JPS6359772A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電力を高周波電力に変換する電力変換装
置に関する。

［従来技術］ 従来、この種の電力変換装置としては、自励式のプッシ
ュプルトランジスタインバータを使用し出力電流を可飽
和形電流トランスにより検出して１対の出力トランジス
タの各制御電極に正帰還するものが知られている。

［発明が解決しようとする問題点コ ところで、このような電力変換装置においては、負荷短
絡時に大電流が流れ、インバータ（トランジスタ等）が
破壊されるという欠点があった。また、この負荷短絡時
の大電流に耐えるような大容量のトランジスタは高価で
あった。

さらに、このような電力変換装置を例えばハロゲンラン
プ等の点灯装置として適用する場合には電源投入時、瞬
間的に短絡状態となり大電流が流れる。そのため、ラン
プが短寿命となるという問題点があった。

本発明の目的は、上述の従来例における問題点に鑑み、
可飽和形の帰還トランスを備えた自助式プッシュプルト
ランジスタインバータを用いた電力変換装置において、
簡略な構成で、負荷短絡時におけるインバータの保護を
図り、また負荷であるランプ等の寿命を延ばすべく負荷
短絡電流を低減させることにある。

［問題点を解決するための手段〕 上記目的を達成するため本発明では、帰還トランスの各
駆動巻線と各トランジスタの制御電極とを接続する抵抗
の抵抗値を切換える手段を備えている。

［作用および効果］ 従来形の電力変換装置においては、帰還トランスの各駆
ｅ巻線と各トランジスタの制御１ｆｆｉ極を１つのゲー
ト抵抗のみで接続していた。そのため、負荷短絡時には
トランジスタに大電流が流れてトランジスタを破壊して
しまう。これに対し、本発明では、帰還トランスの各駆
動巻線と各トランジスタ制御電極とを接続する抵抗の抵
抗値を切換えることができる。そのため、負荷短絡等の
場合に、抵抗値を大きくすることによりこの抵抗を流れ
る電流を小さくすることができる。メイン回路を流れる
電流が大きく変化しなければ、帰還トランスの１次側巻
線に流れる電流は見かけ上大きくなり、誘起電圧も大き
くなる。従って、可飽和形トランスである帰還トランス
が飽和するまでの時間が短くなり、トランジスタのスイ
ッチング周波数は高くなる。

一方、負荷回路はり、Ｃの共振回路系を構成しているか
ら、後述するように回路り、Ｃで決まる固有周波数にお
いて共振電流がピークとなる共振カーブが描ける。従っ
て、動作周波数を変更することにより、共振電流を調節
することができる。

すなわち、本発明は、上述したように接続された抵抗の
抵抗値を切換えることにより動作周波数を変更し、それ
により共振電流を調節することができるのである。

従って、本発明によれば、負荷短絡時に抵抗を切換えて
共振電流を小さくすることができるので、トランジシス
タを破壊することがない。そのため、高価な大容量のト
ランジスタを使用せずども小容量のトランジスタで回路
を構成できる。また、ハロゲンランプ等のランプを負荷
としたとき、始動時に流れる大きなランプ電流を低減で
きるので、ランプの寿命が延びる。

［実施例］ 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係る電力変換装置の構成
を示す。この装置は、例えばＡＣｌｏｏＶの商用電源に
より定格電圧１２Ｖのハロゲンランプを点灯するための
点灯装置として用いられる。

同図において、１は直流電源で、商用電源１１、全波整
流回路１２および平滑用コンデンサ１３等で構成され、
直流端子ａ、ｂ間に直流電圧を発生する。

２１、２２ＬＬパ’１７−ＭＯＳＦＥＴ、３はＦＥＴ２
１，２２のゲート（制御ｌ電極）駆動用の可飽和トラン
ス（可飽和形電流トランス）、４はインバータトランス
（出カドランス）、５は負荷例えばハロゲンランプ、７
は起動回路である。

可飽和トランス３は、ＦＥＴ２１，２２の各ゲートに互
いに逆相の電圧を供給する２つのゲート駆動巻線（２次
巻線ン３１．３２、およびＦＥＴ２１と２２の接続点ｄ
からの出力電流を検出する電流検出巻線（１次巻線）３
３を有する。

インバータトランス４は、可飽和トランス３の電流検出
巻線３３およびコンデンサ５１．５２を介してＦＥＴ２
１と２２の接続点ｄと直流端子ａ、ｂとの間に交流的に
接続された１次巻線４１、およびこのインバータの出力
巻線として負荷５に接続された２次巻１；！４２を有す
るリーケージトランスである。このインバータの発振周
波数は、コンデンサ５１．５２のキャパシタンスとイン
バータトランス４のり一ケージインダクタンスとの共成
周波数および可飽和トランス３の飽和電流密度等によっ
て定まる。

起動回路７においては、抵抗７１とコンデンサ７２の直
列回路を直流端子ａとｂとの間に接続し、抵抗７１とコ
ンデンサ１２の接続点ｅから一方のＦＥＴ２２のゲート
に双方向サイリスタ７３を接続することにより、弛張発
振回路を形成している。接続点ｅとＦＥＴ２２のドレイ
ンとの間に順方向に接続されたダイオード７４は、イン
バータ起動後にコンデンサ７２の充ｆｆ１ｌＦ圧を双方
向サイリスク７３のブレークオーバー電圧以下に保ち、
起動回路の動作を停止させ、インバータの誤動作を防止
するためのものである。

次に、第１図の電力変換装置の作用を説明する。

商用電源１１が投入され、その交流出力が整流回路１２
およびコンデンサ１３によって整流平滑されて直流端子
ａ、ｂに直流出力を生じると、抵抗７１を介してコンデ
ンサ７２に電荷が蓄積される。これにより接続点ｅの電
位が上昇し、それが双方向サイリスタ７３のブレークオ
ーバー電圧を超えるとサイリスタ７３が導通して片側の
ＦＥＴ２２にゲート電圧を印加する。同時にＦＥＴ２２
のドレインには接続点ｅからダイオード７４を介して直
流電圧が印加されているので、ＦＥＴ２２が導通し、直
流端子ａからコンデンサ５１、トランス４の１次巻線４
１、トランス３の電流検出巻線３３、ＦＥＴ２２および
直流端子すの経路で電流が流れる。そして、電流検出巻
線３３に流れる電流は駆動巻線３２に正帰還され、ＦＥ
Ｔ２２は双方向サイリスタ７３が極く短時間でオフした
としても導通状態を維持する。このＦＥＴ２２が導通状
態にある間、電流検出巻＄９３３の電流は時間とともに
増加し、可飽和トランス３はコア内の磁束密度が増加し
て遂には飽和する。すると、駆動巻線３２の誘起電圧は
零となり、ＦＥＴ２２はオフする。従って電流検出巻線
３３に流れる電流すなわちトランス３のコアに対する起
磁力が急減し、この起磁力がコアを磁気飽和させるレベ
ルより小さくなった時、今度は駆動巻線３１に正の電圧
が誘起され、ＦＥＴ２１がオンする。このオン状態は、
電流検出巻線３３および駆動巻線３１を介しての正帰還
によりトランス３が飽和するまで持続する。以侵は同様
にＦＥＴ２２と２１とが交互にオンし、インバータは発
振を持続する。

この発成動作により、インバータトランス４の１次巻線
４１は交流駆動され、２次巻線４２には交流電圧が誘起
される。負荷のハロゲンランプ５はこの２次誘起出力を
供給され点灯する。

ところで、従来のインバータは、第１図のものに対し、
抵抗２５．２６とＳＷＩ　、ＳＷ２がなく、駆動巻線３
１．３２とＦＥＴ２１．２２のゲートとはそれぞれ１つ
の抵抗でつながれた形となっていた。このため、負荷短
絡時に大電流が流れるとＦＥＴが破壊されてしまう。

そこで、本実施例では、駆動巻線３１．３２と抵抗２３
、２４の間に、それぞれ抵抗２５．２６とＳＷｌ　、　
ＳＷ２を接続し、抵抗値を切換可能としている。

なお、第１図において、定常状態はスイッチＳＷ１およ
びＳＷ２をそれぞれオンし、負荷短絡特等過電流が流れ
たときはＳＷｌおよびＳＷ２をそれぞれオフするものと
する。

まず、定常状態（ＳＷＩ　、ＳＷ２がオン）の動作を説
明する。定常状態では、ゲート抵抗のうち抵抗２５．２
６がそれぞれスイッチＳＷ１　、ＳＷ２により短絡され
るので、ゲート直列抵抗はそれぞれ抵抗２３．２４のみ
が接続された状態となる。そして、回路は上述したよう
に動作し、ハロゲンランプ５が点灯している。第２図は
、そのときの動作波形である。ＶｏｓはＦＥＴ２１のド
レイン−ソース電圧、ＩＤはドレイン電流、Ｖｃｓはゲ
ート−ソース電圧を示す。

第６図は、ゲート回路の等価回路図を示す。同図におい
て、αＲ＋　、αＲ２は第１図の抵抗２３゜２５の抵抗
値Ｒ＋　、Ｒ２を帰還トランスの１次側に換算した値で
ある。ただし、αは帰還トランスの巻数比の２乗である
。Ｌは帰還トランスの１次側の励磁インダクタンスであ
る。ＩＲは抵抗αＲ＋　。

αＲ２を、ＩＬはインダクタンスＬを、それぞれ流れる
電流で、’ＩＴ＝ＩＲ＋ＩＬの関係にある。

第６図（ａ）は、定常状態におけるＩＲとＩＬとの関係
を示すベクトル図である。

負荷短絡等で過電流が流れたときは、ゲート回路のＳＷ
Ｉ　、ＳＷ２はオフする。従って、ゲート直列抵抗は、
それぞれ抵抗２３と２５との和、および抵抗２４と２６
の和の値をとることとなる。そのため、第５図の等価回
路で示すところのＴＲは定常状態よりも小さくなるので
、メイン回路を流れるｆｆ１ｌＩｖが大きく変わらなけ
れば帰還トランスの励磁電流ＩＬは大きくなる。このと
きのベクトル図を第６図（ｂ＞に示す。従って、周波数
が大きく変化しないとすると帰還トランスに発生する電
圧も大きくなり、定常状態よりも早い時間で帰還トラン
スが飽和し、共振電流の周波数は高くなる。第３図は、
このときの動作波形を示す。同図より判るように、Ｆ　
Ｅ　Ｔ　２１，２２のスイッチング周波数は定常状態（
第２図）よりも高くなっている（Ｔ＋〉Ｔ２〉。

一方、第１図において、負荷回路はり、Ｃの共振回路系
を構成しているので、第４図に示すように回路り、Ｃで
決まる固有周波数ｆｏを共振電流のピークとする共振カ
ーブが描ける。ここでは、インバータの定常状態におけ
る発振周波数を負荷回路共振周波数ｆｏより高い周波数
ｆＩに設定しているとする。

上述したように、負荷短絡時等に抵抗を切換えて、Ｆ　
Ｅ　Ｔ　２０，２１のスイッチング周波数を高くしイン
バータの発振周波数をｆ２とすれば、第４図から判るよ
うに共振電流は１１から１２に低減し、ＦＥＴを破壊す
ることがない。これは、ランプを負荷とした場合、始動
時に流れる大電流を低減させる際も同様である。すなわ
ち、共振周波数を上げ共振電流を下げて、１次巻線４１
を流れる電流を低減させランプへの出力電圧を下げる。

これにより、始動時のランプの電流を低減することがで
きランプの寿命が延びる。

なお、上記実施例では、トランジスタとしてＦＥＴを使
用しているが、これはバイポーラでもよい。

また、上記実施例では、ゲート抵抗を直列に２本つなぎ
このうちの１つを短絡するようにスイッチＳＷを設けて
いるが、これに限らず抵抗値を切換えるものであればど
のような回路でもよい。

第７図は、駆動巻線３１．３２を流れる電流を検出し、
自動的に抵抗を切換える回路の例である。同図（ａ＞に
おいて、抵抗２５．２６の部分に接続されている回路Ｓ
Ｗは、同図（ｂ）に示すようなものである。同図におい
て、定常状態ではトランジスタ８３がオンしている。負
荷短絡時には、ツェナーダイオード８１がオンしてトラ
ンジスタ８２がオンする。そのため、トランジスタ８３
がオフし、ゲート抵抗が２３と２５になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係る電力変換装置の回路
図、 第２および３図は、上記回路におけるインバータの各部
波形図、 第４図は、上記回路におけるＦＥＴの負荷回路の共振特
性を示すグラフ、 第５および６図は、上記回路の動作説明のための等価回
路図およびベクトル図、 第７図は、本発明の他の実施例を示す回路図である。 １：直流電源回路、 ２１、２２：　ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ。 ２３、２４．２５．２６：抵抗、 ３：可飽和トランス、 ３１．３２：ゲート駆動巻線、 ３３：電流検出巻線、 ４：インバータトランス、 ４１：１次巻線、４２：２次巻線、 ５：負荷（ハロゲンランプ）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源に対してシングルエンデツドプツシユプル
   接続された１対のトランジスタ、および該１対のトラン
   ジスタの接続点に発生する出力を各トランジスタの制御
   電極にそれぞれ正帰還する１対の駆動巻線を有する可飽
   和形の帰還トランスを備えた電力変換装置であつて、 上記各駆動巻線と制御電極とを接続する抵抗の抵抗値を
   切換える手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 ２、前記抵抗値切換手段が、前記接続点に発生した出力
   により所定値以上の電流が流れようとした場合にそれを
   検出して抵抗値を切換えるものである特許請求の範囲第
   １項記載の電力変換装置。