JP3409582B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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Description
荷に供給する電源装置に於いて、簡単な構成で入力電流
高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるものとし
て、その電源部にDC−DCコンバータ装置を用いた回
路方式はよく知られている。(第1従来例)また、特開
平1−120797号公報にて既に提案されているよう
な、インバータ回路部を構成するスイッチング素子とは
別のスイッチング素子を用いてインバータ回路の共振回
路動作の一部を強制的に交流電源部に流すようにして、
入力電流高調波歪みを改善し、力率を向上可能である回
路方式が提案されている。(第2従来例)しかし前記2
つの回路方式においては、インバータ回路部を構成する
スイッチング素子とは別のスイッチング素子を用いて入
力電流高調波歪みを改善させるもので、回路構成が複雑
になり、装置の大型化、コストアップを招いてしまう、
という第1の問題点が発生する。
ッチング素子とは別のスイッチング素子を用いずに、イ
ンバータ回路部での共振動作のみで入力電流高調波歪み
を改善する回路方式についても既に提案されており、特
開平5ー38161号公報に示されている方式もその1
つである。ここで、この種の回路図を図6に示す。(第
3従来例) 本回路方式は、整流器DBと平滑コンデンサCoとの間
に接続されたコンデンサC5の両端電圧Vc5、平滑コ
ンデンサCoの両端電圧Vdc、交流電源ACを整流器
DBで全波整流して得られる脈流直流電圧VDBの3つ
の電圧間の関係と、スイッチング素子Q1,Q2からな
るインバータ回路の高周波動作とにより、整流器DBか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
本回路方式では、コンデンサC5の充放電が入力電流高
調波歪みを改善するのに大きく関与する。なお、コンデ
ンサC5と並列にダイオードD4が並列接続され、整流
器DBの負の出力端子及びスイッチング素子Q1,Q2
の接続点の間にはインバータ負荷が接続されており、イ
ンバータ負荷を介して整流器DBの出力端に前記インバ
ータ回路の高周波出力の一部が帰還される。また、イン
バータ負荷は、コンデンサC3,放電灯La1,インダ
クタンス素子L2からなる直列接続と、放電灯La1の
両端に並列接続されたコンデンサC4とから構成され、
コンデンサC5はインピーダンス要素を構成し、平滑コ
ンデンサCoで整流器DBの出力を直流電圧に平滑する
電源回路を構成する。
オフの1周期の間に、図7〜図12で示す様な6つの回
路動作モードが存在する。この回路動作モードを脈流直
流電圧VDBの山部及び谷部に於いてそのスイッチング
素子の動作比率を変えながら、ある回路動作モードにお
いて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を行
う。
いて簡単に説明する。先ず、スイッチング素子Q1オ
ン、スイッチング素子Q2オフすると、平滑コンデンサ
Coを電源として、図7に示す様な共振電流I2が、平
滑コンデンサCo→スイッチング素子Q1→インダクタ
ンス素子L2→コンデンサC4,放電灯La1→コンデ
ンサC3→コンデンサC5→平滑コンデンサCoの経路
で流れ、コンデンサC5を充電する。そして、コンデン
サC5の充電電圧Vc5と整流器DBの出力電圧である
脈流直流電圧VDBとの総和が、平滑コンデンサCoの
両端電圧Vdcより高くなると、図8に示す様な入力電
流I3が、交流電源AC→整流器DB→スイッチング素
子Q1→インダクタンス素子L2→コンデンサC4,放
電灯La1→コンデンサC3→整流器DB→交流電源A
Cの経路で流れ、共振動作を継続する。次に、スイッチ
ング素子Q1オフ、スイッチング素子Q2オンすると、
共振電流が流れ続けようとするために、スイッチング素
子Q2の回生にて、図9に示す様な入力電流I4が、交
流電源AC→整流器DB→平滑コンデンサCo→スイッ
チング素子Q2→インダクタンス素子L2→コンデンサ
C4,放電灯La1→コンデンサC3→整流器DB→交
流電源ACの経路で流れ続け、共振動作を継続する。や
がて、コンデンサC3を電源とする共振動作にて、図1
0に示す様な共振電流I5が、コンデンサC3→コンデ
ンサC4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→ス
イッチング素子Q2→コンデンサC5→コンデンサC3
の経路で流れ、コンデンサC5の充電電荷を放電する。
コンデンサC5の電荷がなくなると、図11に示す様な
共振電流I6が、コンデンサC3→コンデンサC4,放
電灯La1→インダクタンス素子L2→スイッチング素
子Q2→ダイオードD4→コンデンサC3の経路で流れ
る。そして、スイッチング素子Q1オン、スイッチング
素子Q2オフすると、共振電流が流れ続けようとするた
めに、スイッチング素子Q1の回生にて、図12に示す
様な共振電流I7が、コンデンサC3→コンデンサC
4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→スイッチ
ング素子Q1→平滑コンデンサCo→ダイオードD4→
コンデンサC3の経路で流れ続け、共振動作を継続す
る。以上の動作を繰り返す。
サC5の充放電が、整流器DBの出力端子からの入力電
流波形に大きく関与することが解る。つまり、コンデン
サC5がすぐに充電されると、整流器DBから入力され
る高周波電流が増加して入力電流が台形波状の電流波形
となる。一方、コンデンサC5の充放電が遅ければ、整
流器DBから流れ込む高周波電流の期間が短くなって入
力電流が休止のある電流波形となる。
灯以上の放電灯を点灯させる場合、コンデンサC3〜C
5,放電灯La1,インダクタンス素子L2にて構成さ
れる共振回路を複数設ける回路方式があり、3灯の放電
灯を点灯させる場合の回路図を図13に示す。(第4従
来例) 図6に示した第3従来例と異なる点は、コンデンサC
4,C5,放電灯La1,インダクタンス素子L2,ダ
イオードD4の代わりに、コンデンサC3の他端及びス
イッチング素子Q2のソース端子間に並列接続されたイ
ンダクタンス素子L2n,コンデンサC4n,放電灯L
a1n,コンデンサC5nからなる共振回路と、コンデ
ンサC5nの両端に並列接続されたダイオードD4n
と、整流器DBの負の出力端子及びコンデンサC5n間
に接続されたダイオードD1nとを設けて3灯を並列点
灯する様に構成したものであり、その他の第3従来例と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。なお、コンデンサC3はスイッチング素子Q1,Q
2の接点及びインダクタンス素子L2n間に設けると共
に、図13に示す回路ではn=1,2,3とした。
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、入力電流高調波歪みに関しても、放電灯1
灯を外すことにより入力電流高調波歪み改善に大きく関
与するコンデンサC5nも同時に開放されるので、放電
灯の数に関わらず入力電流高調波歪みを低減できる。
は、以下に示す様な第2の問題点が生じてしまう。上記
第3、第4従来例では、入力電流波形は負荷回路に流れ
る電流の影響を受ける。つまり、負荷回路に流れる電流
が少ない場合は、平滑コンデンサCoの両端電圧Vdc
が交流電源ACのピーク電圧よりも小さくなり、交流電
源ACから平滑コンデンサCoへ直接に多くの充電電流
が流れ込むので、入力電流波形歪が悪くなってしまう。
また、平滑コンデンサCoの両端電圧Vdcがほとんど
昇圧されないので、負荷回路へ十分な電圧供給が行われ
なくなってしまう。
図14の回路図に示すようなものがある。(第5従来
例)図6に示した第3従来例と異なる点は、コンデンサ
C3,C5を介してスイッチング素子Q2の両端に昇圧
トランスT1の1次巻線n1を接続し、昇圧トランスT
1の2次巻線n2の両端にインダクタンス素子L2とコ
ンデンサC4及び放電灯La1の並列回路との直列回路
を並列接続したことであり、その他の第3従来例と同一
構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、本従来例では、スイッチング素子Q1,Q2の各々
の両端にダイオードD1、D2が逆並列接続されてい
る。
スT1の1次巻線n1には昇圧トランスT1の2次巻線
n2に流れる2次電流、つまり負荷電流の巻数比倍の1
次電流が流れ、図8及び図9に示す様なモードにおける
入力電流Iinが、昇圧トランスT1の巻数比倍に増加
し、より多くの入力電力を得ることが可能となる。昇圧
トランスT1の巻数比を調整することにより、平滑コン
デンサCoの両端電圧Vdcを所定の電圧に設定するこ
とが可能となり、更に、昇圧トランスT1の2次巻線n
2に昇圧トランスT1の1次巻線n1の両端電圧を巻数
比倍に昇圧した電圧を得ることができる。
2灯以上の放電灯を点灯させる場合、コンデンサC3を
介してスイッチング素子Q2の両端に複数の昇圧トラン
スの1次巻線を並列接続し、各々の昇圧トランスの2次
巻線の両端に放電灯を並列接続する回路方式があり、2
灯の放電灯を点灯させる場合の回路図を図15に示す。
(第6従来例) 図14に示した第5従来例と異なる点は、昇圧トランス
T1及びコンデンサC5の直列接続の両端に、昇圧トラ
ンスT2の1次巻線n1及びコンデンサC7からなる直
列接続を並列接続し、入力電流高調波歪み改善に大きく
関わるコンデンサC7の両端にダイオードD5を並列接
続し、整流器DBの負の出力端子と昇圧トランスT1の
1次巻線n1及びコンデンサC5の接点との間に順方向
にダイオードD6を挿入し、ダイオードD6のカソード
端子側とコンデンサC7との間に順方向にダイオードD
7を挿入すると共に、昇圧トランスT2の2次巻線n2
の両端にインダクタンス素子L3と放電灯La2との直
列回路を並列接続し、放電灯La2の非電源側端子間に
コンデンサC6を並列接続して、2灯を並列点灯する様
に構成したものであり、その他の第5従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、コンデンサC5とコンデンサC7との各々
の両端電圧は、昇圧トランスT1の2次巻線n2及び昇
圧トランスT2の2次巻線n2に流れる2次電流つまり
負荷電流によって決定され、お互いに影響を及ぼしあう
ことはない。よって、例え数灯を外しても、他の放電灯
は正常点灯を維持できると共に、放電灯の数に関わらず
入力電流高調波歪みを低減できる。更に、この回路方式
では、昇圧トランスを用いているので高ワットの放電灯
を用いることもできる。
例に於いては、放電灯の灯数に応じて昇圧トランスが必
要となる為、更に、入力電流高調波歪み改善に大きく関
与するコンデンサC5,C7のそれぞれにダイオードD
4,D5が並列接続され、高周波電流力ット用ダイオ−
ド(以下、ダイオードと呼ぶ。)D6,D7もそれぞれ
設けられているために回路構成が複雑になり、コストア
ップを招いてしまう。なお、ダイオードD6,D7は、
放電灯を1灯外した際に、外した放電灯側の入力電流高
調波歪み改善コンデンサ(以下、コンデンサと呼ぶ。)
C5、C7による他の放電灯に対する影響を排除する為
に、他の放電灯側の共振回路から切り離す様な構成に設
けられている。
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、負荷に高電圧を供給可能で、特に負荷が放電灯であ
る場合に多灯点灯が可能で、且つ少なくとも1灯の放電
灯を外した場合でも他の放電灯が安定点灯可能で、入力
電流高調波歪みを改善可能で、小型化可能な電源装置を
低コストで提供することである。
めに、請求項1記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、前記整流器の出力端子間に接続される平滑
コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧を高周波
電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路
の出力に一端が接続された1次巻線と、負荷とインピー
ダンス要素とを有する複数の直列回路が両端に並列接続
された2次巻線とを有し、前記インバータ回路の高周波
電圧を変圧して前記負荷に供給するトランスと、各々の
前記インピーダンス要素の両端に並列接続されたダイオ
ードとを有し、前記インピーダンス要素と前記ダイオー
ドとからなる並列回路が前記整流器の出力端子と前記平
滑コンデンサとの間に介在し、前記1次巻線の他端が前
記並列回路と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され
ていることを特徴とする。
スは複数の2次巻線を有すると共に、前記負荷とインピ
ーダンス要素とを有する複数の直列回路の各々を、各々
の前記2次巻線の両端に並列接続されていることを特徴
とする。
ーダンス要素は、コンデンサであることを特徴とする。
スは、昇圧トランスであることを特徴とする。
スは、リーケージトランスであることを特徴とする。
は、放電灯を含み構成されるものであることを特徴とす
る。
図を図1に示す。
1つの昇圧トランスT1の2次側に、インダクタンス素
子と負荷である放電灯と入力電流高調波歪みの改善に大
きく関与するコンデンサとからなる直列回路を、複数
個、並列接続すると共に、入力電流高調波歪みの改善に
大きく関与するコンデンサを昇圧トランスT1の1次側
にも接続したことであり、その他の第6従来例と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、図1には、2灯の放電灯を点灯させる場合の回路図
を示す。
る点は、1つの昇圧トランスT1の2次側に、インダク
タンス素子L2と放電灯La1とコンデンサC5とから
なる直列回路と、インダクタンス素子L3と放電灯La
2とコンデンサC7とからなる直列回路とを並列接続
し、C5及びコンデンサC7と昇圧トランスT1の2次
巻線n2との接点を、昇圧トランスT1とスイッチング
素子Q2のソース側端子との接点に接続している点であ
る。なお、図15の回路図に示すスイッチング素子Q
1,Q2、ダイオードD1,D2の代わりに、ボディダ
イオードを有する電解効果トランジスタ(以下、スイッ
チング素子と呼ぶ。)Q1,Q2を用いている。
灯La1においては、インダクタンス素子L2と放電灯
La1のフィラメントf11とコンデンサC4と放電灯
La1のフィラメントf12とコンデンサC5とが互い
に直列接続されているので、放電灯La1が外されたと
きに、その放電灯La1を点灯させるための、インダク
タンス素子L2とコンデンサC4とから少なくとも構成
される共振回路と、コンデンサC5及びコンデンサC7
とを回路的に切り離すことが可能となる。つまりコンデ
ンサC5の両端には電圧が発生しなくなり、コンデンサ
C7はなんら影響を受けずに入力電流高潮波歪みの低減
に大きく関与することができる。
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、入力電流高調波歪みに関しても、放電灯1
灯を外すことによりその放電灯側の入力電流高調波歪み
改善に大きく関与するコンデンサも同時に開放されるの
で、放電灯の数に関わらず入力電流高調波歪みを低減で
きる。
の形態の回路図を図2に示す。
は、放電灯La1,La2を、スイッチング素子Q1と
スイッチング素子Q2とからなるインバータ回路の高圧
側つまりスイッチング素子Q1側に設ける様に、且つ図
1に示した回路と等価的な回路構成したことであり、そ
の他の第1の実施の形態と同一構成には同一符号を付す
ことにより説明を省略する。
りである。スイッチング素子Q1の両端に、昇圧トラン
スT1の1次巻線n1とコンデンサC3との直列回路を
並列接続し、昇圧トランスT1の2次巻線n2の両端
に、インダクタンス素子L2と放電灯La1とコンデン
サC5とからなる直列回路と、インダクタンス素子L3
と放電灯La2とコンデンサC7とからなる直列回路と
を並列接続し、コンデンサC5及びコンデンサC7と昇
圧トランスT1の2次巻線n2との接点を、昇圧トラン
スT1とスイッチング素子Q1のドレイン側端子との接
点に接続し、コンデンサC5の両端にダイオードD4を
並列接続し、コンデンサC7の両端にダイオードD5を
並列接続し、整流器DBの正の出力端子と昇圧トランス
T1の1次巻線n1及びコンデンサC5の接点との間に
順方向にダイオードD6を挿入し、ダイオードD6のア
ノード端子側とコンデンサC7との間に順方向にダイオ
ードD7を挿入する。
の形態の回路図を図3に示す。
は、放電灯La1を、スイッチング素子Q1とスイッチ
ング素子Q2とからなるインバータ回路の高圧側つまり
スイッチング素子Q1側に設け、放電灯La2を、スイ
ッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とからなるイ
ンバータ回路の低圧側つまりスイッチング素子Q2側に
設ける様に、且つ図1に示した回路と等価的に回路構成
したことであり、その他の第1の実施の形態と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。
りである。スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q
2との接点にカップリングコンデンサ(以下、コンデン
サと呼ぶ。)C31,C32の一端を接続し、コンデン
サC31,C32の各々の他端に昇圧トランスT11の
1次巻線n1と昇圧トランスT12の1次巻線n1との
一端を接続し、昇圧トランスT11の1次巻線n1の他
端を平滑コンデンサCoの高圧側端子に、昇圧トランス
T12の1次巻線n1の他端を平滑コンデンサCoの低
圧側端子に接続している。また、昇圧トランスT11の
2次巻線n2の両端には放電灯La1とコンデンサC5
との直列回路を並列接続し、放電灯La1の非電源側端
子間にコンデンサC4を並列接続し、コンデンサC5の
両端には順方向にダイオードD4を並列接続している。
更に、コンデンサC5は、整流器DBの正の出力端子と
平滑コンデンサCoの高圧側との間に挿入されている。
昇圧トランスT12の2次巻線n2の両端には放電灯L
a2とコンデンサC7との直列回路を並列接続し、放電
灯La2の非電源側端子間にコンデンサC6を並列接続
し、コンデンサC7の両端には順方向にダイオードD5
を並列接続している。更に、コンデンサC7は、整流器
DBの負の出力端子と平滑コンデンサCoの高圧側との
間に挿入されている。
ードD6、D7を省略できたので、更なる小型化が可能
となる。
圧トランスT1,T2,T11,T12の各々にリーケ
ージトランスを用いることにより、それらを、リーケー
ジトランスの2次側に設けられた共振回路での共振イン
ダクタの働きをさせることができる。
の形態の回路図を図4に示す。
は、昇圧トランスT1の代わりに、2つの2次巻線n2
1,n22を有する昇圧トランスT3を用い、2つの2
次巻線n21,n22の各々の両端電圧を放電灯La
1,La2の各々に供給する様に構成し、且つ昇圧トラ
ンスT3にリーケージトランスを用いることによって、
図1に示すインダクタンス素子L2,L3の代わりに、
リーケージトランスが、リーケージトランスの2次側に
設けられた共振回路での共振インダクタの働きをする様
に構成したことであり、その他の第1の実施の形態と同
一構成には同一符号を符すことにより説明を省略する。
の形態の回路図を図5に示す。
は、放電灯La1を、スイッチング素子Q1とスイッチ
ング素子Q2とからなるインバータ回路の高圧側つまり
スイッチング素子Q1側に設け、放電灯La2を、スイ
ッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とからなるイ
ンバータ回路の低圧側つまりスイッチング素子Q2側に
設ける様に、且つ図4に示した回路と等価的に回路構成
したことであり、その他の第1の実施の形態と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。
6,D7を省略できたので、更なる小型化が可能とな
る。
を2灯としたがその他の灯数でもよく、インバータ回路
は他の回路方式を用いてもよく、負荷は放電灯の他のな
んでもよく、また、回路構成は、上記全ての実施の形態
に示した構成以外の、同様の効果を有するものであれば
なんでもよい。
れば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、負荷に高電圧を供給可能で、
特に負荷が放電灯である場合に多灯点灯が可能で、且つ
少なくとも1灯の放電灯を外した場合でも他の放電灯が
安定点灯可能で、入力電流高調波歪みを改善可能で、小
型化可能な電源装置を低コストで提供できる。
る。
る。
る。
る。
る。
図である。
図である。
図である。
路図である。
路図である。
路図である。
る。
る。
る。
Claims (6)
- 【請求項1】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の出力端子間に接続される平滑コンデンサと、前記平
滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するインバ
ータ回路と、前記インバータ回路の出力に一端が接続さ
れた1次巻線と、負荷とインピーダンス要素とを有する
複数の直列回路が両端に並列接続された2次巻線とを有
し、前記インバータ回路の高周波電圧を変圧して前記負
荷に供給するトランスと、各々の前記インピーダンス要
素の両端に並列接続されたダイオードとを有し、前記イ
ンピーダンス要素と前記ダイオードとからなる並列回路
が前記整流器の出力端子と前記平滑コンデンサとの間に
介在し、前記1次巻線の他端が前記並列回路と前記平滑
コンデンサとの接続点に接続されていることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項2】 前記トランスは複数の2次巻線を有する
と共に、前記負荷とインピーダンス要素とを有する複数
の直列回路の各々を、各々の前記2次巻線の両端に並列
接続されていることを特徴とする請求項1に記載の電源
装置。 - 【請求項3】 前記インピーダンス要素は、コンデンサ
であることを特徴とする請求項1または請求項2に記載
の電源装置。 - 【請求項4】 前記トランスは、昇圧トランスであるこ
とを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載
の電源装置。 - 【請求項5】 前記トランスは、リーケージトランスで
あることを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか
に記載の電源装置。 - 【請求項6】 前記負荷は、放電灯を含み構成されるも
のであることを特徴とする請求項1から請求項5のいず
れかに記載の電源装置。
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JPH09322552A JPH09322552A (ja) | 1997-12-12 |
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