイッチ素子を制御する制御
回路とにより構成される交流入力電源装置において、前
記制御回路を、前記コンデンサの電圧と第１の基準電圧
とを入力する第１の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅
器の出力と前記交流入力源の電圧あるいはこれに同期し
た正弦波状の発振波形とを入力とする乗算器と、この乗
算器の出力と入力電流の検出信号とを入力とする第２の
誤差増幅器と、この第２の誤差増幅器の出力を入力とし
入力電流が前記交流入力源の電圧に相似な正弦波状の波
形あるいはそれに準じた波形となり前記コンデンサの電
圧の交流周期での平均値が一定となるようなパルス信号
を出力する第１の比較器と、前記交流入力電源装置の出
力端子の電圧と第２の基準電圧を入力とする第３の誤差
増幅器と、前記第３の誤差増幅器の出力を入力とし、前
記出力端子の電圧が前記第２の基準電圧と等しくなるよ
うに前記コンデンサへの充電エネルギーを制御するパル
ス信号を出力する第２の比較器と、前記交流入力電源装
置の出力端子の電圧と第２の基準電圧を入力とする第４
の誤差増幅器と、この第４の誤差増幅器の出力を入力と
し、前記出力端子の電圧が前記第２の基準電圧と等しく
なるように前記エネルギー蓄積コンデンサからの放電エ
ネルギーを制御するパルス信号を出力する第３の比較器
と、前記３つの比較器の出力を入力とする論理回路と、
前記論理回路の出力を入力とし、前記第１，第２のイン
バータ部におけるスイッチ素子を駆動するドライブ回路
とにより構成したものである。
【０００９】
【作用】本発明にかかる交流入力電源装置の制御方法に
おいては、出力電圧を検出しこれが一定となるように交
流入力源からエネルギー蓄積素子への充電エネルギーの
制御と、入力電流を検出しこれを交流入力源の電圧に相
似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制
御と、エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検出
しこの交流周期での平均値が一定となるように入力電力
の制御とを第１のインバータ部におけるスイッチ素子で
行い、出力電圧を検出しこれが一定となるようにエネル
ギー蓄積素子から出力への放電エネルギーの制御を第２
のインバータ部におけるスイッチ素子で行うことによっ
て、入力力率，出力電圧およびエネルギー蓄積素子の電
圧あるいは電流等を制御するものである。
おいては、出力電圧を検出しこれが一定となるように交
流入力源からエネルギー蓄積素子への充電エネルギーの
制御と、入力電流を検出しこれを交流入力源の電圧に相
似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制
御と、エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検出
しこの交流周期での平均値が一定となるように入力電力
の制御とを第１のインバータ部におけるスイッチ素子で
行い、出力電圧を検出しこれが一定となるようにエネル
ギー蓄積素子から出力への放電エネルギーの制御を第２
のインバータ部におけるスイッチ素子で行うことによっ
て、入力力率，出力電圧およびエネルギー蓄積素子の電
圧あるいは電流等を制御するものである。
【００１０】また、本発明にかかる交流入力電源装置の
制御回路においては、第１の誤差増幅器は、コンデンサ
の電圧に発生する交流入力源の２倍の周波数のリプルを
伝達しないように、第１の基準電圧源との誤差電圧を出
力する。第２の誤差増幅器は、第１のインバータ部にお
いて高周波スイッチングを行っているために生じる入力
電流のスイッチングリプルを平均化したものと乗算器が
出力する基準電流波形との誤差電圧を出力する。また、
第１の比較器は、入力電流が交流入力源１の入力電圧Ｖ
i に相似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形と
なりコンデンサの電圧Ｖc の交流周期での平均値が一定
となるような制御を行うためのパルス信号を出力する。
第２の比較器は、出力端子の出力電圧が第２の基準電圧
と等しくなるようにコンデンサへの充電エネルギーを制
御するためのパルス信号を出力する。第３の比較器は、
出力端子の出力電圧が第２の基準電圧と等しくなるよう
にコンデンサからの放電エネルギーを制御するためのパ
ルス信号を出力する。
制御回路においては、第１の誤差増幅器は、コンデンサ
の電圧に発生する交流入力源の２倍の周波数のリプルを
伝達しないように、第１の基準電圧源との誤差電圧を出
力する。第２の誤差増幅器は、第１のインバータ部にお
いて高周波スイッチングを行っているために生じる入力
電流のスイッチングリプルを平均化したものと乗算器が
出力する基準電流波形との誤差電圧を出力する。また、
第１の比較器は、入力電流が交流入力源１の入力電圧Ｖ
i に相似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形と
なりコンデンサの電圧Ｖc の交流周期での平均値が一定
となるような制御を行うためのパルス信号を出力する。
第２の比較器は、出力端子の出力電圧が第２の基準電圧
と等しくなるようにコンデンサへの充電エネルギーを制
御するためのパルス信号を出力する。第３の比較器は、
出力端子の出力電圧が第２の基準電圧と等しくなるよう
にコンデンサからの放電エネルギーを制御するためのパ
ルス信号を出力する。
【００１１】
【実施例】以下本発明の実施例について、図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１２】図１は、本発明における請求項１に記載の
発明の一実施例を示す回路構成図である。図１に示すよ
うに、本実施例では、交流入力源１に接続される第１の
インバータ部２と、前記第１のインバータ部２に接続さ
れたエネルギー蓄積素子としてのコンデンサ３と、この
コンデンサ３を入力として接続された第２のインバータ
部４と、前記２つのインバータ部２，４の出力にそれぞ
れ接続された２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３
を有する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接続
された整流・平滑回路６と、前記整流・平滑回路６に接
続された出力端子７と、入力電流Ｉi ，出力電圧Ｖ0 お
よびコンデンサ３の電圧Ｖc を検出し前記第１，第２の
インバータ部２，４におけるスイッチ素子（図示省略）
を制御する制御回路１００とにより構成され、前記出力
端子７の出力電圧Ｖ0 を検出し、これが一定となるよう
に交流入力源１から前記コンデンサ３への充電エネルギ
ーの制御と、入力電流Ｉi を検出しこれを前記交流入力
源１の入力電圧Ｖi に相似な正弦波状の波形あるいはそ
れに準じた波形にする制御と、前記コンデンサ３の電圧
Ｖc を検出しこの交流周期での平均値が一定となるよう
に入力電力の制御とを前記第１のインバータ部２におけ
るスイッチ素子で行い、前記出力端子７の出力電圧Ｖ0
を検出し、これが一定となるように行う前記エネルギー
蓄積素子であるコンデンサ３から出力への放電エネルギ
ーの制御を前記第２のインバータ部４におけるスイッチ
素子で行うことによって、入力力率，出力電圧及びコン
デンサ３の電圧を制御するものである。
発明の一実施例を示す回路構成図である。図１に示すよ
うに、本実施例では、交流入力源１に接続される第１の
インバータ部２と、前記第１のインバータ部２に接続さ
れたエネルギー蓄積素子としてのコンデンサ３と、この
コンデンサ３を入力として接続された第２のインバータ
部４と、前記２つのインバータ部２，４の出力にそれぞ
れ接続された２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３
を有する２入力トランス５と、前記出力巻線５３に接続
された整流・平滑回路６と、前記整流・平滑回路６に接
続された出力端子７と、入力電流Ｉi ，出力電圧Ｖ0 お
よびコンデンサ３の電圧Ｖc を検出し前記第１，第２の
インバータ部２，４におけるスイッチ素子（図示省略）
を制御する制御回路１００とにより構成され、前記出力
端子７の出力電圧Ｖ0 を検出し、これが一定となるよう
に交流入力源１から前記コンデンサ３への充電エネルギ
ーの制御と、入力電流Ｉi を検出しこれを前記交流入力
源１の入力電圧Ｖi に相似な正弦波状の波形あるいはそ
れに準じた波形にする制御と、前記コンデンサ３の電圧
Ｖc を検出しこの交流周期での平均値が一定となるよう
に入力電力の制御とを前記第１のインバータ部２におけ
るスイッチ素子で行い、前記出力端子７の出力電圧Ｖ0
を検出し、これが一定となるように行う前記エネルギー
蓄積素子であるコンデンサ３から出力への放電エネルギ
ーの制御を前記第２のインバータ部４におけるスイッチ
素子で行うことによって、入力力率，出力電圧及びコン
デンサ３の電圧を制御するものである。
【００１３】図２に、本実施例における入出力電力，充
放電電力及びコンデンサ３の電圧の関係図を示す。すな
わち、本実施例によると、コンデンサ３の充放電エネル
ギーの制御により出力電力が制御できるため、出力電圧
の交流周波数リプル低減と安定化が実現でき、負荷変動
時に対する高速応答や定常誤差低減が可能となる。ま
た、入力電流の波形及び振幅制御により高力率化を図り
ながら入出力電力のバランスがとれるため、コンデンサ
３の電圧も制御することができる。
放電電力及びコンデンサ３の電圧の関係図を示す。すな
わち、本実施例によると、コンデンサ３の充放電エネル
ギーの制御により出力電力が制御できるため、出力電圧
の交流周波数リプル低減と安定化が実現でき、負荷変動
時に対する高速応答や定常誤差低減が可能となる。ま
た、入力電流の波形及び振幅制御により高力率化を図り
ながら入出力電力のバランスがとれるため、コンデンサ
３の電圧も制御することができる。
【００１４】図３は、本発明における請求項２に記載の
第１の実施例を示す回路構成図である。図３に示すよう
に、本実施例における交流入力電源装置は、交流入力源
１に接続されるダイオードよりなる整流回路８と、前記
整流回路８に接続されたインダクタ２１と、前記インダ
クタ２１に接続されたスイッチ素子２２，２３により構
成される第１のインバータ部２と、前記インダクタ２１
にダイオード９を介して接続されたエネルギー蓄積コン
デンサ３と、このコンデンサ３に接続されスイッチ素子
４２，４３を有する第２のインバータ部４と、前記２つ
のインバータ部２，４の出力にそれぞれ接続された２つ
の入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有する２入力ト
ランス５と、前記出力巻線５３に接続されたダイオード
６１，６２および出力コンデンサ６３からなる整流・平
滑回路６と、前記整流・平滑回路６に接続される出力端
子７と、制御回路１００とにより構成される。
第１の実施例を示す回路構成図である。図３に示すよう
に、本実施例における交流入力電源装置は、交流入力源
１に接続されるダイオードよりなる整流回路８と、前記
整流回路８に接続されたインダクタ２１と、前記インダ
クタ２１に接続されたスイッチ素子２２，２３により構
成される第１のインバータ部２と、前記インダクタ２１
にダイオード９を介して接続されたエネルギー蓄積コン
デンサ３と、このコンデンサ３に接続されスイッチ素子
４２，４３を有する第２のインバータ部４と、前記２つ
のインバータ部２，４の出力にそれぞれ接続された２つ
の入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有する２入力ト
ランス５と、前記出力巻線５３に接続されたダイオード
６１，６２および出力コンデンサ６３からなる整流・平
滑回路６と、前記整流・平滑回路６に接続される出力端
子７と、制御回路１００とにより構成される。
【００１５】また、図３に示すように、本実施例におけ
る制御回路１００は、前記コンデンサ３の電圧Ｖc と第
１の基準電圧源１０１とを入力とする第１の誤差増幅器
１０２と、前記第１の誤差増幅器１０２の出力と交流入
力源１の電圧あるいはこれに同期した正弦波状の発振波
形の絶対値とを入力とする乗算器１０３と、前記乗算器
１０３の出力と入力インダクタ２１に流れる入力電流Ｉ
i の検出信号とを入力とする第２の誤差増幅器１０４
と、前記第２の誤差増幅器１０４の出力と鋸波発振器１
０５から出力される鋸波とを入力する第１の比較器１０
６と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出力電圧Ｖ
0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第３の誤差増
幅器１０８と、前記第３の誤差増幅器１０８の出力と前
記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする第２の比
較器１０９と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出
力電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第４
の誤差増幅器１１０と、前記第４の誤差増幅器１１０の
出力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする
第３の比較器１１１と、前記３つの比較器１０６，１０
９，１１１の出力を入力としＮＯＴ，ＡＮＤ，ＮＯＲ及
びフリップフロップ等からなる論理回路１１２と、前記
論理回路１１２の出力を入力とし前記スイッチ素子２２
及び２３を駆動する第１のドライブ回路１１３と、前記
論理回路１１２の出力を入力とし前記スイッチ素子４２
及び４３を駆動する第２のドライブ回路１１４とにより
構成される。
る制御回路１００は、前記コンデンサ３の電圧Ｖc と第
１の基準電圧源１０１とを入力とする第１の誤差増幅器
１０２と、前記第１の誤差増幅器１０２の出力と交流入
力源１の電圧あるいはこれに同期した正弦波状の発振波
形の絶対値とを入力とする乗算器１０３と、前記乗算器
１０３の出力と入力インダクタ２１に流れる入力電流Ｉ
i の検出信号とを入力とする第２の誤差増幅器１０４
と、前記第２の誤差増幅器１０４の出力と鋸波発振器１
０５から出力される鋸波とを入力する第１の比較器１０
６と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出力電圧Ｖ
0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第３の誤差増
幅器１０８と、前記第３の誤差増幅器１０８の出力と前
記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする第２の比
較器１０９と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出
力電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第４
の誤差増幅器１１０と、前記第４の誤差増幅器１１０の
出力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする
第３の比較器１１１と、前記３つの比較器１０６，１０
９，１１１の出力を入力としＮＯＴ，ＡＮＤ，ＮＯＲ及
びフリップフロップ等からなる論理回路１１２と、前記
論理回路１１２の出力を入力とし前記スイッチ素子２２
及び２３を駆動する第１のドライブ回路１１３と、前記
論理回路１１２の出力を入力とし前記スイッチ素子４２
及び４３を駆動する第２のドライブ回路１１４とにより
構成される。
【００１６】ここで、第１の誤差増幅器１０２は、コン
デンサ３の電圧に発生する交流入力源１の２倍の周波数
のリプルを伝達しないものであり、第１の基準電圧源１
０１との誤差電圧を出力する。第２の誤差増幅器１０４
は、第１のインバータ部２において高周波スイッチング
を行っているために生じる入力電流Ｉi のスイッチング
リプルを平均化したものと、乗算器１０３が出力する基
準電流波形との誤差電圧を出力する。また、第１の比較
器１０６は、入力電流Ｉi が交流入力源１の入力電圧Ｖ
i に相似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形と
なりコンデンサ３の電圧Ｖc の交流周期での平均値が一
定となるような制御を行うため、スイッチ素子２２と２
３との同時オン期間を制御するパルス信号を出力する。
第２の比較器１０９は、出力端子７の出力電圧Ｖ0 が第
２の基準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３へ
の充電エネルギーを制御するため、スイッチ素子２２と
２３との同時オフ期間のパルス信号を出力する。第３の
比較器１１１は、出力端子７の出力電圧Ｖ0 が第２の基
準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３からの放
電エネルギーを制御するため、スイッチ素子４２及び４
３のオン期間のパルス信号を出力する。
デンサ３の電圧に発生する交流入力源１の２倍の周波数
のリプルを伝達しないものであり、第１の基準電圧源１
０１との誤差電圧を出力する。第２の誤差増幅器１０４
は、第１のインバータ部２において高周波スイッチング
を行っているために生じる入力電流Ｉi のスイッチング
リプルを平均化したものと、乗算器１０３が出力する基
準電流波形との誤差電圧を出力する。また、第１の比較
器１０６は、入力電流Ｉi が交流入力源１の入力電圧Ｖ
i に相似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形と
なりコンデンサ３の電圧Ｖc の交流周期での平均値が一
定となるような制御を行うため、スイッチ素子２２と２
３との同時オン期間を制御するパルス信号を出力する。
第２の比較器１０９は、出力端子７の出力電圧Ｖ0 が第
２の基準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３へ
の充電エネルギーを制御するため、スイッチ素子２２と
２３との同時オフ期間のパルス信号を出力する。第３の
比較器１１１は、出力端子７の出力電圧Ｖ0 が第２の基
準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３からの放
電エネルギーを制御するため、スイッチ素子４２及び４
３のオン期間のパルス信号を出力する。
【００１７】図４は、本発明における請求項２に記載の
発明の第２の実施例を示す回路構成図である。図４に示
すように、本実施例における交流入力電源装置は、交流
入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路８
と、前記整流回路８に接続されたインダクタ２１と、前
記インダクタ２１に接続されたスイッチ素子２２，２３
により構成される第１のインバータ部２と、前記インダ
クタ２１にダイオード９を介して接続されたエネルギー
蓄積コンデンサ３と、このコンデンサ３に接続されたス
イッチ素子４２を有する第２のインバータ部４と、前記
２つのインバータ部２，４の出力にそれぞれ接続された
２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有する２入
力トランス５と、前記出力巻線５３に接続されたダイオ
ード６１および出力コンデンサ６３からなる整流・平滑
回路６と、前記整流・平滑回路６に接続される出力端子
７と、制御回路１００とにより構成される。
発明の第２の実施例を示す回路構成図である。図４に示
すように、本実施例における交流入力電源装置は、交流
入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路８
と、前記整流回路８に接続されたインダクタ２１と、前
記インダクタ２１に接続されたスイッチ素子２２，２３
により構成される第１のインバータ部２と、前記インダ
クタ２１にダイオード９を介して接続されたエネルギー
蓄積コンデンサ３と、このコンデンサ３に接続されたス
イッチ素子４２を有する第２のインバータ部４と、前記
２つのインバータ部２，４の出力にそれぞれ接続された
２つの入力巻線５１，５２と出力巻線５３を有する２入
力トランス５と、前記出力巻線５３に接続されたダイオ
ード６１および出力コンデンサ６３からなる整流・平滑
回路６と、前記整流・平滑回路６に接続される出力端子
７と、制御回路１００とにより構成される。
【００１８】また、図４に示すように、本実施例におけ
る制御回路１００は、前記コンデンサ３の電圧Ｖc と第
１の基準電圧源１０１とを入力とする第１の誤差増幅器
１０２と、前記第１の誤差増幅器１０２の出力と交流入
力源１の入力電圧Ｖi あるいはこれに同期した正弦波状
の発振波形の絶対値とを入力とする乗算器１０３と、前
記乗算器１０３の出力と入力インダクタ２１に流れる入
力電流Ｉi の検出信号とを入力とする第２の誤差増幅器
１０４と、前記第２の誤差増幅器１０４の出力と鋸波発
振器１０５から出力される鋸波とを入力する第１の比較
器１０６と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出力
電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第３の
誤差増幅器１０８と、前記第３の誤差増幅器１０８の出
力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする第
２の比較器１０９と、前記交流入力電源装置の出力端子
７の出力電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とす
る第４の誤差増幅器１１０と、前記第４の誤差増幅器１
１０の出力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力
とする第３の比較器１１１と、前記３つの比較器１０
６，１０９，１１１の出力を入力としＯＲ，ＮＯＴ，Ａ
ＮＤ等からなる論理回路１１２と、前記論理回路１１２
の出力を入力とし前記スイッチ素子２２及び２３を駆動
する第１のドライブ回路１１３と、前記論理回路１１２
の出力を入力とし前記スイッチ素子４２を駆動する第２
のドライブ回路１１４とにより構成される。
る制御回路１００は、前記コンデンサ３の電圧Ｖc と第
１の基準電圧源１０１とを入力とする第１の誤差増幅器
１０２と、前記第１の誤差増幅器１０２の出力と交流入
力源１の入力電圧Ｖi あるいはこれに同期した正弦波状
の発振波形の絶対値とを入力とする乗算器１０３と、前
記乗算器１０３の出力と入力インダクタ２１に流れる入
力電流Ｉi の検出信号とを入力とする第２の誤差増幅器
１０４と、前記第２の誤差増幅器１０４の出力と鋸波発
振器１０５から出力される鋸波とを入力する第１の比較
器１０６と、前記交流入力電源装置の出力端子７の出力
電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とする第３の
誤差増幅器１０８と、前記第３の誤差増幅器１０８の出
力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力とする第
２の比較器１０９と、前記交流入力電源装置の出力端子
７の出力電圧Ｖ0 と第２の基準電圧１０７とを入力とす
る第４の誤差増幅器１１０と、前記第４の誤差増幅器１
１０の出力と前記鋸波発振器１０５からの鋸波とを入力
とする第３の比較器１１１と、前記３つの比較器１０
６，１０９，１１１の出力を入力としＯＲ，ＮＯＴ，Ａ
ＮＤ等からなる論理回路１１２と、前記論理回路１１２
の出力を入力とし前記スイッチ素子２２及び２３を駆動
する第１のドライブ回路１１３と、前記論理回路１１２
の出力を入力とし前記スイッチ素子４２を駆動する第２
のドライブ回路１１４とにより構成される。
【００１９】ここで、第１の誤差増幅器１０２は、コン
デンサ３の電圧に発生する交流入力源の２倍の周波数の
リプルを伝達しないものであり、第１の基準電圧源１０
１との誤差電圧を出力する。第２の誤差増幅器１０４
は、第１のインバータ部２において高周波スイッチング
を行っているために生じる入力電流Ｉi のスイッチング
リプルを平均化したものと乗算器１０３が出力する基準
電流波形との誤差電圧を出力する。また、第１の比較器
１０６は、入力電流Ｉi が交流入力源１の電圧に相似な
正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形となりコンデ
ンサ３の電圧の交流周期での平均値が一定となるような
制御を行うために、スイッチ素子２２のオン期間を制御
するパルス信号を出力する。第２の比較器１０９は、出
力端子７の出力電圧Ｖ0 が第２の基準電圧１０７と等し
くなるようにコンデンサ３への充電エネルギーを制御す
るため、スイッチ素子２３のオフ期間のパルス信号を出
力する。第３の比較器１１１は、出力端子７の電圧が第
２の基準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３か
らの放電エネルギーを制御するため、スイッチ素子４２
のオン期間のパルス信号を出力する。
デンサ３の電圧に発生する交流入力源の２倍の周波数の
リプルを伝達しないものであり、第１の基準電圧源１０
１との誤差電圧を出力する。第２の誤差増幅器１０４
は、第１のインバータ部２において高周波スイッチング
を行っているために生じる入力電流Ｉi のスイッチング
リプルを平均化したものと乗算器１０３が出力する基準
電流波形との誤差電圧を出力する。また、第１の比較器
１０６は、入力電流Ｉi が交流入力源１の電圧に相似な
正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形となりコンデ
ンサ３の電圧の交流周期での平均値が一定となるような
制御を行うために、スイッチ素子２２のオン期間を制御
するパルス信号を出力する。第２の比較器１０９は、出
力端子７の出力電圧Ｖ0 が第２の基準電圧１０７と等し
くなるようにコンデンサ３への充電エネルギーを制御す
るため、スイッチ素子２３のオフ期間のパルス信号を出
力する。第３の比較器１１１は、出力端子７の電圧が第
２の基準電圧１０７と等しくなるようにコンデンサ３か
らの放電エネルギーを制御するため、スイッチ素子４２
のオン期間のパルス信号を出力する。
【００２０】この第２の実施例でも示したように、他の
タイプのコンバータに対する制御回路も同様に構成で
き、本発明を実現することができる。
タイプのコンバータに対する制御回路も同様に構成で
き、本発明を実現することができる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、エ
ネルギー蓄積素子と、交流源を入力とし前記エネルギー
蓄積素子を接続した第１のインバータ部と、前記エネル
ギー蓄積素子を入力とする第２のインバータ部とを有
し、前記第１のインバータ部の出力と前記第２のインバ
ータ部の出力を合成して出力となす交流入力電源装置に
おいて、出力電圧を検出しこれを一定にする制御と、入
力電流を検出しこれを前記交流入力源の電圧に相似な正
弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制御に加
え、前記エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検
出しこの交流周期での平均値が一定となるように行う入
力電力の制御を行うことによって、入力力率，出力電圧
だけでなくエネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を
制御することができる。したがって、本発明の制御方法
及び制御回路を用いることにより、前記交流入力電源装
置をエネルギー蓄積素子が安定な状態で動作させること
ができるため、前記交流入力電源装置の小形・高効率化
の効果を十分に発揮することができる。
ネルギー蓄積素子と、交流源を入力とし前記エネルギー
蓄積素子を接続した第１のインバータ部と、前記エネル
ギー蓄積素子を入力とする第２のインバータ部とを有
し、前記第１のインバータ部の出力と前記第２のインバ
ータ部の出力を合成して出力となす交流入力電源装置に
おいて、出力電圧を検出しこれを一定にする制御と、入
力電流を検出しこれを前記交流入力源の電圧に相似な正
弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする制御に加
え、前記エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を検
出しこの交流周期での平均値が一定となるように行う入
力電力の制御を行うことによって、入力力率，出力電圧
だけでなくエネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等を
制御することができる。したがって、本発明の制御方法
及び制御回路を用いることにより、前記交流入力電源装
置をエネルギー蓄積素子が安定な状態で動作させること
ができるため、前記交流入力電源装置の小形・高効率化
の効果を十分に発揮することができる。
【図１】本発明における請求項１に記載の発明の実施例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図２】本発明におけるコンデサの電圧，入力電圧の波
形例ならびに入出力電力，充放電電力の関係を示す図で
ある。
形例ならびに入出力電力，充放電電力の関係を示す図で
ある。
【図３】本発明における請求項２に記載の発明の第１の
実施例を示す回路構成図である。
実施例を示す回路構成図である。
【図４】本発明における請求項２に記載の発明の第２の
実施例を示す回路構成図である。
実施例を示す回路構成図である。
【図５】従来の縦続接続による交流入力電源装置を示す
回路構成図である。
回路構成図である。
【図６】従来の２入力トランスを用いた交流入力電源装
置を示す回路構成図である。
置を示す回路構成図である。
１ 交流入力源 ２ 第１のインバータ部 ３ コンデンサ ４ 第２のインバータ部 ５ ２入力トランス ６ 整流・平滑回路 ７ 出力端子 ８ 整流回路 ９ ダイオード ２１ インダクタ ２２ スイッチ素子 ２３ スイッチ素子 ６１ ダイオード ６２ ダイオード ６３ 出力コンデンサ １００ 制御回路 １０１ 第１の基準電圧源 １０２ 第１の誤差増幅器 １０３ 乗算器 １０４ 第２の誤差増幅器 １０５ 鋸波発振器 １０６ 第１の比較器 １０７ 基準電圧 １０８ 第３の誤差増幅器 １０９ 第２の比較器 １１０ 第４の誤差増幅器 １１１ 第３の比較器 １１２ 論理回路 １１３ 第１のドライブ回路 １１４ 第２のドライブ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−56070（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−83689（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−10587（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/00 - 3/44
Claims (2)
- 【請求項１】 エネルギー蓄積素子と、 交流入力源を入力とし前記エネルギー蓄積素子を接続し
た第１のインバータ部と、 前記エネルギー蓄積素子を入力とする第２のインバータ
部と、を有し、 前記第１のインバータ部の出力と前記第２のインバータ
部の出力を合成して出力となす交流入力電源装置の制御
方法であって、 出力電圧を検出しこれが一定となるように前記交流入力
源から前記エネルギー蓄積素子への充電エネルギーの制
御と、入力電流を検出しこれを前記交流入力源の電圧に
相似な正弦波状の波形あるいはそれに準じた波形にする
制御と、前記エネルギー蓄積素子の電圧あるいは電流等
を検出しこの交流周期での平均値が一定となるように入
力電力の制御とを前記第１のインバータ部におけるスイ
ッチ素子で行い、 出力電圧を検出しこれが一定となるように前記エネルギ
ー蓄積素子から出力への放電エネルギーの制御を前記第
２のインバータ部におけるスイッチ素子で行うことによ
って、 入力力率，出力電圧およびエネルギー蓄積素子の電圧あ
るいは電流等を制御することを特徴とする交流入力電源
装置の制御方法。 - 【請求項２】 交流入力源に接続される第１のインバー
タ部と、 この第１のインバータ部により充電されるエネルギー蓄
積用のコンデンサと、 このエネルギー蓄積コンデンサが入力として接続される
第２のインバータ部と、 前記第１，第２のインバータ部の出力にそれぞれ接続さ
れる２つの入力巻線と出力巻線を有する２入力トランス
と、 前記出力巻線に接続される整流・平滑回路と、 この整流・平滑回路に接続される出力端子と、 前記第１，第２のインバータ部におけるスイッチ素子を
制御する制御回路とにより構成される交流入力電源装置
において、前記制御回路を、 前記コンデンサの電圧と第１の基準電圧とを入力とする
第１の誤差増幅器と、 この第１の誤差増幅器の出力と前記交流入力源の電圧あ
るいはこれに同期した正弦波状の発振波形とを入力とす
る乗算器と、 この乗算器の出力と入力電流の検出信号とを入力とする
第２の誤差増幅器と、 この第２の誤差増幅器の出力を入力とし、前記入力電流
が前記交流入力源の電圧に相似な正弦波状の波形あるい
はそれに準じた波形となり前記コンデンサの電圧の交流
周期での平均値が一定となるようなパルス信号を出力す
る第１の比較器と、 前記交流入力電源装置の出力端子の電圧と第２の基準電
圧を入力とする第３の誤差増幅器と、 前記第３の誤差増幅器の出力を入力とし、前記出力端子
の電圧が前記第２の基準電圧と等しくなるように前記コ
ンデンサへの充電エネルギーを制御するパルス信号を出
力する第２の比較器と、 前記交流入力電源装置の出力端子の電圧と第２の基準電
圧を入力とする第４の誤差増幅器と、 この第４の誤差増幅器の出力を入力とし、前記出力端子
の電圧が前記第２の基準電圧と等しくなるように前記コ
ンデンサからの放電エネルギーを制御するパルス信号を
出力する第３の比較器と、 前記３つの比較器の出力を入力とする論理回路と、 前記論理回路の出力を入力とし、前記第１，第２のイン
バータ部におけるスイッチ素子を駆動するドライブ回路
と、 により構成したことを特徴とする交流入力電源装置の制
御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03865994A JP3161570B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 交流入力電源装置の制御方法及び制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03865994A JP3161570B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 交流入力電源装置の制御方法及び制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07250476A JPH07250476A (ja) | 1995-09-26 |
| JP3161570B2 true JP3161570B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=12531395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03865994A Expired - Fee Related JP3161570B2 (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | 交流入力電源装置の制御方法及び制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3161570B2 (ja) |
-
1994
- 1994-03-09 JP JP03865994A patent/JP3161570B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07250476A (ja) | 1995-09-26 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |