JPH0928078A - 交流入力電源装置 - Google Patents
交流入力電源装置Info
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- JPH0928078A JPH0928078A JP17586395A JP17586395A JPH0928078A JP H0928078 A JPH0928078 A JP H0928078A JP 17586395 A JP17586395 A JP 17586395A JP 17586395 A JP17586395 A JP 17586395A JP H0928078 A JPH0928078 A JP H0928078A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 小形，高効率，高力率の交流入力電源装置を
提供する。 【構成】 スイッチング素子３１のオン期間にトランス
４にエネルギーを蓄え、スイッチング素子３１，７１の
同時オフ期間にトランス４に蓄えられた励磁エネルギー
を出力端子６１，６２へ提供する。入力電力が出力電力
より大きい充電モードではスイッチング素子７１のオン
期間にトランス４に蓄えられたエネルギーをコンデンサ
８に充電する。入力電力が出力電力より小さい放電モー
ドにおいては、スイッチング素子９２もオン，オフさせ
ることにより交流入力源１とコンデンサ８から同時に電
力を出力に供給する構成を特徴としている。
提供する。 【構成】 スイッチング素子３１のオン期間にトランス
４にエネルギーを蓄え、スイッチング素子３１，７１の
同時オフ期間にトランス４に蓄えられた励磁エネルギー
を出力端子６１，６２へ提供する。入力電力が出力電力
より大きい充電モードではスイッチング素子７１のオン
期間にトランス４に蓄えられたエネルギーをコンデンサ
８に充電する。入力電力が出力電力より小さい放電モー
ドにおいては、スイッチング素子９２もオン，オフさせ
ることにより交流入力源１とコンデンサ８から同時に電
力を出力に供給する構成を特徴としている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力の高力率化と出力
交流周波数リプル低減を実現する交流入力電源装置に関
するものである。
交流周波数リプル低減を実現する交流入力電源装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は、入力の高力率化と出力交流周波
数リプルの低減を実現する交流入力電源装置の従来例を
示すものである。本従来例においては、交流入力源Ａに
接続された力率改善回路Ｂにおいて入力電流を正弦波状
にする制御を行う。ここで、力率改善回路Ｂの出力電圧
には、交流入力と直流出力との瞬時電力のアンバランス
により、交流周波数のリプルが生じる。そこで、図５に
示すように、力率改善回路Ｂの後段のコンデンサＣの後
段に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータＤにおいて出力端
子Ｅに表われる出力電圧制御を行い、リプルの低減され
た安定な出力を得ていた。すなわち、入力の高力率化と
出力電圧の安定化との制御を、それぞれ別の電力変換回
路において独立に行っていた。
数リプルの低減を実現する交流入力電源装置の従来例を
示すものである。本従来例においては、交流入力源Ａに
接続された力率改善回路Ｂにおいて入力電流を正弦波状
にする制御を行う。ここで、力率改善回路Ｂの出力電圧
には、交流入力と直流出力との瞬時電力のアンバランス
により、交流周波数のリプルが生じる。そこで、図５に
示すように、力率改善回路Ｂの後段のコンデンサＣの後
段に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータＤにおいて出力端
子Ｅに表われる出力電圧制御を行い、リプルの低減され
た安定な出力を得ていた。すなわち、入力の高力率化と
出力電圧の安定化との制御を、それぞれ別の電力変換回
路において独立に行っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本従来例は、前記二つ
の電力変換回路である力率改善回路ＢとＤＣ／ＤＣコン
バータＤの縦続接続構成であり、かつ出力電力はすべて
前記二つの電力変換回路を通過しなければならないた
め、装置の小形化や高効率化に制約があった。
の電力変換回路である力率改善回路ＢとＤＣ／ＤＣコン
バータＤの縦続接続構成であり、かつ出力電力はすべて
前記二つの電力変換回路を通過しなければならないた
め、装置の小形化や高効率化に制約があった。
【０００４】本発明の目的は、上記の欠点を解決し、小
形・高効率で高力率な交流入力電源装置を提供すること
にある。
形・高効率で高力率な交流入力電源装置を提供すること
にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる交流入力
電源装置は、交流入力源に接続される第一のスイッチン
グ部と、この第一のスイッチング部に接続された入力巻
線と第一の出力巻線を有するトランスと、前記第一の出
力巻線に接続された整流・平滑回路とにより構成された
ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスに設けら
れた第二の出力巻線と、この第二の出力巻線に接続され
た第二のスイッチング部と、この第二のスイッチング部
に接続されたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄
積素子を入力とし、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと出力を
共通とするＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコ
ンバータの出力電圧が一定となるように前記第二のスイ
ッチング部および前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるス
イッチング素子を制御し、前記エネルギー蓄積素子の蓄
積エネルギーと放出エネルギーが入力交流周期の１サイ
クルにおいて等しくなるように前記第一のスイッチング
部におけるスイッチング素子を制御する制御回路とを有
することを特徴とするものである。
電源装置は、交流入力源に接続される第一のスイッチン
グ部と、この第一のスイッチング部に接続された入力巻
線と第一の出力巻線を有するトランスと、前記第一の出
力巻線に接続された整流・平滑回路とにより構成された
ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスに設けら
れた第二の出力巻線と、この第二の出力巻線に接続され
た第二のスイッチング部と、この第二のスイッチング部
に接続されたエネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄
積素子を入力とし、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと出力を
共通とするＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコ
ンバータの出力電圧が一定となるように前記第二のスイ
ッチング部および前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるス
イッチング素子を制御し、前記エネルギー蓄積素子の蓄
積エネルギーと放出エネルギーが入力交流周期の１サイ
クルにおいて等しくなるように前記第一のスイッチング
部におけるスイッチング素子を制御する制御回路とを有
することを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】図４に、本発明の交流入力電源装置における入
力電力Ｗｉ，出力電力Ｗｏおよび蓄積・放出エネルギー
の関係を示す。図４（ａ）に示すように、入力電流Ｉｉ
の波形を正弦波状に制御した場合には、入力電力Ｗｉは
図４（ｂ）に示すように正弦波状となるのに対して、出
力電力Ｗｏは直流出力であるため一定である。本発明の
交流入力電源装置においては、入力電力Ｗｉが出力電力
Ｗｏよりも大きい期間に入力電力Ｗｉの一部をエネルギ
ー蓄積素子に蓄積し、入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏより
も小さい期間にエネルギー蓄積素子から出力へ放出する
ことにより、入力と出力との瞬時電力のアンバランスを
補償する。これにより、エネルギー蓄積素子における蓄
積・放出エネルギー以外の出力エネルギーは一段の電力
変換回路を通過するだけで供給され、入力高力率と出力
交流周波数リプル低減を同時に実現できる。ここで、エ
ネルギー蓄積素子を介さず一段の電力変換回路を通過す
るのみで出力へ供給させる電力量は、入力電流波形がほ
ぼ正弦波状となるように制御した場合、全体の６８％で
ある。すなわち、全エネルギーが二段の電力変換回路を
通過する従来例（図５）に比べ、交流入力電源装置の小
形・高効率化が可能となる。また、本発明にかかる交流
入力電源装置においては、交流入力と直流出力の瞬時電
力のアンバランスを補償するために設けたエネルギー蓄
積素子にコンデンサやバッテリを用いた場合、その電圧
を任意の電圧に設定することができるため、これらエネ
ルギー蓄積素子に対する制約が少ない。
力電力Ｗｉ，出力電力Ｗｏおよび蓄積・放出エネルギー
の関係を示す。図４（ａ）に示すように、入力電流Ｉｉ
の波形を正弦波状に制御した場合には、入力電力Ｗｉは
図４（ｂ）に示すように正弦波状となるのに対して、出
力電力Ｗｏは直流出力であるため一定である。本発明の
交流入力電源装置においては、入力電力Ｗｉが出力電力
Ｗｏよりも大きい期間に入力電力Ｗｉの一部をエネルギ
ー蓄積素子に蓄積し、入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏより
も小さい期間にエネルギー蓄積素子から出力へ放出する
ことにより、入力と出力との瞬時電力のアンバランスを
補償する。これにより、エネルギー蓄積素子における蓄
積・放出エネルギー以外の出力エネルギーは一段の電力
変換回路を通過するだけで供給され、入力高力率と出力
交流周波数リプル低減を同時に実現できる。ここで、エ
ネルギー蓄積素子を介さず一段の電力変換回路を通過す
るのみで出力へ供給させる電力量は、入力電流波形がほ
ぼ正弦波状となるように制御した場合、全体の６８％で
ある。すなわち、全エネルギーが二段の電力変換回路を
通過する従来例（図５）に比べ、交流入力電源装置の小
形・高効率化が可能となる。また、本発明にかかる交流
入力電源装置においては、交流入力と直流出力の瞬時電
力のアンバランスを補償するために設けたエネルギー蓄
積素子にコンデンサやバッテリを用いた場合、その電圧
を任意の電圧に設定することができるため、これらエネ
ルギー蓄積素子に対する制約が少ない。
【０００７】
【実施例】以下本発明の実施例について、図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【０００８】図１は、本発明における第一の実施例を示
す回路構成図である。図１に示すように本実施例では、
交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路
２と、前記整流回路２に接続されスイッチング素子３１
を有する第一のスイッチング部３と、前記第一のスイッ
チング部３の出力に接続される入力巻線４１と第一，第
二の出力巻線４２，４３を有するトランス４と、前記第
一の出力巻線４２に接続されるダイオード５１および出
力コンデンサ５２からなる整流・平滑回路５と、この整
流・平滑回路５に接続される出力端子６１，６２からな
る端子部６と、この第二の出力巻線４３に接続されスイ
ッチング素子７１を有する第二のスイッチング部７と、
この第二のスイッチング部７に接続されるエネルギー蓄
積素子としてのコンデンサ８と、このコンデンサ８を入
力とし、前記出力端子６１，６２へ電力を供給するイン
ダクタ９１，スイッチング素子９２，ダイオード９３よ
りなる昇圧チョッパで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ
９と、前記出力端子６１，６２間の電圧を検出し、前記
スイッチング素子７１および９２を制御する出力電圧制
御部１０２および前記コンデンサ８の電圧を検出し、前
記スイッチング素子３１を制御してコンデンサ８の電圧
を制御するコンデンサ電圧制御部１０１からなる制御回
路１０とにより構成されるものである。
す回路構成図である。図１に示すように本実施例では、
交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流回路
２と、前記整流回路２に接続されスイッチング素子３１
を有する第一のスイッチング部３と、前記第一のスイッ
チング部３の出力に接続される入力巻線４１と第一，第
二の出力巻線４２，４３を有するトランス４と、前記第
一の出力巻線４２に接続されるダイオード５１および出
力コンデンサ５２からなる整流・平滑回路５と、この整
流・平滑回路５に接続される出力端子６１，６２からな
る端子部６と、この第二の出力巻線４３に接続されスイ
ッチング素子７１を有する第二のスイッチング部７と、
この第二のスイッチング部７に接続されるエネルギー蓄
積素子としてのコンデンサ８と、このコンデンサ８を入
力とし、前記出力端子６１，６２へ電力を供給するイン
ダクタ９１，スイッチング素子９２，ダイオード９３よ
りなる昇圧チョッパで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ
９と、前記出力端子６１，６２間の電圧を検出し、前記
スイッチング素子７１および９２を制御する出力電圧制
御部１０２および前記コンデンサ８の電圧を検出し、前
記スイッチング素子３１を制御してコンデンサ８の電圧
を制御するコンデンサ電圧制御部１０１からなる制御回
路１０とにより構成されるものである。
【０００９】図２に、スイッチング素子３１，７１，９
２の駆動電圧波形の一例を示す。図１の第一の実施例の
回路では、スイッチング素子３１のオン期間にトランス
４にエネルギーを蓄え、スイッチング素子３１，７１の
同時オフ期間にトランス４に蓄えられた励磁エネルギー
を出力へ供給する。入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏよりも
大きい充電モードにおいては、スイッチング素子７１の
オン期間にトランス４に蓄えられたエネルギーをコンデ
ンサ８に充電する。ここで、スイッチング素子３１，７
１の同時オフ期間に第二の出力巻線４３に発生する電圧
は、スイッチング素子７１のオン期間に第二の出力巻線
４３に発生する電圧よりも高くなるように設定する必要
がある。また、スイッチング素子７１には、図１に７１
Ａとしてその一例を示すような逆耐圧を有する素子が必
要である。入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏよりも小さい放
電モードにおいては、スイッチング素子９２もオン・オ
フさせることにより交流入力源１とコンデンサ８から電
力を同時に出力へ供給させる。したがって、出力端子６
１，６２間の電圧は、充電モードにおいてはスイッチン
グ素子７１、放電モードにおいてはスイッチング素子９
２を制御することにより安定化できる。すなわち、図２
に示すように、充電モードにおいては出力端子６１，６
２間の出力電圧ｖ0 が基準電圧Ｖ0refよりも僅かに高く
なり、その誤差電圧によりスイッチング素子７１のパル
ス幅を制御し、放電モードにおいては出力端子６１，６
２間の出力電圧ｖ0 が基準電圧Ｖ0refよりも僅かに低く
なり、その誤差電圧によりスイッチング素子９２のパル
ス幅を制御する。また、この制御の下で、スイッチング
素子３１のパルス幅を制御することにより、コンデンサ
８の電圧の入力交流周期における平均値が一定となるよ
うに制御することができる。ここで、スイッチング素子
３１とスイッチング素子７１は図２に示すように同期さ
せてオン・オフさせる必要があるが、スイッチング素子
９２は同期させなくても良い。
２の駆動電圧波形の一例を示す。図１の第一の実施例の
回路では、スイッチング素子３１のオン期間にトランス
４にエネルギーを蓄え、スイッチング素子３１，７１の
同時オフ期間にトランス４に蓄えられた励磁エネルギー
を出力へ供給する。入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏよりも
大きい充電モードにおいては、スイッチング素子７１の
オン期間にトランス４に蓄えられたエネルギーをコンデ
ンサ８に充電する。ここで、スイッチング素子３１，７
１の同時オフ期間に第二の出力巻線４３に発生する電圧
は、スイッチング素子７１のオン期間に第二の出力巻線
４３に発生する電圧よりも高くなるように設定する必要
がある。また、スイッチング素子７１には、図１に７１
Ａとしてその一例を示すような逆耐圧を有する素子が必
要である。入力電力Ｗｉが出力電力Ｗｏよりも小さい放
電モードにおいては、スイッチング素子９２もオン・オ
フさせることにより交流入力源１とコンデンサ８から電
力を同時に出力へ供給させる。したがって、出力端子６
１，６２間の電圧は、充電モードにおいてはスイッチン
グ素子７１、放電モードにおいてはスイッチング素子９
２を制御することにより安定化できる。すなわち、図２
に示すように、充電モードにおいては出力端子６１，６
２間の出力電圧ｖ0 が基準電圧Ｖ0refよりも僅かに高く
なり、その誤差電圧によりスイッチング素子７１のパル
ス幅を制御し、放電モードにおいては出力端子６１，６
２間の出力電圧ｖ0 が基準電圧Ｖ0refよりも僅かに低く
なり、その誤差電圧によりスイッチング素子９２のパル
ス幅を制御する。また、この制御の下で、スイッチング
素子３１のパルス幅を制御することにより、コンデンサ
８の電圧の入力交流周期における平均値が一定となるよ
うに制御することができる。ここで、スイッチング素子
３１とスイッチング素子７１は図２に示すように同期さ
せてオン・オフさせる必要があるが、スイッチング素子
９２は同期させなくても良い。
【００１０】本実施例においては、トランス４の巻線に
流れる電流が不連続となるように動作させることによ
り、入力電流Ｉｉは入力電圧波形に比例した正弦波状の
波形になり、入力高力率化が実現できる。また、コンデ
ンサ８を介さず第一のスイッチング部３からトランス４
および整流・平滑回路５のみを通過して出力へ供給させ
る電力量は、入力電流波形がほぼ正弦波状となるように
制御した場合、全体の約６８％である。すなわち、図５
の従来例における力率改善回路Ｂが出力へ供給する全エ
ネルギーを扱うのに対し、本実施例における第二のスイ
ッチング部７，コンデンサ８およびＤＣ／ＤＣコンバー
タ９が扱うエネルギーは全体の約３２％程度にすぎない
ため、交流入力電源装置の小形・高効率化が可能とな
る。
流れる電流が不連続となるように動作させることによ
り、入力電流Ｉｉは入力電圧波形に比例した正弦波状の
波形になり、入力高力率化が実現できる。また、コンデ
ンサ８を介さず第一のスイッチング部３からトランス４
および整流・平滑回路５のみを通過して出力へ供給させ
る電力量は、入力電流波形がほぼ正弦波状となるように
制御した場合、全体の約６８％である。すなわち、図５
の従来例における力率改善回路Ｂが出力へ供給する全エ
ネルギーを扱うのに対し、本実施例における第二のスイ
ッチング部７，コンデンサ８およびＤＣ／ＤＣコンバー
タ９が扱うエネルギーは全体の約３２％程度にすぎない
ため、交流入力電源装置の小形・高効率化が可能とな
る。
【００１１】図３は、本発明における第二の実施例を示
す回路構成図である。図３に示すように、本実施例で
は、交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流
回路２と、この整流回路２に接続されるインダクタ３
２，スイッチング素子３１，コンデンサ３３により構成
される第一のスイッチング部３と、前記第一のスイッチ
ング部３の出力に接続される入力巻線４１と第一，第二
の出力巻線４２，４３を有するトランス４と、前記第一
の出力巻線４２に接続されるダイオード５１および出力
コンデンサ５２からなる整流・平滑回路５と、前記整流
・平滑回路５に接続される出力端子６１，６２からなる
端子部６と、前記第二の出力巻線４３に接続されスイッ
チング素子７１を有する第二のスイッチング部７と、こ
の第二のスイッチング部７に接続されるエネルギー蓄積
素子としてのコンデンサ８と、前記コンデンサ８を入力
として接続されたインダクタ９１，スイッチング素子９
２，ダイオード９３からなり前記出力端子６１，６２へ
電力を供給する昇圧チョッパで構成されるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ９と、前記出力端子６１，６２間の電圧を検出
し、前記スイッチング素子７１および９２を制御する出
力電圧制御部１０２および前記コンデンサ８の電圧を検
出し、前記スイッチング素子３１を制御するコンデンサ
電圧制御部１０１からなる制御回路１０とにより構成さ
れるものである。
す回路構成図である。図３に示すように、本実施例で
は、交流入力源１に接続されるダイオードよりなる整流
回路２と、この整流回路２に接続されるインダクタ３
２，スイッチング素子３１，コンデンサ３３により構成
される第一のスイッチング部３と、前記第一のスイッチ
ング部３の出力に接続される入力巻線４１と第一，第二
の出力巻線４２，４３を有するトランス４と、前記第一
の出力巻線４２に接続されるダイオード５１および出力
コンデンサ５２からなる整流・平滑回路５と、前記整流
・平滑回路５に接続される出力端子６１，６２からなる
端子部６と、前記第二の出力巻線４３に接続されスイッ
チング素子７１を有する第二のスイッチング部７と、こ
の第二のスイッチング部７に接続されるエネルギー蓄積
素子としてのコンデンサ８と、前記コンデンサ８を入力
として接続されたインダクタ９１，スイッチング素子９
２，ダイオード９３からなり前記出力端子６１，６２へ
電力を供給する昇圧チョッパで構成されるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ９と、前記出力端子６１，６２間の電圧を検出
し、前記スイッチング素子７１および９２を制御する出
力電圧制御部１０２および前記コンデンサ８の電圧を検
出し、前記スイッチング素子３１を制御するコンデンサ
電圧制御部１０１からなる制御回路１０とにより構成さ
れるものである。
【００１２】図３の第二の実施例においては、スイッチ
ング素子３１のオン期間に、交流入力源１からインダク
タ３２にエネルギーを蓄え、コンデンサ３３からトラン
ス４にエネルギーを蓄える。また、スイッチング素子３
１のオフ期間に、インダクタ３２に蓄えられたエネルギ
ーをコンデンサ３３に蓄え、トランス４に蓄えられた励
磁エネルギーを二次側へ供給する。本回路のその他の動
作および各スイッチング素子の制御は図１の回路と同様
であるが、インダクタ３２により入力電源を連続にする
ことができるため、交流入力源へのスイッチノイズを低
減することができる。
ング素子３１のオン期間に、交流入力源１からインダク
タ３２にエネルギーを蓄え、コンデンサ３３からトラン
ス４にエネルギーを蓄える。また、スイッチング素子３
１のオフ期間に、インダクタ３２に蓄えられたエネルギ
ーをコンデンサ３３に蓄え、トランス４に蓄えられた励
磁エネルギーを二次側へ供給する。本回路のその他の動
作および各スイッチング素子の制御は図１の回路と同様
であるが、インダクタ３２により入力電源を連続にする
ことができるため、交流入力源へのスイッチノイズを低
減することができる。
【００１３】なお、図１，図３の回路におけるＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ９は、降圧チョッパあるいは昇降圧チョッ
パ等の他のタイプとしても同様に構成できる。
Ｃコンバータ９は、降圧チョッパあるいは昇降圧チョッ
パ等の他のタイプとしても同様に構成できる。
【００１４】また、図１，図３の回路におけるコンデン
サ８はバッテリとすることも可能であるが、この場合、
蓄積・放出エネルギーを前述した電圧ではなく電流によ
り検出することよって、本発明を同様に実現できる。
サ８はバッテリとすることも可能であるが、この場合、
蓄積・放出エネルギーを前述した電圧ではなく電流によ
り検出することよって、本発明を同様に実現できる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるトランスに第二の出力巻
線を設け、この第二の出力巻線に接続された第二のスイ
ッチング部と、この第二のスイッチング部に接続された
エネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子を入力
とし前記ＡＣ／ＤＣコンバータと出力を共通とするＤＣ
／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力
電圧が一定となるように前記第二のスイッチング部およ
び前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子
を制御し、前記エネルギー蓄積素子の蓄積エネルギーと
放出エネルギーが入力交流周期の１サイクルにおいて等
しくなるように前記ＡＣ／ＤＣコンバータにおける第一
のスイッチング部を制御する制御回路とを備えたので、
エネルギー蓄積素子における蓄積・放出エネルギーを除
き一段の電力変換回路を通過させるだけで出力に供給で
き、入力高力率と出力交流周波数リプル低減を実現でき
るため、小形・高効率で高力率な交流入力電源装置を構
成することができる。
ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるトランスに第二の出力巻
線を設け、この第二の出力巻線に接続された第二のスイ
ッチング部と、この第二のスイッチング部に接続された
エネルギー蓄積素子と、このエネルギー蓄積素子を入力
とし前記ＡＣ／ＤＣコンバータと出力を共通とするＤＣ
／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力
電圧が一定となるように前記第二のスイッチング部およ
び前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子
を制御し、前記エネルギー蓄積素子の蓄積エネルギーと
放出エネルギーが入力交流周期の１サイクルにおいて等
しくなるように前記ＡＣ／ＤＣコンバータにおける第一
のスイッチング部を制御する制御回路とを備えたので、
エネルギー蓄積素子における蓄積・放出エネルギーを除
き一段の電力変換回路を通過させるだけで出力に供給で
き、入力高力率と出力交流周波数リプル低減を実現でき
るため、小形・高効率で高力率な交流入力電源装置を構
成することができる。
【図１】本発明における第一の実施例を示す回路構成図
である。
である。
【図２】図１の実施例に関わるスイッチング素子の駆動
電圧波形の一例を示す図である。
電圧波形の一例を示す図である。
【図３】本発明における第二の実施例を示す回路構成図
である。
である。
【図４】本発明における入力電圧・電流波形ならびに入
力電力，出力電力およびエネルギー蓄積素子における蓄
積・放出エネルギーの関係を示す図である。
力電力，出力電力およびエネルギー蓄積素子における蓄
積・放出エネルギーの関係を示す図である。
【図５】入力高力率と出力交流周波数リプル低減を実現
する従来の交流入力電源装置の構成を示すブロック図で
ある。
する従来の交流入力電源装置の構成を示すブロック図で
ある。
１ 交流入力源 ２ 整流回路 ３ 第一のスイッチング部 ３１ スイッチング素子 ３２ インダクタ ３３ コンデンサ ４ トランス ４１ 入力巻線 ４２ 第一の出力巻線 ４３ 第二の出力巻線 ５ 整流・平滑回路 ５１ ダイオード ５２ 出力コンデンサ ６ 端子部 ６１ 出力端子 ６２ 出力端子 ７ 第二のスイッチング部 ７１ スイッチング素子 ８ コンデンサ ９ ＤＣ／ＤＣコンバータ ９１ インダクタ ９２ スイッチング素子 ９３ ダイオード １０ 制御回路 １０１ コンデンサ電圧制御部 １０２ 出力電圧制御部
Claims (1)
- 【請求項１】 交流入力源に接続される第一のスイッチ
ング部と、 この第一のスイッチング部に接続された入力巻線と第一
の出力巻線を有するトランスと、 前記第一の出力巻線に接続された整流・平滑回路とによ
り構成されたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスに設けられた第二の出力巻線と、 この第二の出力巻線に接続された第二のスイッチング部
と、 この第二のスイッチング部に接続されたエネルギー蓄積
素子と、 このエネルギー蓄積素子を入力とし前記ＡＣ／ＤＣコン
バータと出力を共通とするＤＣ／ＤＣコンバータと、 前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定となるよう
に前記第二のスイッチング部および前記ＤＣ／ＤＣコン
バータにおけるスイッチング素子を制御し、前記エネル
ギー蓄積素子の蓄積エネルギーと放出エネルギーが入力
交流周期の１サイクルにおいて等しくなるように前記第
一のスイッチング部におけるスイッチング素子を制御す
る制御回路と、を有することを特徴とする交流入力電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17586395A JPH0928078A (ja) | 1995-07-12 | 1995-07-12 | 交流入力電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17586395A JPH0928078A (ja) | 1995-07-12 | 1995-07-12 | 交流入力電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0928078A true JPH0928078A (ja) | 1997-01-28 |
Family
ID=16003526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17586395A Pending JPH0928078A (ja) | 1995-07-12 | 1995-07-12 | 交流入力電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0928078A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10207752A1 (de) * | 2002-02-23 | 2003-09-04 | Thomson Brandt Gmbh | Stromversorgung mit einem Schaltnetzteil |
| JP2007244149A (ja) * | 2006-03-10 | 2007-09-20 | Omron Corp | ピーク負荷対応スイッチング電源およびそのピーク負荷対応方法 |
| JP2009528812A (ja) * | 2006-02-28 | 2009-08-06 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 誘導結合電力伝達システム用単相電源 |
| JP2017221101A (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 力率補正付き電源および出力参照型エネルギー蓄積器 |
-
1995
- 1995-07-12 JP JP17586395A patent/JPH0928078A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10207752A1 (de) * | 2002-02-23 | 2003-09-04 | Thomson Brandt Gmbh | Stromversorgung mit einem Schaltnetzteil |
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| US8953340B2 (en) | 2006-02-28 | 2015-02-10 | Auckland Uniservices Limited | Single phase power supply for inductively coupled power transfer systems |
| JP2007244149A (ja) * | 2006-03-10 | 2007-09-20 | Omron Corp | ピーク負荷対応スイッチング電源およびそのピーク負荷対応方法 |
| JP4595842B2 (ja) * | 2006-03-10 | 2010-12-08 | オムロン株式会社 | ピーク負荷対応スイッチング電源およびそのピーク負荷対応方法 |
| JP2017221101A (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 力率補正付き電源および出力参照型エネルギー蓄積器 |
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