JPH0947022A - 直流コンバータ装置 - Google Patents
直流コンバータ装置Info
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- JPH0947022A JPH0947022A JP7192127A JP19212795A JPH0947022A JP H0947022 A JPH0947022 A JP H0947022A JP 7192127 A JP7192127 A JP 7192127A JP 19212795 A JP19212795 A JP 19212795A JP H0947022 A JPH0947022 A JP H0947022A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流コンバータ装置の消費電力を削減して効
率の向上を図る。 【構成】 本発明による直流コンバータ装置では、放電
管５０の点灯前等の負荷インピーダンスが極めて高い状
態のとき、コンデンサ２０の充電作用によりトランス６
の２次巻線６bの略２倍の電圧が高圧出力回路２４から
出力され、放電管５０等の負荷に印加される。また、放
電管５０の点灯時等の負荷インピーダンスが低い状態の
とき、コンデンサ２０の静電容量により高圧出力回路２
４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力
電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧よりも低くな
り、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑回路１
２を通して放電管５０等の負荷に直流電圧が供給され
る。したがって、高圧出力回路２４の出力電圧を抑制す
る直列抵抗が不要となり、直列抵抗の電圧降下による電
力損失が発生しないので、直流コンバータ装置の消費電
力を削減して効率の向上を図ることができる。
率の向上を図る。 【構成】 本発明による直流コンバータ装置では、放電
管５０の点灯前等の負荷インピーダンスが極めて高い状
態のとき、コンデンサ２０の充電作用によりトランス６
の２次巻線６bの略２倍の電圧が高圧出力回路２４から
出力され、放電管５０等の負荷に印加される。また、放
電管５０の点灯時等の負荷インピーダンスが低い状態の
とき、コンデンサ２０の静電容量により高圧出力回路２
４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力
電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧よりも低くな
り、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑回路１
２を通して放電管５０等の負荷に直流電圧が供給され
る。したがって、高圧出力回路２４の出力電圧を抑制す
る直列抵抗が不要となり、直列抵抗の電圧降下による電
力損失が発生しないので、直流コンバータ装置の消費電
力を削減して効率の向上を図ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電管等の点灯時
に高電圧を出力する高圧出力回路を備えた直流コンバー
タ装置に関するものである。
に高電圧を出力する高圧出力回路を備えた直流コンバー
タ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直流コンバータ装置により放電管等を点
灯（アーク放電）させる場合、点灯前に放電管等をコロ
ナ放電させ、１ｋＶ程度の超高圧パルスを印加してアー
ク放電に移行させる。このため、点灯前の略無負荷状態
のときに高電圧を放電管等に印加する高圧出力回路を備
えた直流コンバータ装置が従来から使用されている。例
えば、図１３に示す直流コンバータ装置は、直流電源１
と、直流電源１の両端に直列接続された第１及び第２の
スイッチング素子としての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２、３と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の両
端に直列接続された第１及び第２の電流共振用コンデン
サ４、５と、１次〜３次巻線６a〜６eを有しかつ第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の接続点と第１及び第２
の電流共振用コンデンサ４、５の接続点との間に１次巻
線６aが接続されたトランス６と、第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３にそれぞれ並列接続された第１及び第
２の電圧共振用コンデンサ７、８と、２つの整流用ダイ
オード９、１０及び平滑コンデンサ１１から成りかつト
ランス６の２次巻線６b、６cと出力端子１３、１４との
間に接続された整流平滑回路１２とを備えたハーフブリ
ッジ型共振コンバータにおいて、トランス６の３次巻線
６d、６eと、２つの高圧整流用ダイオード１５、１６
と、平滑コンデンサ１７と、直列抵抗１８とから成りか
つ略無負荷状態のときに高電圧を出力する高圧出力回路
１９を整流平滑回路１２の平滑コンデンサ１１と並列に
接続したものである。また、トランス６は漏洩インダク
タンスを有するリーケージトランスが使用され、３次巻
線６d、６eの巻数は２次巻線６b、６cの巻数に比較して
極めて多い。
灯（アーク放電）させる場合、点灯前に放電管等をコロ
ナ放電させ、１ｋＶ程度の超高圧パルスを印加してアー
ク放電に移行させる。このため、点灯前の略無負荷状態
のときに高電圧を放電管等に印加する高圧出力回路を備
えた直流コンバータ装置が従来から使用されている。例
えば、図１３に示す直流コンバータ装置は、直流電源１
と、直流電源１の両端に直列接続された第１及び第２の
スイッチング素子としての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２、３と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の両
端に直列接続された第１及び第２の電流共振用コンデン
サ４、５と、１次〜３次巻線６a〜６eを有しかつ第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の接続点と第１及び第２
の電流共振用コンデンサ４、５の接続点との間に１次巻
線６aが接続されたトランス６と、第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３にそれぞれ並列接続された第１及び第
２の電圧共振用コンデンサ７、８と、２つの整流用ダイ
オード９、１０及び平滑コンデンサ１１から成りかつト
ランス６の２次巻線６b、６cと出力端子１３、１４との
間に接続された整流平滑回路１２とを備えたハーフブリ
ッジ型共振コンバータにおいて、トランス６の３次巻線
６d、６eと、２つの高圧整流用ダイオード１５、１６
と、平滑コンデンサ１７と、直列抵抗１８とから成りか
つ略無負荷状態のときに高電圧を出力する高圧出力回路
１９を整流平滑回路１２の平滑コンデンサ１１と並列に
接続したものである。また、トランス６は漏洩インダク
タンスを有するリーケージトランスが使用され、３次巻
線６d、６eの巻数は２次巻線６b、６cの巻数に比較して
極めて多い。
【０００３】上記の構成において、第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させることに
より直流電源１の直流電圧を交番的にトランス６の１次
巻線６aに印加すると、１次巻線６aに交流電流が流れ
る。第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態のときは、直流
電源１、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２、トランス６の１次巻
線６a、第２の電流共振用コンデンサ５及び直流電源１
の経路と、第１の電流共振用コンデンサ４、第１のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、トランス６の１次巻線６a及び第１の電流
共振用コンデンサ４の経路で電流が流れる。このとき、
トランス６の漏洩インダクタンスと第１及び第２の電流
共振用コンデンサ４、５との共振作用によりトランス６
の１次巻線６aに共振電流が流れる。第１のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２がオン状態からオフ状態になったときは、トランス
６の１次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデン
サ７、８とにより電圧擬似共振が発生する。また、第２
のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン状態のときは、直流電源１、
第１の電流共振用コンデンサ４、トランス６の１次巻線
６a、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３及び直流電源１の経路と、
第２の電流共振用コンデンサ５、トランス６の１次巻線
６a、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３及び第２の電流共振用コン
デンサ５の経路で電流が流れる。このとき、トランス６
の漏洩インダクタンスと第１及び第２の電流共振用コン
デンサ４、５との共振作用によりトランス６の１次巻線
６aに共振電流が流れる。第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン
状態からオフ状態になったときは、トランス６の１次巻
線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、８と
により電圧擬似共振が発生する。更に、トランス６の１
次巻線６aに流れる交流電流により２次巻線６b、６cに
交流電圧が誘起され、この誘起電圧は２つの整流用ダイ
オード９、１０と平滑コンデンサ１１とから成る整流平
滑回路１２により整流平滑されて出力端子１３、１４間
に直流電源１の直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発
生する。また、トランス６の３次巻線６d、６eには２次
巻線６b、６cの誘起電圧よりも高い交流電圧が誘起され
る。
Ｓ-ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させることに
より直流電源１の直流電圧を交番的にトランス６の１次
巻線６aに印加すると、１次巻線６aに交流電流が流れ
る。第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態のときは、直流
電源１、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２、トランス６の１次巻
線６a、第２の電流共振用コンデンサ５及び直流電源１
の経路と、第１の電流共振用コンデンサ４、第１のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、トランス６の１次巻線６a及び第１の電流
共振用コンデンサ４の経路で電流が流れる。このとき、
トランス６の漏洩インダクタンスと第１及び第２の電流
共振用コンデンサ４、５との共振作用によりトランス６
の１次巻線６aに共振電流が流れる。第１のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２がオン状態からオフ状態になったときは、トランス
６の１次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデン
サ７、８とにより電圧擬似共振が発生する。また、第２
のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン状態のときは、直流電源１、
第１の電流共振用コンデンサ４、トランス６の１次巻線
６a、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３及び直流電源１の経路と、
第２の電流共振用コンデンサ５、トランス６の１次巻線
６a、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３及び第２の電流共振用コン
デンサ５の経路で電流が流れる。このとき、トランス６
の漏洩インダクタンスと第１及び第２の電流共振用コン
デンサ４、５との共振作用によりトランス６の１次巻線
６aに共振電流が流れる。第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン
状態からオフ状態になったときは、トランス６の１次巻
線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、８と
により電圧擬似共振が発生する。更に、トランス６の１
次巻線６aに流れる交流電流により２次巻線６b、６cに
交流電圧が誘起され、この誘起電圧は２つの整流用ダイ
オード９、１０と平滑コンデンサ１１とから成る整流平
滑回路１２により整流平滑されて出力端子１３、１４間
に直流電源１の直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発
生する。また、トランス６の３次巻線６d、６eには２次
巻線６b、６cの誘起電圧よりも高い交流電圧が誘起され
る。
【０００４】ここで、出力端子１３、１４間に負荷とし
て放電管５０を接続した場合、点灯前における放電管５
０はインピーダンスが極めて高いため、放電管５０の点
灯前において略無負荷状態に等しくなり高圧出力回路１
９が作動する。このとき、トランス６の３次巻線６d、
６eに誘起された高圧の交流電圧が２つの高圧整流用ダ
イオード１５、１６及び平滑コンデンサ１７により整流
平滑され、直列抵抗１８を通して出力端子１３、１４間
に高圧の直流電圧が出力される。これにより、放電管５
０がコロナ放電され点灯を開始する。また、放電管５０
の点灯時においては負荷インピーダンスが低くなるた
め、高圧出力回路１９の平滑コンデンサ１７の両端の電
圧が直列抵抗１８により抑制される。したがって、放電
管５０の点灯時はトランス６の２次巻線６b、６cより整
流平滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給さ
れる。
て放電管５０を接続した場合、点灯前における放電管５
０はインピーダンスが極めて高いため、放電管５０の点
灯前において略無負荷状態に等しくなり高圧出力回路１
９が作動する。このとき、トランス６の３次巻線６d、
６eに誘起された高圧の交流電圧が２つの高圧整流用ダ
イオード１５、１６及び平滑コンデンサ１７により整流
平滑され、直列抵抗１８を通して出力端子１３、１４間
に高圧の直流電圧が出力される。これにより、放電管５
０がコロナ放電され点灯を開始する。また、放電管５０
の点灯時においては負荷インピーダンスが低くなるた
め、高圧出力回路１９の平滑コンデンサ１７の両端の電
圧が直列抵抗１８により抑制される。したがって、放電
管５０の点灯時はトランス６の２次巻線６b、６cより整
流平滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給さ
れる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１３に示
す直流コンバータ装置では、放電管５０の点灯時の負荷
インピーダンスが低い状態において、高圧出力回路１９
の平滑コンデンサ１７の両端の電圧、即ち高圧出力回路
１９の高圧出力電圧を直列抵抗１８の電圧降下により抑
制しているため、直列抵抗１８の電圧降下分が電力損失
となる。また、実際には出力端子１３、１４間の電圧を
検出しかつその検出電圧に基づいて第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３のオン・オフ時間を制御することによ
り直流出力電圧を制御する制御回路が設けられる場合が
多い。このため、放電管５０の点灯前の負荷インピーダ
ンスが極めて高い状態においても前記の制御回路及び高
圧出力回路１９に微小な電流が流れ、電力損失が発生す
る。微小な電流ではあるが、トランス６の３次巻線６
d、６eで発生する電圧が極めて高いため、直列抵抗１８
の消費電力が非常に大きくなり、それ故高圧出力回路１
９において相当大きな電力損失が発生する。したがっ
て、直列抵抗１８の電圧降下により消費電力が増大し、
直流コンバータ装置の効率が低下する欠点があった。
す直流コンバータ装置では、放電管５０の点灯時の負荷
インピーダンスが低い状態において、高圧出力回路１９
の平滑コンデンサ１７の両端の電圧、即ち高圧出力回路
１９の高圧出力電圧を直列抵抗１８の電圧降下により抑
制しているため、直列抵抗１８の電圧降下分が電力損失
となる。また、実際には出力端子１３、１４間の電圧を
検出しかつその検出電圧に基づいて第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３のオン・オフ時間を制御することによ
り直流出力電圧を制御する制御回路が設けられる場合が
多い。このため、放電管５０の点灯前の負荷インピーダ
ンスが極めて高い状態においても前記の制御回路及び高
圧出力回路１９に微小な電流が流れ、電力損失が発生す
る。微小な電流ではあるが、トランス６の３次巻線６
d、６eで発生する電圧が極めて高いため、直列抵抗１８
の消費電力が非常に大きくなり、それ故高圧出力回路１
９において相当大きな電力損失が発生する。したがっ
て、直列抵抗１８の電圧降下により消費電力が増大し、
直流コンバータ装置の効率が低下する欠点があった。
【０００６】そこで、本発明は消費電力が少なくかつ高
効率の直流コンバータ装置を提供することを目的とす
る。
効率の直流コンバータ装置を提供することを目的とす
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】「請求項１」に係る発明
の直流コンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つの
スイッチング素子又は複数のスイッチング素子のオン・
オフ動作により断続的又は交番的にトランスの１次巻線
に印加し、該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流
平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは
異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバータ装置に
おいて、前記トランスの１次巻線に対して直列に接続さ
れるコンデンサ及び該コンデンサに接続される整流回路
を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻
線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記
整流平滑回路と並列に接続している。「請求項２」に係
る発明の直流コンバータ装置では、前記スイッチング素
子と並列に共振用コンデンサが接続されている。「請求
項３」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記トラ
ンスの１次巻線と直列に共振用リアクトルが接続されて
いる。
の直流コンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つの
スイッチング素子又は複数のスイッチング素子のオン・
オフ動作により断続的又は交番的にトランスの１次巻線
に印加し、該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流
平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは
異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバータ装置に
おいて、前記トランスの１次巻線に対して直列に接続さ
れるコンデンサ及び該コンデンサに接続される整流回路
を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻
線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記
整流平滑回路と並列に接続している。「請求項２」に係
る発明の直流コンバータ装置では、前記スイッチング素
子と並列に共振用コンデンサが接続されている。「請求
項３」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記トラ
ンスの１次巻線と直列に共振用リアクトルが接続されて
いる。
【０００８】また、「請求項４」に係る発明の直流コン
バータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流平滑回路に
て整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧
の直流出力を取り出す直流コンバータ装置において、前
記トランスの２次巻線に対して直列に接続されるコンデ
ンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しかつ
略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻線の電圧よ
りも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑回
路と並列に接続している。「請求項５」に係る発明の直
流コンバータ装置では、前記スイッチング素子と並列に
共振用コンデンサが接続されている。「請求項６」に係
る発明の直流コンバータ装置では、前記トランスの１次
巻線と直列に共振用リアクトルが接続されている。
バータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流平滑回路に
て整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧
の直流出力を取り出す直流コンバータ装置において、前
記トランスの２次巻線に対して直列に接続されるコンデ
ンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しかつ
略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻線の電圧よ
りも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑回
路と並列に接続している。「請求項５」に係る発明の直
流コンバータ装置では、前記スイッチング素子と並列に
共振用コンデンサが接続されている。「請求項６」に係
る発明の直流コンバータ装置では、前記トランスの１次
巻線と直列に共振用リアクトルが接続されている。
【０００９】また、「請求項７」に係る発明の直流コン
バータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を
整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流電圧
とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバータ装
置において、前記トランスの１次巻線に対して直列に接
続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される整流
回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランスの２
次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を
前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項８」
に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイッチン
グ素子と並列に共振用コンデンサが接続されている。
「請求項９」に係る発明の直流コンバータ装置では、前
記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトルが接続
されている。
バータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を
整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流電圧
とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバータ装
置において、前記トランスの１次巻線に対して直列に接
続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される整流
回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランスの２
次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を
前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項８」
に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイッチン
グ素子と並列に共振用コンデンサが接続されている。
「請求項９」に係る発明の直流コンバータ装置では、前
記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトルが接続
されている。
【００１０】また、「請求項１０」に係る発明の直流コ
ンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、前記トランスの２次巻線に対して直列
に接続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される
整流回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランス
の２次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回
路を前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項
１１」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイ
ッチング素子と並列に共振用コンデンサが接続されてい
る。「請求項１２」に係る発明の直流コンバータ装置で
は、前記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトル
が接続されている。
ンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、前記トランスの２次巻線に対して直列
に接続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される
整流回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランス
の２次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回
路を前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項
１１」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイ
ッチング素子と並列に共振用コンデンサが接続されてい
る。「請求項１２」に係る発明の直流コンバータ装置で
は、前記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトル
が接続されている。
【００１１】また、「請求項１３」に係る発明の直流コ
ンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、前記トランスの３次巻線に対して直列
に接続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される
整流回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランス
の２次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回
路を前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項
１４」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイ
ッチング素子と並列に共振用コンデンサが接続されてい
る。「請求項１５」に係る発明の直流コンバータ装置で
は、前記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトル
が接続されている。
ンバータ装置は、直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、前記トランスの３次巻線に対して直列
に接続されるコンデンサ及び該コンデンサに接続される
整流回路を有しかつ略無負荷状態のときに前記トランス
の２次巻線の電圧よりも高い電圧を出力する高圧出力回
路を前記整流平滑回路と並列に接続している。「請求項
１４」に係る発明の直流コンバータ装置では、前記スイ
ッチング素子と並列に共振用コンデンサが接続されてい
る。「請求項１５」に係る発明の直流コンバータ装置で
は、前記トランスの１次巻線と直列に共振用リアクトル
が接続されている。
【００１２】ここで、放電管の点灯前等の負荷インピー
ダンスが極めて高く略無負荷状態のときは、コンデンサ
の充電作用によりトランスの出力巻線の電圧よりも高い
電圧が高圧出力回路から出力され、放電管等の負荷に印
加される。また、放電管の点灯時等の負荷インピーダン
スが低い状態のときは、コンデンサの静電容量により高
圧出力回路内に流れる電流が制限され、高圧出力回路の
出力電圧がトランスの出力巻線の電圧よりも低くなるた
め、トランスの出力巻線より整流平滑回路を通して放電
管等の負荷に直流電圧が供給される。したがって、負荷
インピーダンスが低いときに高圧出力回路の出力電圧を
抑制する直列抵抗が不要となり、直列抵抗の電圧降下に
よる電力損失が発生しないので、直流コンバータ装置の
消費電力を削減して効率を向上することができる。な
お、高圧出力回路内のコンデンサをトランスの入力巻線
及び出力巻線以外の巻線に対して直列に接続した場合
は、その巻線の巻数により高圧出力回路の出力電圧を調
整できる利点がある。
ダンスが極めて高く略無負荷状態のときは、コンデンサ
の充電作用によりトランスの出力巻線の電圧よりも高い
電圧が高圧出力回路から出力され、放電管等の負荷に印
加される。また、放電管の点灯時等の負荷インピーダン
スが低い状態のときは、コンデンサの静電容量により高
圧出力回路内に流れる電流が制限され、高圧出力回路の
出力電圧がトランスの出力巻線の電圧よりも低くなるた
め、トランスの出力巻線より整流平滑回路を通して放電
管等の負荷に直流電圧が供給される。したがって、負荷
インピーダンスが低いときに高圧出力回路の出力電圧を
抑制する直列抵抗が不要となり、直列抵抗の電圧降下に
よる電力損失が発生しないので、直流コンバータ装置の
消費電力を削減して効率を向上することができる。な
お、高圧出力回路内のコンデンサをトランスの入力巻線
及び出力巻線以外の巻線に対して直列に接続した場合
は、その巻線の巻数により高圧出力回路の出力電圧を調
整できる利点がある。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明による直流コンバー
タ装置の一実施例を図１に基づいて説明する。但し、図
１では図１３に示す箇所と実質的に同一の部分には同一
の符号を付し、その説明を省略する。本実施例の直流コ
ンバータ装置は、図１に示すように、図１３に示す直流
コンバータ装置において高圧出力回路１９の代わりに、
トランス６の２次巻線６bに対して直列に接続されるコ
ンデンサ２０とコンデンサ２０に接続される２つの整流
用ダイオード２１、２２から成る整流回路２３とを有し
かつ略無負荷状態のときにトランス６の２次巻線６bの
電圧とコンデンサ２０の充電電圧との和の電圧を出力す
る高圧出力回路２４を整流平滑回路１２の平滑コンデン
サ１１と並列に接続したものである。したがって、図１
に示すトランス６では３次巻線６d、６eが省略されてい
る。また、高圧出力回路２４及び平滑コンデンサ１１は
半波型の倍電圧整流回路を構成する。その他の構成は、
図１３に示す直流コンバータ装置と同一である。
タ装置の一実施例を図１に基づいて説明する。但し、図
１では図１３に示す箇所と実質的に同一の部分には同一
の符号を付し、その説明を省略する。本実施例の直流コ
ンバータ装置は、図１に示すように、図１３に示す直流
コンバータ装置において高圧出力回路１９の代わりに、
トランス６の２次巻線６bに対して直列に接続されるコ
ンデンサ２０とコンデンサ２０に接続される２つの整流
用ダイオード２１、２２から成る整流回路２３とを有し
かつ略無負荷状態のときにトランス６の２次巻線６bの
電圧とコンデンサ２０の充電電圧との和の電圧を出力す
る高圧出力回路２４を整流平滑回路１２の平滑コンデン
サ１１と並列に接続したものである。したがって、図１
に示すトランス６では３次巻線６d、６eが省略されてい
る。また、高圧出力回路２４及び平滑コンデンサ１１は
半波型の倍電圧整流回路を構成する。その他の構成は、
図１３に示す直流コンバータ装置と同一である。
【００１４】次に、出力端子１３、１４間に負荷として
放電管５０を接続した場合における図１に示す直流コン
バータ装置の動作について説明する。図１に示す直流コ
ンバータ装置のハーフブリッジ型共振コンバータとして
の基本的な動作は先述の図１３に示す直流コンバータ装
置と略同様であるので、説明は省略する。放電管５０の
点灯前は負荷インピーダンスが極めて高く略無負荷状態
である。このとき、トランス６の２次巻線６b、６cの電
圧の負の半周期に２次巻線６bから整流用ダイオード２
２を通してコンデンサ２０が２次巻線６bの電圧の最大
値まで図示の極性で充電される。その後、トランス６の
２次巻線６b、６cの電圧の正の半周期にトランス６の２
次巻線６bの電圧とコンデンサ２０の充電電圧との和の
電圧、即ちトランス６の２次巻線６bの電圧の略２倍の
電圧が整流用ダイオード２１を通して高圧出力回路２４
から出力され、出力端子１３、１４に接続された放電管
５０に印加される。これにより、放電管５０がコロナ放
電され、超高圧パルスが印加されて点灯を開始する。ま
た、放電管５０の点灯時は負荷インピーダンスが低くな
るので、コンデンサ２０の静電容量により高圧出力回路
２４内に流れる電流が制限され、高圧出力回路２４の出
力電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧よりも低くな
る。これにより、トランス６の２次巻線６b、６cから整
流平滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給さ
れる。
放電管５０を接続した場合における図１に示す直流コン
バータ装置の動作について説明する。図１に示す直流コ
ンバータ装置のハーフブリッジ型共振コンバータとして
の基本的な動作は先述の図１３に示す直流コンバータ装
置と略同様であるので、説明は省略する。放電管５０の
点灯前は負荷インピーダンスが極めて高く略無負荷状態
である。このとき、トランス６の２次巻線６b、６cの電
圧の負の半周期に２次巻線６bから整流用ダイオード２
２を通してコンデンサ２０が２次巻線６bの電圧の最大
値まで図示の極性で充電される。その後、トランス６の
２次巻線６b、６cの電圧の正の半周期にトランス６の２
次巻線６bの電圧とコンデンサ２０の充電電圧との和の
電圧、即ちトランス６の２次巻線６bの電圧の略２倍の
電圧が整流用ダイオード２１を通して高圧出力回路２４
から出力され、出力端子１３、１４に接続された放電管
５０に印加される。これにより、放電管５０がコロナ放
電され、超高圧パルスが印加されて点灯を開始する。ま
た、放電管５０の点灯時は負荷インピーダンスが低くな
るので、コンデンサ２０の静電容量により高圧出力回路
２４内に流れる電流が制限され、高圧出力回路２４の出
力電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧よりも低くな
る。これにより、トランス６の２次巻線６b、６cから整
流平滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給さ
れる。
【００１５】本実施例では、放電管５０の点灯前の負荷
インピーダンスが極めて高い状態においてコンデンサ２
０の充電作用によりトランス６の２次巻線６bの電圧の
略２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加
され、放電管５０が点灯を開始する。このため、トラン
ス６に昇圧用の３次巻線を別に設ける必要がなく、トラ
ンス６の巻線構造を簡略化できると共にコンデンサ２０
及び整流用ダイオード２１、２２に耐圧の低いものを使
用できる。また、放電管５０の点灯時は負荷インピーダ
ンスが低くなり、コンデンサ２０の静電容量により高圧
出力回路２４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路
２４の出力電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧より
も低下し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑
回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給される。
したがって、図１３に示す高圧出力回路１９の出力電圧
を抑制する直列抵抗１８が不要となり、直列抵抗１８の
電圧降下による電力損失が発生しない。このため、直流
コンバータ装置の消費電力を削減して効率を向上でき
る。更に、コンデンサ２０の静電容量を適当に選択する
ことにより、高圧出力回路２４からの軽負荷時の取得電
流を調整できる。
インピーダンスが極めて高い状態においてコンデンサ２
０の充電作用によりトランス６の２次巻線６bの電圧の
略２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加
され、放電管５０が点灯を開始する。このため、トラン
ス６に昇圧用の３次巻線を別に設ける必要がなく、トラ
ンス６の巻線構造を簡略化できると共にコンデンサ２０
及び整流用ダイオード２１、２２に耐圧の低いものを使
用できる。また、放電管５０の点灯時は負荷インピーダ
ンスが低くなり、コンデンサ２０の静電容量により高圧
出力回路２４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路
２４の出力電圧がトランス６の２次巻線６bの電圧より
も低下し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑
回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給される。
したがって、図１３に示す高圧出力回路１９の出力電圧
を抑制する直列抵抗１８が不要となり、直列抵抗１８の
電圧降下による電力損失が発生しない。このため、直流
コンバータ装置の消費電力を削減して効率を向上でき
る。更に、コンデンサ２０の静電容量を適当に選択する
ことにより、高圧出力回路２４からの軽負荷時の取得電
流を調整できる。
【００１６】図１に示す実施例の直流コンバータ装置は
変更が可能である。例えば図２に示す実施例の直流コン
バータ装置は、図１に示す回路において、第１及び第２
の電流共振用コンデンサ４、５と第１及び第２の電圧共
振用コンデンサ７、８の代わりに第１及び第２のＭＯＳ
-ＦＥＴ２、３の両端に第１及び第２のハーフブリッジ
用コンデンサ２５、２６を直列接続してハーフブリッジ
型の共振コンバータから通常のハーフブリッジ型コンバ
ータに変更し、整流平滑回路１２の整流用ダイオード
９、１０と平滑コンデンサ１１との間にチョークコイル
２７を接続し、高圧出力回路２４のコンデンサ２０をト
ランス６の一方の２次巻線６bに対して直列に接続する
代わりに他方の２次巻線６cに対して直列に接続したも
のである。図２に示す回路の動作は、図１に示すトラン
ス６の１次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデ
ンサ７、８とによる電圧擬似共振作用がない点を除けば
図１に示す回路の動作と略同様である。したがって、図
２に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図１
に示す実施例と略同様の効果が得られる。
変更が可能である。例えば図２に示す実施例の直流コン
バータ装置は、図１に示す回路において、第１及び第２
の電流共振用コンデンサ４、５と第１及び第２の電圧共
振用コンデンサ７、８の代わりに第１及び第２のＭＯＳ
-ＦＥＴ２、３の両端に第１及び第２のハーフブリッジ
用コンデンサ２５、２６を直列接続してハーフブリッジ
型の共振コンバータから通常のハーフブリッジ型コンバ
ータに変更し、整流平滑回路１２の整流用ダイオード
９、１０と平滑コンデンサ１１との間にチョークコイル
２７を接続し、高圧出力回路２４のコンデンサ２０をト
ランス６の一方の２次巻線６bに対して直列に接続する
代わりに他方の２次巻線６cに対して直列に接続したも
のである。図２に示す回路の動作は、図１に示すトラン
ス６の１次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデ
ンサ７、８とによる電圧擬似共振作用がない点を除けば
図１に示す回路の動作と略同様である。したがって、図
２に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図１
に示す実施例と略同様の効果が得られる。
【００１７】また、図３に示す実施例の直流コンバータ
装置は、図２に示す実施例の回路における第１及び第２
のハーフブリッジ用コンデンサ２５、２６を第３及び第
４のＭＯＳ-ＦＥＴ２８、２９に変更してハーフブリッ
ジ型コンバータからフルブリッジ型コンバータに変更し
たものである。図３に示す回路の動作は、第１及び第４
のＭＯＳ-ＦＥＴ２、２９と第２及び第３のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ３、２８とを交互にオン・オフ動作させる点を除けば
図２に示す回路の動作と略同様である。したがって、図
３に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図１
に示す実施例と略同様の効果が得られる。
装置は、図２に示す実施例の回路における第１及び第２
のハーフブリッジ用コンデンサ２５、２６を第３及び第
４のＭＯＳ-ＦＥＴ２８、２９に変更してハーフブリッ
ジ型コンバータからフルブリッジ型コンバータに変更し
たものである。図３に示す回路の動作は、第１及び第４
のＭＯＳ-ＦＥＴ２、２９と第２及び第３のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ３、２８とを交互にオン・オフ動作させる点を除けば
図２に示す回路の動作と略同様である。したがって、図
３に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図１
に示す実施例と略同様の効果が得られる。
【００１８】また、図４に示す実施例の直流コンバータ
装置は、図２に示す実施例の回路において、トランス６
を１次巻線３０a、３０b及び２次巻線３０c、３０dを有
するトランス３０に変更し、一方の１次巻線３０a及び
第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２を直流電源１に対して直列に接
続し、他方の１次巻線３０b及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３
を直流電源１に対して直列に接続してハーフブリッジ型
コンバータからセンタータップ型プッシュプルコンバー
タに変更したものである。図４に示す回路の動作は、第
１及び第２のＭＯＳＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動
作させることにより、直流電源１の直流電圧がトランス
３０の１次巻線３０a、３０bにそれぞれ互いに逆極性で
印加され、１次巻線３０a、３０bの両端に交流電圧が発
生する。この交流電圧により２次巻線３０c、３０dの両
端に交流電圧が誘起され、更にこの誘起電圧は整流平滑
回路１２により整流平滑されて出力端子１３、１４間に
直流電源１の直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発生
する。また、出力端子１３、１４間に放電管５０を負荷
として接続した場合の図４に示す回路の動作は図２に示
す回路の動作と略同様である。したがって、図４に示す
実施例の直流コンバータ装置においても、図１に示す実
施例と略同様の効果が得られる。
装置は、図２に示す実施例の回路において、トランス６
を１次巻線３０a、３０b及び２次巻線３０c、３０dを有
するトランス３０に変更し、一方の１次巻線３０a及び
第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２を直流電源１に対して直列に接
続し、他方の１次巻線３０b及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ３
を直流電源１に対して直列に接続してハーフブリッジ型
コンバータからセンタータップ型プッシュプルコンバー
タに変更したものである。図４に示す回路の動作は、第
１及び第２のＭＯＳＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動
作させることにより、直流電源１の直流電圧がトランス
３０の１次巻線３０a、３０bにそれぞれ互いに逆極性で
印加され、１次巻線３０a、３０bの両端に交流電圧が発
生する。この交流電圧により２次巻線３０c、３０dの両
端に交流電圧が誘起され、更にこの誘起電圧は整流平滑
回路１２により整流平滑されて出力端子１３、１４間に
直流電源１の直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発生
する。また、出力端子１３、１４間に放電管５０を負荷
として接続した場合の図４に示す回路の動作は図２に示
す回路の動作と略同様である。したがって、図４に示す
実施例の直流コンバータ装置においても、図１に示す実
施例と略同様の効果が得られる。
【００１９】図５に本発明の直流コンバータ装置の第１
の変更実施例を示す。即ち、図５に示す実施例の回路
は、図１に示す回路において、第１の電流共振用コンデ
ンサ４を省略してハーフブリッジ型共振コンバータから
変形ハーフブリッジ型共振コンバータに変更し、トラン
ス６に３次巻線６dを追加して高圧出力回路２４のコン
デンサ２０を３次巻線６dに対して直列に接続したもの
である。図５に示す回路の動作は、第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させると、ト
ランス６内の漏洩インダクタンスと第２の電流共振用コ
ンデンサ５との共振作用によりトランス６の１次巻線６
aに正弦波状の共振電流が流れる。第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３のターンオフ時には、トランス６の１
次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、
８とが電圧共振して第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
３の両端に正弦波状の共振電圧が発生する。トランス６
の１次巻線６aに流れる電流により２次巻線６b、６cに
電圧が誘起され、この誘起電圧は整流平滑回路１２によ
り整流平滑されて出力端子１３、１４間に直流電源１の
直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発生する。これと
同時に、トランス６の３次巻線６dにも電圧が誘起され
る。ここで、出力端子１３、１４間に負荷として放電管
５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ
２０の充電作用により、トランス６の３次巻線６dの電
圧の略２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に
印加される。このとき、超高圧パルスが放電管５０に印
加されることによって放電管５０が点灯を開始する。ま
た、放電管５０の点灯時はコンデンサ２０により高圧出
力回路２４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２
４の出力電圧がトランス６の２次巻線６b、６cの電圧よ
りも低下し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平
滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給され
る。したがって、図５に示す実施例の直流コンバータ装
置においても、図１に示す実施例と同様に直流コンバー
タ装置の消費電力を削減して効率を向上できる。なお、
図５に示す実施例の回路においてはトランス６の３次巻
線６dの巻数により高圧出力回路２４の出力電圧を調整
できる利点がある。
の変更実施例を示す。即ち、図５に示す実施例の回路
は、図１に示す回路において、第１の電流共振用コンデ
ンサ４を省略してハーフブリッジ型共振コンバータから
変形ハーフブリッジ型共振コンバータに変更し、トラン
ス６に３次巻線６dを追加して高圧出力回路２４のコン
デンサ２０を３次巻線６dに対して直列に接続したもの
である。図５に示す回路の動作は、第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させると、ト
ランス６内の漏洩インダクタンスと第２の電流共振用コ
ンデンサ５との共振作用によりトランス６の１次巻線６
aに正弦波状の共振電流が流れる。第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３のターンオフ時には、トランス６の１
次巻線６aと第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、
８とが電圧共振して第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、
３の両端に正弦波状の共振電圧が発生する。トランス６
の１次巻線６aに流れる電流により２次巻線６b、６cに
電圧が誘起され、この誘起電圧は整流平滑回路１２によ
り整流平滑されて出力端子１３、１４間に直流電源１の
直流電圧とは異なる電圧の直流出力が発生する。これと
同時に、トランス６の３次巻線６dにも電圧が誘起され
る。ここで、出力端子１３、１４間に負荷として放電管
５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ
２０の充電作用により、トランス６の３次巻線６dの電
圧の略２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に
印加される。このとき、超高圧パルスが放電管５０に印
加されることによって放電管５０が点灯を開始する。ま
た、放電管５０の点灯時はコンデンサ２０により高圧出
力回路２４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２
４の出力電圧がトランス６の２次巻線６b、６cの電圧よ
りも低下し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平
滑回路１２を通して放電管５０に直流電圧が供給され
る。したがって、図５に示す実施例の直流コンバータ装
置においても、図１に示す実施例と同様に直流コンバー
タ装置の消費電力を削減して効率を向上できる。なお、
図５に示す実施例の回路においてはトランス６の３次巻
線６dの巻数により高圧出力回路２４の出力電圧を調整
できる利点がある。
【００２０】図５に示す実施例の直流コンバータ装置は
更に変更が可能である。例えば図６に示す実施例の直流
コンバータ装置は、図５に示す回路において、第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の寄生容量（図６の破線部
分）を用いて第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、
８を省略し、トランス６の１次巻線６a及び第２の電流
共振用コンデンサ５の接続点と直流電源１及び第１のＭ
ＯＳ-ＦＥＴ２の接続点との間に第１の電流共振用コン
デンサ４を接続し、高圧出力回路２４の整流回路２３を
構成する２つの整流用ダイオード２１、２２を４つの整
流用ダイオードから成るブリッジ整流回路３１に変更し
たものである。即ち、図６に示す直流コンバータ装置の
主回路方式は図１に示す直流コンバータ装置の主回路方
式と略同様であり、ハーフブリッジ型共振コンバータを
構成する。よって、図６に示す直流コンバータ装置のハ
ーフブリッジ型共振コンバータとしての基本的な動作は
図１に示す直流コンバータ装置と略同様である。また、
出力端子１３、１４間に負荷として放電管５０を接続し
た場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ２０の充電電
圧とトランス６の３次巻線６dとの和の電圧が高圧出力
回路２４から放電管５０に印加される。このとき、超高
圧パルスが放電管５０に印加されることによって放電管
５０が点灯を開始する。また、放電管５０の点灯時はコ
ンデンサ２０により高圧出力回路２４内に流れる電流が
制限されて高圧出力回路２４の出力電圧がトランス６の
２次巻線６b、６cの電圧よりも低下し、トランス６の２
次巻線６b、６cより整流平滑回路１２を通して放電管５
０に直流電圧が供給される。したがって、図６に示す実
施例の直流コンバータ装置においても、図５に示す実施
例と略同様の効果が得られる。
更に変更が可能である。例えば図６に示す実施例の直流
コンバータ装置は、図５に示す回路において、第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の寄生容量（図６の破線部
分）を用いて第１及び第２の電圧共振用コンデンサ７、
８を省略し、トランス６の１次巻線６a及び第２の電流
共振用コンデンサ５の接続点と直流電源１及び第１のＭ
ＯＳ-ＦＥＴ２の接続点との間に第１の電流共振用コン
デンサ４を接続し、高圧出力回路２４の整流回路２３を
構成する２つの整流用ダイオード２１、２２を４つの整
流用ダイオードから成るブリッジ整流回路３１に変更し
たものである。即ち、図６に示す直流コンバータ装置の
主回路方式は図１に示す直流コンバータ装置の主回路方
式と略同様であり、ハーフブリッジ型共振コンバータを
構成する。よって、図６に示す直流コンバータ装置のハ
ーフブリッジ型共振コンバータとしての基本的な動作は
図１に示す直流コンバータ装置と略同様である。また、
出力端子１３、１４間に負荷として放電管５０を接続し
た場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ２０の充電電
圧とトランス６の３次巻線６dとの和の電圧が高圧出力
回路２４から放電管５０に印加される。このとき、超高
圧パルスが放電管５０に印加されることによって放電管
５０が点灯を開始する。また、放電管５０の点灯時はコ
ンデンサ２０により高圧出力回路２４内に流れる電流が
制限されて高圧出力回路２４の出力電圧がトランス６の
２次巻線６b、６cの電圧よりも低下し、トランス６の２
次巻線６b、６cより整流平滑回路１２を通して放電管５
０に直流電圧が供給される。したがって、図６に示す実
施例の直流コンバータ装置においても、図５に示す実施
例と略同様の効果が得られる。
【００２１】また、図７に示す実施例の直流コンバータ
装置は、図５に示す回路において、トランス６の１次巻
線６a及び第２の電流共振用コンデンサ５の接続点と直
流電源１及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２の接続点との間に
第１の電流共振用コンデンサ４を接続し、トランス６の
１次巻線６aと直列に電流共振用リアクトル３２を接続
し、高圧出力回路２４を構成するコンデンサ２０及び２
つの整流用ダイオード２１、２２を２つの整流用ダイオ
ード２１、２２及び２つのコンデンサ３４、３５から成
るハーフブリッジ型倍電圧整流回路３３に変更したもの
である。図７に示す直流コンバータ装置のハーフブリッ
ジ型共振コンバータとしての基本的な動作は図１に示す
直流コンバータ装置と略同様である。また、出力端子１
３、１４間に負荷として放電管５０を接続した場合、放
電管５０の点灯前はハーフブリッジ型倍電圧整流回路３
３の２つのコンデンサ３４、３５の各々がトランス６の
３次巻線６dの電圧にそれぞれ充電され、トランス６の
３次巻線６dの電圧の２倍の電圧が高圧出力回路２４か
ら放電管５０に印加される。このとき、超高圧パルスが
放電管５０に印加されることによって放電管５０が点灯
を開始する。また、放電管５０の点灯時はハーフブリッ
ジ型倍電圧整流回路３３の２つのコンデンサ３４、３５
により高圧出力回路２４内に流れる電流が制限されて高
圧出力回路２４の出力電圧がトランス６の２次巻線６
b、６cの電圧よりも低下し、トランス６の２次巻線６
b、６cより整流平滑回路１２を通して放電管５０に直流
電圧が供給される。したがって、図７に示す実施例の直
流コンバータ装置においても、図５に示す実施例と略同
様の効果が得られる。更に、図７に示す実施例ではトラ
ンス６に対して電流共振用リアクトル３２を独立して設
けたので、トランス６に特に漏洩インダクタンスを有す
るリーケージトランスを用いる必要がなく、通常のトラ
ンスを使用できる利点がある。
装置は、図５に示す回路において、トランス６の１次巻
線６a及び第２の電流共振用コンデンサ５の接続点と直
流電源１及び第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２の接続点との間に
第１の電流共振用コンデンサ４を接続し、トランス６の
１次巻線６aと直列に電流共振用リアクトル３２を接続
し、高圧出力回路２４を構成するコンデンサ２０及び２
つの整流用ダイオード２１、２２を２つの整流用ダイオ
ード２１、２２及び２つのコンデンサ３４、３５から成
るハーフブリッジ型倍電圧整流回路３３に変更したもの
である。図７に示す直流コンバータ装置のハーフブリッ
ジ型共振コンバータとしての基本的な動作は図１に示す
直流コンバータ装置と略同様である。また、出力端子１
３、１４間に負荷として放電管５０を接続した場合、放
電管５０の点灯前はハーフブリッジ型倍電圧整流回路３
３の２つのコンデンサ３４、３５の各々がトランス６の
３次巻線６dの電圧にそれぞれ充電され、トランス６の
３次巻線６dの電圧の２倍の電圧が高圧出力回路２４か
ら放電管５０に印加される。このとき、超高圧パルスが
放電管５０に印加されることによって放電管５０が点灯
を開始する。また、放電管５０の点灯時はハーフブリッ
ジ型倍電圧整流回路３３の２つのコンデンサ３４、３５
により高圧出力回路２４内に流れる電流が制限されて高
圧出力回路２４の出力電圧がトランス６の２次巻線６
b、６cの電圧よりも低下し、トランス６の２次巻線６
b、６cより整流平滑回路１２を通して放電管５０に直流
電圧が供給される。したがって、図７に示す実施例の直
流コンバータ装置においても、図５に示す実施例と略同
様の効果が得られる。更に、図７に示す実施例ではトラ
ンス６に対して電流共振用リアクトル３２を独立して設
けたので、トランス６に特に漏洩インダクタンスを有す
るリーケージトランスを用いる必要がなく、通常のトラ
ンスを使用できる利点がある。
【００２２】また、図８に示す実施例の直流コンバータ
装置は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２及び１次〜３次巻線３６a〜３
６cを有するトランス３６の１次巻線３６aを直流電源１
に対して直列に接続し、トランス３６の２次巻線３６b
と出力端子１３、１４との間に整流用ダイオード９及び
平滑コンデンサ１１から成る整流平滑回路１２を接続し
て構成されたフライバック型コンバータにおいて、図５
に示す実施例と同様に、トランス３６の３次巻線３６c
と平滑コンデンサ１１との間にコンデンサ２０及び２つ
のダイオード２１、２２から成る高圧出力回路２４を設
けたものである。図８に示す回路の動作は、ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２をオン・オフ動作させることにより直流電源１の
直流電圧が断続的にトランス３６の１次巻線３６aに印
加され、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態にな
るときに２次巻線３６b及び３次巻線３６cに電圧が誘起
される。トランス３６の２次巻線３６bの誘起電圧は整
流用ダイオード９及び平滑コンデンサ１１から成る整流
平滑回路１２により整流平滑され、出力端子１３、１４
間に直流電源１の電圧とは異なる電圧の直流出力が発生
する。ここで、出力端子１３、１４間に負荷として放電
管５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデン
サ２０の充電作用によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ
時にトランス３６の３次巻線３６cの電圧の略２倍の電
圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加される。こ
のとき、超高圧パルスが放電管５０に印加されることに
よって放電管５０が点灯を開始する。また、放電管５０
の点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２４内に
流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力電圧が
トランス３６の２次巻線３６bの電圧よりも低下し、ト
ランス３６の２次巻線３６bより整流平滑回路１２を通
して放電管５０に直流電圧が供給される。したがって、
図８に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図
５に示す実施例と略同様の効果が得られる。
装置は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２及び１次〜３次巻線３６a〜３
６cを有するトランス３６の１次巻線３６aを直流電源１
に対して直列に接続し、トランス３６の２次巻線３６b
と出力端子１３、１４との間に整流用ダイオード９及び
平滑コンデンサ１１から成る整流平滑回路１２を接続し
て構成されたフライバック型コンバータにおいて、図５
に示す実施例と同様に、トランス３６の３次巻線３６c
と平滑コンデンサ１１との間にコンデンサ２０及び２つ
のダイオード２１、２２から成る高圧出力回路２４を設
けたものである。図８に示す回路の動作は、ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２をオン・オフ動作させることにより直流電源１の
直流電圧が断続的にトランス３６の１次巻線３６aに印
加され、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態にな
るときに２次巻線３６b及び３次巻線３６cに電圧が誘起
される。トランス３６の２次巻線３６bの誘起電圧は整
流用ダイオード９及び平滑コンデンサ１１から成る整流
平滑回路１２により整流平滑され、出力端子１３、１４
間に直流電源１の電圧とは異なる電圧の直流出力が発生
する。ここで、出力端子１３、１４間に負荷として放電
管５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデン
サ２０の充電作用によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ
時にトランス３６の３次巻線３６cの電圧の略２倍の電
圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加される。こ
のとき、超高圧パルスが放電管５０に印加されることに
よって放電管５０が点灯を開始する。また、放電管５０
の点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２４内に
流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力電圧が
トランス３６の２次巻線３６bの電圧よりも低下し、ト
ランス３６の２次巻線３６bより整流平滑回路１２を通
して放電管５０に直流電圧が供給される。したがって、
図８に示す実施例の直流コンバータ装置においても、図
５に示す実施例と略同様の効果が得られる。
【００２３】また、図９に示す実施例の直流コンバータ
装置は、ダイオード３７及び１次〜３次巻線３８a〜３
８dを有するトランス３８の一方の１次巻線３８aを直流
電源１に対して直列に接続し、トランス３８の他方の１
次巻線３８b及びＭＯＳ-ＦＥＴ２を直流電源１に対して
直列に接続し、トランス３８の２次巻線３８cと出力端
子１３、１４との間に２つの整流用ダイオード９、１０
及びチョークコイル２７及び平滑コンデンサ１１から成
る整流平滑回路１２を接続して構成されたフォワード型
コンバータにおいて、図５に示す実施例と同様に、トラ
ンス３８の３次巻線３８dと平滑コンデンサ１１との間
にコンデンサ２０及び２つのダイオード２１、２２から
成る高圧出力回路２４を設けたものである。図９に示す
回路の動作は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態のときに２
次巻線３６b及び３次巻線３６cに電圧が誘起される点及
び放電管５０の点灯前においてＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン
状態のときにトランス３８の３次巻線３８dの電圧の略
２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加さ
れる点を除けば図８に示す回路の動作と略同様である。
したがって、図９に示す実施例の直流コンバータ装置に
おいても、図５に示す実施例と略同様の効果が得られ
る。
装置は、ダイオード３７及び１次〜３次巻線３８a〜３
８dを有するトランス３８の一方の１次巻線３８aを直流
電源１に対して直列に接続し、トランス３８の他方の１
次巻線３８b及びＭＯＳ-ＦＥＴ２を直流電源１に対して
直列に接続し、トランス３８の２次巻線３８cと出力端
子１３、１４との間に２つの整流用ダイオード９、１０
及びチョークコイル２７及び平滑コンデンサ１１から成
る整流平滑回路１２を接続して構成されたフォワード型
コンバータにおいて、図５に示す実施例と同様に、トラ
ンス３８の３次巻線３８dと平滑コンデンサ１１との間
にコンデンサ２０及び２つのダイオード２１、２２から
成る高圧出力回路２４を設けたものである。図９に示す
回路の動作は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態のときに２
次巻線３６b及び３次巻線３６cに電圧が誘起される点及
び放電管５０の点灯前においてＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン
状態のときにトランス３８の３次巻線３８dの電圧の略
２倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加さ
れる点を除けば図８に示す回路の動作と略同様である。
したがって、図９に示す実施例の直流コンバータ装置に
おいても、図５に示す実施例と略同様の効果が得られ
る。
【００２４】図１０に本発明の直流コンバータ装置の第
２の変更実施例を示す。即ち、図１０に示す実施例の回
路は、図１に示す回路において、高圧出力回路２４のコ
ンデンサ２０をトランス６の２次巻線６bに対して直列
に接続する代わりに高圧出力回路２４のコンデンサ２０
をトランス６の１次巻線６aに対して直列に接続し、ト
ランス６の１次巻線６aと直列に電流共振用リアクトル
３２を接続したものである。したがって、図１０に示す
直流コンバータ装置のハーフブリッジ型共振コンバータ
としての基本的な動作は図１に示す直流コンバータ装置
と略同様である。また、出力端子１３、１４間に負荷と
して放電管５０を接続した場合、放電管５０の点灯前は
コンデンサ２０の充電作用により第１のＭＯＳ-ＦＥＴ
２がオン状態のときにトランス６の１次巻線６aの略２
倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加され
る。このとき、超高圧パルスが放電管５０に印加される
ことによって放電管５０が点灯を開始する。また、放電
管５０の点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２
４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力
電圧がトランス６の２次巻線６b、６cの電圧よりも低下
し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑回路１
２を通して放電管５０に直流電圧が供給される。したが
って、図１０に示す実施例の直流コンバータ装置におい
ても、図１に示す実施例と略同様の効果が得られる。更
に、図１０に示す実施例ではトランス６に対して電流共
振用リアクトル３２を独立して設けたので、トランス６
に特に漏洩インダクタンスを有するリーケージトランス
を用いる必要がなく、通常のトランスを使用できる利点
がある。
２の変更実施例を示す。即ち、図１０に示す実施例の回
路は、図１に示す回路において、高圧出力回路２４のコ
ンデンサ２０をトランス６の２次巻線６bに対して直列
に接続する代わりに高圧出力回路２４のコンデンサ２０
をトランス６の１次巻線６aに対して直列に接続し、ト
ランス６の１次巻線６aと直列に電流共振用リアクトル
３２を接続したものである。したがって、図１０に示す
直流コンバータ装置のハーフブリッジ型共振コンバータ
としての基本的な動作は図１に示す直流コンバータ装置
と略同様である。また、出力端子１３、１４間に負荷と
して放電管５０を接続した場合、放電管５０の点灯前は
コンデンサ２０の充電作用により第１のＭＯＳ-ＦＥＴ
２がオン状態のときにトランス６の１次巻線６aの略２
倍の電圧が高圧出力回路２４から放電管５０に印加され
る。このとき、超高圧パルスが放電管５０に印加される
ことによって放電管５０が点灯を開始する。また、放電
管５０の点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２
４内に流れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力
電圧がトランス６の２次巻線６b、６cの電圧よりも低下
し、トランス６の２次巻線６b、６cより整流平滑回路１
２を通して放電管５０に直流電圧が供給される。したが
って、図１０に示す実施例の直流コンバータ装置におい
ても、図１に示す実施例と略同様の効果が得られる。更
に、図１０に示す実施例ではトランス６に対して電流共
振用リアクトル３２を独立して設けたので、トランス６
に特に漏洩インダクタンスを有するリーケージトランス
を用いる必要がなく、通常のトランスを使用できる利点
がある。
【００２５】図１１に本発明の直流コンバータ装置の第
３の変更実施例を示す。即ち、図１１に示す実施例の回
路は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２及び１次及び２次巻線３６a、３
６bを有するトランス３６の１次巻線３６aを直流電源１
に対して直列に接続し、トランス３６の１次巻線３６a
と出力端子１３、１４との間に整流用ダイオード９及び
平滑コンデンサ１１から成る整流平滑回路１２を接続し
て構成されたフライバック型コンバータにおいて、図５
に示す実施例と同様に、トランス３６の２次巻線３６b
と平滑コンデンサ１１との間にコンデンサ２０及び２つ
のダイオード２１、２２から成る高圧出力回路２４を設
けたものである。図１１に示す回路の動作は、ＭＯＳ-
ＦＥＴ２をオン・オフ動作させることにより直流電源１
の直流電圧が断続的にトランス３６の１次巻線３６aに
印加され、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態に
なるときにトランス３６の１次巻線３６aの自己誘導作
用により電圧が発生する。トランス３６の１次巻線３６
aに発生した電圧は整流用ダイオード９及び平滑コンデ
ンサ１１から成る整流平滑回路１２により整流平滑さ
れ、出力端子１３、１４間に直流電源１の電圧とは異な
る電圧の直流出力が発生する。これと同時に、トランス
３６の２次巻線３６bに電圧が誘起される。ここで、出
力端子１３、１４間に負荷として放電管５０を接続した
場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ２０の充電作用
によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ時にトランス３６
の２次巻線３６bの電圧の略２倍の電圧が高圧出力回路
２４から放電管５０に印加される。このとき、超高圧パ
ルスが放電管５０に印加されることによって放電管５０
が点灯を開始する。また、放電管５０の点灯時はコンデ
ンサ２０により高圧出力回路２４内に流れる電流が制限
されて高圧出力回路２４の出力電圧がトランス３６の１
次巻線３６aの電圧よりも低下し、トランス３６の１次
巻線３６aより整流平滑回路１２を通して放電管５０に
直流電圧が供給される。したがって、図１１に示す実施
例の直流コンバータ装置においても、図５に示す実施例
と略同様の効果が得られる。
３の変更実施例を示す。即ち、図１１に示す実施例の回
路は、ＭＯＳ-ＦＥＴ２及び１次及び２次巻線３６a、３
６bを有するトランス３６の１次巻線３６aを直流電源１
に対して直列に接続し、トランス３６の１次巻線３６a
と出力端子１３、１４との間に整流用ダイオード９及び
平滑コンデンサ１１から成る整流平滑回路１２を接続し
て構成されたフライバック型コンバータにおいて、図５
に示す実施例と同様に、トランス３６の２次巻線３６b
と平滑コンデンサ１１との間にコンデンサ２０及び２つ
のダイオード２１、２２から成る高圧出力回路２４を設
けたものである。図１１に示す回路の動作は、ＭＯＳ-
ＦＥＴ２をオン・オフ動作させることにより直流電源１
の直流電圧が断続的にトランス３６の１次巻線３６aに
印加され、ＭＯＳ-ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態に
なるときにトランス３６の１次巻線３６aの自己誘導作
用により電圧が発生する。トランス３６の１次巻線３６
aに発生した電圧は整流用ダイオード９及び平滑コンデ
ンサ１１から成る整流平滑回路１２により整流平滑さ
れ、出力端子１３、１４間に直流電源１の電圧とは異な
る電圧の直流出力が発生する。これと同時に、トランス
３６の２次巻線３６bに電圧が誘起される。ここで、出
力端子１３、１４間に負荷として放電管５０を接続した
場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ２０の充電作用
によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ時にトランス３６
の２次巻線３６bの電圧の略２倍の電圧が高圧出力回路
２４から放電管５０に印加される。このとき、超高圧パ
ルスが放電管５０に印加されることによって放電管５０
が点灯を開始する。また、放電管５０の点灯時はコンデ
ンサ２０により高圧出力回路２４内に流れる電流が制限
されて高圧出力回路２４の出力電圧がトランス３６の１
次巻線３６aの電圧よりも低下し、トランス３６の１次
巻線３６aより整流平滑回路１２を通して放電管５０に
直流電圧が供給される。したがって、図１１に示す実施
例の直流コンバータ装置においても、図５に示す実施例
と略同様の効果が得られる。
【００２６】図１２に本発明の直流コンバータ装置の第
４の変更実施例を示す。即ち、図１２に示す実施例の回
路は、図１１に示す回路において、高圧出力回路２４の
コンデンサ２０をトランス３６の２次巻線３６bに対し
て直列に接続する代わりに高圧出力回路２４のコンデン
サ２０をトランス３６の１次巻線３６aに対して直列に
接続したものである。したがって、図１２に示す直流コ
ンバータ装置のフライバック型コンバータとしての基本
的な動作は図１１に示す直流コンバータ装置と略同様で
ある。また、出力端子１３、１４間に負荷として放電管
５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ
２０の充電作用によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ時
にトランス３６の１次巻線３６aの電圧の略２倍の電圧
が高圧出力回路２４から放電管５０に印加される。この
とき、超高圧パルスが放電管５０に印加されることによ
って放電管５０が点灯を開始する。また、放電管５０の
点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２４内に流
れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力電圧がト
ランス３６の１次巻線３６aの電圧よりも低下し、トラ
ンス３６の１次巻線３６aより整流平滑回路１２を通し
て放電管５０に直流電圧が供給される。したがって、図
１２に示す実施例の直流コンバータ装置においても、直
流コンバータ装置の消費電力を削減して効率を向上でき
る。なお、図１２に示す実施例の回路においては。トラ
ンス３６の巻線が１次巻線３６aのみでよいため、トラ
ンスの代わりに単巻型チョークコイルを使用でき、回路
構成を大幅に簡素化できる利点がある。
４の変更実施例を示す。即ち、図１２に示す実施例の回
路は、図１１に示す回路において、高圧出力回路２４の
コンデンサ２０をトランス３６の２次巻線３６bに対し
て直列に接続する代わりに高圧出力回路２４のコンデン
サ２０をトランス３６の１次巻線３６aに対して直列に
接続したものである。したがって、図１２に示す直流コ
ンバータ装置のフライバック型コンバータとしての基本
的な動作は図１１に示す直流コンバータ装置と略同様で
ある。また、出力端子１３、１４間に負荷として放電管
５０を接続した場合、放電管５０の点灯前はコンデンサ
２０の充電作用によりＭＯＳ-ＦＥＴ２のターンオフ時
にトランス３６の１次巻線３６aの電圧の略２倍の電圧
が高圧出力回路２４から放電管５０に印加される。この
とき、超高圧パルスが放電管５０に印加されることによ
って放電管５０が点灯を開始する。また、放電管５０の
点灯時はコンデンサ２０により高圧出力回路２４内に流
れる電流が制限されて高圧出力回路２４の出力電圧がト
ランス３６の１次巻線３６aの電圧よりも低下し、トラ
ンス３６の１次巻線３６aより整流平滑回路１２を通し
て放電管５０に直流電圧が供給される。したがって、図
１２に示す実施例の直流コンバータ装置においても、直
流コンバータ装置の消費電力を削減して効率を向上でき
る。なお、図１２に示す実施例の回路においては。トラ
ンス３６の巻線が１次巻線３６aのみでよいため、トラ
ンスの代わりに単巻型チョークコイルを使用でき、回路
構成を大幅に簡素化できる利点がある。
【００２７】本発明の実施態様は上記の各実施例に限定
されず、更に種々の変更が可能である。例えば上記の各
実施例では各スイッチング素子２、３、２８、２９とし
てＭＯＳ-ＦＥＴを使用した例を示したが、バイポーラ
形トランジスタ、接合型ＦＥＴ（Ｊ-ＦＥＴ）等の他の
スイッチング素子を使用してもよい。但し、図６に示す
実施例の回路において各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の代わり
にバイポーラ形トランジスタを使用する場合には、各バ
イポーラ形トランジスタと並列に電圧共振用のコンデン
サを接続すればよい。また、上記の各実施例における直
流コンバータ装置の主回路方式と高圧出力回路２４との
組み合わせは、図１〜図１２に示す組み合わせに限定さ
れない。例えば、図８に示す構成のフライバック型コン
バータに図７に示す構成の高圧出力回路２４を設けるこ
とが可能である。更に、上記の各実施例の直流コンバー
タ装置の主回路方式を図示以外の方式、即ちフルブリッ
ジ方式の共振型、センタータップ方式の共振型、フライ
バック方式の擬似共振型、フォワード方式の擬似共振
型、変形ハーフブリッジ（シングルエンド）方式の擬似
共振型、フルブリッジ方式の擬似共振型又はハーフブリ
ッジ方式の擬似共振型等とすることは勿論可能である。
されず、更に種々の変更が可能である。例えば上記の各
実施例では各スイッチング素子２、３、２８、２９とし
てＭＯＳ-ＦＥＴを使用した例を示したが、バイポーラ
形トランジスタ、接合型ＦＥＴ（Ｊ-ＦＥＴ）等の他の
スイッチング素子を使用してもよい。但し、図６に示す
実施例の回路において各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の代わり
にバイポーラ形トランジスタを使用する場合には、各バ
イポーラ形トランジスタと並列に電圧共振用のコンデン
サを接続すればよい。また、上記の各実施例における直
流コンバータ装置の主回路方式と高圧出力回路２４との
組み合わせは、図１〜図１２に示す組み合わせに限定さ
れない。例えば、図８に示す構成のフライバック型コン
バータに図７に示す構成の高圧出力回路２４を設けるこ
とが可能である。更に、上記の各実施例の直流コンバー
タ装置の主回路方式を図示以外の方式、即ちフルブリッ
ジ方式の共振型、センタータップ方式の共振型、フライ
バック方式の擬似共振型、フォワード方式の擬似共振
型、変形ハーフブリッジ（シングルエンド）方式の擬似
共振型、フルブリッジ方式の擬似共振型又はハーフブリ
ッジ方式の擬似共振型等とすることは勿論可能である。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、放電管の点灯時等の負
荷インピーダンスが低いときにコンデンサにより電流を
制限して高圧出力回路の出力電圧を抑制できるので、高
圧出力回路の出力電圧を抑制する直列抵抗が不要とな
り、直列抵抗の電圧降下による電力損失が発生しない。
したがって、直流コンバータ装置の消費電力を削減でき
ると共に効率を向上することが可能となる。
荷インピーダンスが低いときにコンデンサにより電流を
制限して高圧出力回路の出力電圧を抑制できるので、高
圧出力回路の出力電圧を抑制する直列抵抗が不要とな
り、直列抵抗の電圧降下による電力損失が発生しない。
したがって、直流コンバータ装置の消費電力を削減でき
ると共に効率を向上することが可能となる。
【図１】 本発明の一実施例を示す直流コンバータ装置
の電気回路図
の電気回路図
【図２】 図１の回路の第１の変形例を示す電気回路図
【図３】 図１の回路の第２の変形例を示す電気回路図
【図４】 図１の回路の第３の変形例を示す電気回路図
【図５】 本発明の第１の変更実施例を示す直流コンバ
ータ装置の電気回路図
ータ装置の電気回路図
【図６】 図５の回路の第１の変形例を示す電気回路図
【図７】 図５の回路の第２の変形例を示す電気回路図
【図８】 図５の回路の第３の変形例を示す電気回路図
【図９】 図５の回路の第４の変形例を示す電気回路図
【図１０】 本発明の第２の変更実施例を示す直流コン
バータ装置の電気回路図
バータ装置の電気回路図
【図１１】 本発明の第３の変更実施例を示す直流コン
バータ装置の電気回路図
バータ装置の電気回路図
【図１２】 本発明の第４の変更実施例を示す直流コン
バータ装置の電気回路図
バータ装置の電気回路図
【図１３】 直流コンバータ装置の従来例を示す電気回
路図
路図
１．．．直流電源、２，３．．．第１，第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素子）、４，
５．．．第１，第２の電流共振用コンデンサ、６．．．
トランス、６a．．．１次巻線、６b，６c．．．２次巻
線、６d，６e．．．３次巻線、７，８．．．第１及び第
２の電圧共振用コンデンサ、９、１０．．．整流用ダイ
オード、１１，１７．．．平滑コンデンサ、１２．．．
整流平滑回路、１３，１４．．．出力端子、１５，１
６．．．高圧整流用ダイオード、１８．．．直列抵抗、
１９，２４．．．高圧出力回路、２０．．．コンデン
サ、２１，２２．．．整流用ダイオード、２３．．．整
流回路、３１．．．ブリッジ整流回路、３２．．．電流
共振用リアクトル、３３．．．ハーフブリッジ型倍電圧
整流回路、５０．．．放電管
ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素子）、４，
５．．．第１，第２の電流共振用コンデンサ、６．．．
トランス、６a．．．１次巻線、６b，６c．．．２次巻
線、６d，６e．．．３次巻線、７，８．．．第１及び第
２の電圧共振用コンデンサ、９、１０．．．整流用ダイ
オード、１１，１７．．．平滑コンデンサ、１２．．．
整流平滑回路、１３，１４．．．出力端子、１５，１
６．．．高圧整流用ダイオード、１８．．．直列抵抗、
１９，２４．．．高圧出力回路、２０．．．コンデン
サ、２１，２２．．．整流用ダイオード、２３．．．整
流回路、３１．．．ブリッジ整流回路、３２．．．電流
共振用リアクトル、３３．．．ハーフブリッジ型倍電圧
整流回路、５０．．．放電管
Claims (15)
- 【請求項１】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流平滑回路に
て整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧
の直流出力を取り出す直流コンバータ装置において、 前記トランスの１次巻線に対して直列に接続されるコン
デンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しか
つ略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻線の電圧
よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑
回路と並列に接続したことを特徴とする直流コンバータ
装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子と並列に共振用コ
ンデンサが接続された「請求項１」に記載の直流コンバ
ータ装置。 - 【請求項３】 前記トランスの１次巻線と直列に共振用
リアクトルが接続された「請求項１」又は「請求項２」
に記載の直流コンバータ装置。 - 【請求項４】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
該トランスの１次巻線に発生した電圧を整流平滑回路に
て整流平滑して前記直流電源の直流電圧とは異なる電圧
の直流出力を取り出す直流コンバータ装置において、 前記トランスの２次巻線に対して直列に接続されるコン
デンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しか
つ略無負荷状態のときに前記トランスの１次巻線の電圧
よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑
回路と並列に接続したことを特徴とする直流コンバータ
装置。 - 【請求項５】 前記スイッチング素子と並列に共振用コ
ンデンサが接続された「請求項４」に記載の直流コンバ
ータ装置。 - 【請求項６】 前記トランスの１次巻線と直列に共振用
リアクトルが接続された「請求項４」又は「請求項５」
に記載の直流コンバータ装置。 - 【請求項７】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチン
グ素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加し、
これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電圧を
整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流電圧
とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバータ装
置において、 前記トランスの１次巻線に対して直列に接続されるコン
デンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しか
つ略無負荷状態のときに前記トランスの２次巻線の電圧
よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑
回路と並列に接続したことを特徴とする直流コンバータ
装置。 - 【請求項８】 前記スイッチング素子と並列に共振用コ
ンデンサが接続された「請求項７」に記載の直流コンバ
ータ装置。 - 【請求項９】 前記トランスの１次巻線と直列に共振用
リアクトルが接続された「請求項７」又は「請求項８」
に記載の直流コンバータ装置。 - 【請求項１０】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、 前記トランスの２次巻線に対して直列に接続されるコン
デンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しか
つ略無負荷状態のときに前記トランスの２次巻線の電圧
よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑
回路と並列に接続したことを特徴とする直流コンバータ
装置。 - 【請求項１１】 前記スイッチング素子と並列に共振用
コンデンサが接続された「請求項１０」に記載の直流コ
ンバータ装置。 - 【請求項１２】 前記トランスの１次巻線と直列に共振
用リアクトルが接続された「請求項１０」又は「請求項
１１」に記載の直流コンバータ装置。 - 【請求項１３】 直流電源の直流電圧を１つのスイッチ
ング素子又は複数のスイッチング素子のオン・オフ動作
により断続的又は交番的にトランスの１次巻線に印加
し、これにより前記トランスの２次巻線に誘起された電
圧を整流平滑回路にて整流平滑して前記直流電源の直流
電圧とは異なる電圧の直流出力を取り出す直流コンバー
タ装置において、 前記トランスの３次巻線に対して直列に接続されるコン
デンサ及び該コンデンサに接続される整流回路を有しか
つ略無負荷状態のときに前記トランスの２次巻線の電圧
よりも高い電圧を出力する高圧出力回路を前記整流平滑
回路と並列に接続したことを特徴とする直流コンバータ
装置。 - 【請求項１４】 前記スイッチング素子と並列に共振用
コンデンサが接続された「請求項１３」に記載の直流コ
ンバータ装置。 - 【請求項１５】 前記トランスの１次巻線と直列に共振
用リアクトルが接続された「請求項１３」又は「請求項
１４」に記載の直流コンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07192127A JP3139607B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 直流コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07192127A JP3139607B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 直流コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0947022A true JPH0947022A (ja) | 1997-02-14 |
| JP3139607B2 JP3139607B2 (ja) | 2001-03-05 |
Family
ID=16286130
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07192127A Expired - Fee Related JP3139607B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 直流コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3139607B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999049560A1 (en) * | 1998-03-23 | 1999-09-30 | Fidelix Y.K. | Power supply |
| JP2002136119A (ja) * | 2000-10-20 | 2002-05-10 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2002216983A (ja) * | 2001-01-23 | 2002-08-02 | Fuji Electric Co Ltd | 放電灯点灯装置 |
| WO2006075428A1 (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 放電灯点灯装置 |
| JP2011142765A (ja) * | 2010-01-08 | 2011-07-21 | Tabuchi Electric Co Ltd | フルブリッジ複合共振型のｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2012065444A (ja) * | 2010-09-15 | 2012-03-29 | Panasonic Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2014054176A (ja) * | 2012-09-06 | 2014-03-20 | Lg Innotek Co Ltd | 給電装置 |
| KR20160093515A (ko) * | 2015-01-28 | 2016-08-08 | 단국대학교 산학협력단 | 하이브리드 방식 led 전원장치 |
| CN109936295A (zh) * | 2019-04-25 | 2019-06-25 | 阮海生 | 一种容性负载充放电反馈电路及具有该电路的电源装置 |
-
1995
- 1995-07-27 JP JP07192127A patent/JP3139607B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999049560A1 (en) * | 1998-03-23 | 1999-09-30 | Fidelix Y.K. | Power supply |
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| US7613020B2 (en) | 2005-01-13 | 2009-11-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Discharge lamp ballast apparatus comprising DC/DC converters having at least two transformers and outputting two kinds of voltages |
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| CN103081329A (zh) * | 2010-09-15 | 2013-05-01 | 松下电器产业株式会社 | Dc/dc 转换器 |
| US9178430B2 (en) | 2010-09-15 | 2015-11-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | DC/DC converter |
| JP2014054176A (ja) * | 2012-09-06 | 2014-03-20 | Lg Innotek Co Ltd | 給電装置 |
| US9214868B2 (en) | 2012-09-06 | 2015-12-15 | Lg Innotek Co., Ltd. | Power supply device |
| KR20160093515A (ko) * | 2015-01-28 | 2016-08-08 | 단국대학교 산학협력단 | 하이브리드 방식 led 전원장치 |
| CN109936295A (zh) * | 2019-04-25 | 2019-06-25 | 阮海生 | 一种容性负载充放电反馈电路及具有该电路的电源装置 |
| CN109936295B (zh) * | 2019-04-25 | 2024-05-03 | 阮海生 | 一种容性负载充放电反馈电路及具有该电路的电源装置 |
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|---|---|
| JP3139607B2 (ja) | 2001-03-05 |
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