JPH04265665A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH04265665A JPH04265665A JP10992091A JP10992091A JPH04265665A JP H04265665 A JPH04265665 A JP H04265665A JP 10992091 A JP10992091 A JP 10992091A JP 10992091 A JP10992091 A JP 10992091A JP H04265665 A JPH04265665 A JP H04265665A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 35
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 101000582320 Homo sapiens Neurogenic differentiation factor 6 Proteins 0.000 description 1
- 102100030589 Neurogenic differentiation factor 6 Human genes 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電源を入力とし、入
力の力率を１に近い値にすると同時に前記入力と電気的
に絶縁された直流電圧を出力することのできる高力率形
スイッチング電源の改善に関するものである。
力の力率を１に近い値にすると同時に前記入力と電気的
に絶縁された直流電圧を出力することのできる高力率形
スイッチング電源の改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】このようなスイッチング電源の一例とし
て従来図１に示すような回路が知られている。図１にお
いて交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流
器３を接続し全波整流器３の出力にトランス４の１次巻
線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子６を直列に接
続する。一方、トランス４の２次巻線７の両端には整流
用ダイオード８と平滑用コンデンサ９を直列に接続して
前記コンデンサ９の両端に接続された電気的負荷１０に
直流電圧を供給する。１１は制御回路でスイッチ素子６
のデューティ比を制御する。
て従来図１に示すような回路が知られている。図１にお
いて交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流
器３を接続し全波整流器３の出力にトランス４の１次巻
線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子６を直列に接
続する。一方、トランス４の２次巻線７の両端には整流
用ダイオード８と平滑用コンデンサ９を直列に接続して
前記コンデンサ９の両端に接続された電気的負荷１０に
直流電圧を供給する。１１は制御回路でスイッチ素子６
のデューティ比を制御する。
【０００３】上記のような構成においてその動作を図２
の動作波形図を参照して説明する。ただし、図２では、
模式的にスイッチング周期を交流電源の周期に比べて、
あまり短く表わしていないが、実際には充分短いものと
する。図２においてＩ２′はトランス４の２次巻線電流
Ｉ２を１次巻線電流に換算したものであり、トランス４
の巻数比をＮとすると Ｉ２′＝Ｉ２＊Ｎの関係が成り立つ。 以下の説明では簡単のために半導体素子の順方向の電圧
降下やトランス４の洩れインダクタンスは無視するもの
とする。上記のような構成において入力電流波形Ｉｉを
入力電圧波形に比例したものとすることにより力率を１
に近い高力率とするためにはスイッチ素子６のデューテ
ィ比ｄは周期Ｔが一定でＰＷＭ制御され、かつ定常状態
においては交流電源の一周期の間ｄが一定値であるよう
に制御されると共に、次にスイッチ素子６がオンする前
に２次巻線７に流れる電流Ｉ２が零になるいわゆる電流
不連続モードで動作するようになされる。ここで、入力
交流電圧がＶｐ×ｓｉｎθで表され、Ｓｉｎθが正とな
るような半サイクルについて考えるものとすると、スイ
ッチ素子６のスイッチング周期Ｔが入力交流電源の周期
に比べて充分短いものとすればスイッチ素子６のオン期
間のような短時間においてはトランス４の１次巻線５の
電圧は略一定値、Ｖｐ×ｓｉｎθとみなせるので１次巻
線５を流れる電流Ｉ１は一定の傾きで増加し、オン期間
の初めに電流値が零であるとすれば電流のピーク値Ｉ１
ｐは次式で示される。
の動作波形図を参照して説明する。ただし、図２では、
模式的にスイッチング周期を交流電源の周期に比べて、
あまり短く表わしていないが、実際には充分短いものと
する。図２においてＩ２′はトランス４の２次巻線電流
Ｉ２を１次巻線電流に換算したものであり、トランス４
の巻数比をＮとすると Ｉ２′＝Ｉ２＊Ｎの関係が成り立つ。 以下の説明では簡単のために半導体素子の順方向の電圧
降下やトランス４の洩れインダクタンスは無視するもの
とする。上記のような構成において入力電流波形Ｉｉを
入力電圧波形に比例したものとすることにより力率を１
に近い高力率とするためにはスイッチ素子６のデューテ
ィ比ｄは周期Ｔが一定でＰＷＭ制御され、かつ定常状態
においては交流電源の一周期の間ｄが一定値であるよう
に制御されると共に、次にスイッチ素子６がオンする前
に２次巻線７に流れる電流Ｉ２が零になるいわゆる電流
不連続モードで動作するようになされる。ここで、入力
交流電圧がＶｐ×ｓｉｎθで表され、Ｓｉｎθが正とな
るような半サイクルについて考えるものとすると、スイ
ッチ素子６のスイッチング周期Ｔが入力交流電源の周期
に比べて充分短いものとすればスイッチ素子６のオン期
間のような短時間においてはトランス４の１次巻線５の
電圧は略一定値、Ｖｐ×ｓｉｎθとみなせるので１次巻
線５を流れる電流Ｉ１は一定の傾きで増加し、オン期間
の初めに電流値が零であるとすれば電流のピーク値Ｉ１
ｐは次式で示される。
【数１】
ここで、Ｌ１：トランス４の１次巻線５のインダクタン
ス値 Ｔｏｎ：スイッチ素子６のオン時間 このとき、電源の入力電流Ｉｉは高域阻止フィルタによ
り高周波成分が除去されて１次巻線電流の平均電流が流
れるので次式で表される。
ス値 Ｔｏｎ：スイッチ素子６のオン時間 このとき、電源の入力電流Ｉｉは高域阻止フィルタによ
り高周波成分が除去されて１次巻線電流の平均電流が流
れるので次式で表される。
【数２】
（数１）、（数２）より
【数３】
ここで、Ｋ＝ｄ２×Ｔ×Ｖｐ／（２×Ｌ１）ｄはデュー
ティー比で ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔｄは一定値であるものと
すればＫも一定値となり、（３）式より入力電流Ｉｉの
波形は入力電圧波形に比例するので高力率を達成するこ
とができる。制御回路はよく知られたＰＷＭ制御系を構
成し、デューティ−比ｄを制御し直流出力電圧を安定化
する。
ティー比で ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔｄは一定値であるものと
すればＫも一定値となり、（３）式より入力電流Ｉｉの
波形は入力電圧波形に比例するので高力率を達成するこ
とができる。制御回路はよく知られたＰＷＭ制御系を構
成し、デューティ−比ｄを制御し直流出力電圧を安定化
する。
【０００４】
【従来技術の問題点】しかしながら、上記のようなスイ
ッチング電源では、入力電圧範囲がひろい場合にはスイ
ッチ素子６に加わるストレスが大きくなる欠点がある。 以下この点に付いて説明する。 入力電流Ｉｉはピーク値をＩｐとすると（数３）よりＩ
ｉ＝Ｉｐ×ｓｉｎθのようにあらわされるので（数２）
より
ッチング電源では、入力電圧範囲がひろい場合にはスイ
ッチ素子６に加わるストレスが大きくなる欠点がある。 以下この点に付いて説明する。 入力電流Ｉｉはピーク値をＩｐとすると（数３）よりＩ
ｉ＝Ｉｐ×ｓｉｎθのようにあらわされるので（数２）
より
【数４】
１次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数１）、（数４）より
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数１）、（数４）より
【数５】
ただしＰは入力電力でＰ＝Ｖｐ×Ｉｐ／２である。
（５）式よりＩｄｐは入力電力が一定であればｓｉｎθ
に比例するだけで入力電圧のピーク値Ｖｐが変化しても
変わらないことがわかる。一方、スイッチ素子６に加わ
る電圧はＶｐの増加につれて高くなるのでスイッチング
時、スイッチ素子６に加わるストレスはＶｐの上昇にと
もない増加することになる。このことはまた、入力電圧
が高いときに発生するスイッチングノイズが大きくなり
ＥＭＩ対策が難しくなるなどの欠点にもなる。特に入力
電圧範囲が広い場合にはこの傾向は顕著である。
に比例するだけで入力電圧のピーク値Ｖｐが変化しても
変わらないことがわかる。一方、スイッチ素子６に加わ
る電圧はＶｐの増加につれて高くなるのでスイッチング
時、スイッチ素子６に加わるストレスはＶｐの上昇にと
もない増加することになる。このことはまた、入力電圧
が高いときに発生するスイッチングノイズが大きくなり
ＥＭＩ対策が難しくなるなどの欠点にもなる。特に入力
電圧範囲が広い場合にはこの傾向は顕著である。
【０００５】
【発明の目的】本発明の目的はスイッチ素子を流れる電
流Ｉｄｐを上記の方式に比べて小さくできる制御方法を
提供しようとするものである。
流Ｉｄｐを上記の方式に比べて小さくできる制御方法を
提供しようとするものである。
【０００６】
【発明の概要】本発明においては前記スイッチ素子の制
御方法を定常状態においては交流電源の一周期の間、オ
ン幅が略一定値であるように制御すると共に、スイッチ
ング周期は一定の周期ででなく、オフ期間の終わりに前
記変換トランスの励磁がリセットされたのを検知すると
次のオン期間が始まるように制御するものである。
御方法を定常状態においては交流電源の一周期の間、オ
ン幅が略一定値であるように制御すると共に、スイッチ
ング周期は一定の周期ででなく、オフ期間の終わりに前
記変換トランスの励磁がリセットされたのを検知すると
次のオン期間が始まるように制御するものである。
【０００７】以下、上記の制御方法について図３の動作
波形図を参照して説明する。（なお、符号は図１を引用
する。）トランス４の１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで
増加し、オン期間の初めに電流値が零であるとすれば電
流のピーク値Ｉ１ｐは次式で示される。
波形図を参照して説明する。（なお、符号は図１を引用
する。）トランス４の１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで
増加し、オン期間の初めに電流値が零であるとすれば電
流のピーク値Ｉ１ｐは次式で示される。
【数６】
トランス４の２次巻線７を流れる電流Ｉ２は一定の傾き
で減少し、オフ期間の終わりに電流値が零であるとすれ
ば電流のピーク値Ｉ２ｐは次式で示される。
で減少し、オフ期間の終わりに電流値が零であるとすれ
ば電流のピーク値Ｉ２ｐは次式で示される。
【数７】
ここで、Ｌ２：トランス４の２次巻線７のインダクタン
ス値 Ｔｏｆｆ：スイッチ素子６のオフ時間 １次巻線電流のピーク値Ｉ１ｐと２次巻線電流のピーク
値Ｉ２ｐとは次式の関係がある。
ス値 Ｔｏｆｆ：スイッチ素子６のオフ時間 １次巻線電流のピーク値Ｉ１ｐと２次巻線電流のピーク
値Ｉ２ｐとは次式の関係がある。
【数８】
このとき、電源の入力電流Ｉｉは１次巻線電流Ｉ１の平
均電流が流れるので（数２）における周期Ｔの代わりに
本発明ではＴｏｎ＋Ｔｏｆｆを使って次式で表される。
均電流が流れるので（数２）における周期Ｔの代わりに
本発明ではＴｏｎ＋Ｔｏｆｆを使って次式で表される。
【数９】
トランス４の１次巻線５のインダクタンス値Ｌ１と２次
巻線７のインダクタンス値Ｌ２にはＬ２＝Ｌｌ×Ｎ２の
関係があるので（数６）、（数７）より
巻線７のインダクタンス値Ｌ２にはＬ２＝Ｌｌ×Ｎ２の
関係があるので（数６）、（数７）より
【数１０】
（数６）、（数９）、（数１０）より
【数１１】
（数１１）を使って入力電力Ｐは次式で表される。
【数１２】
１次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数６）、（数１２）より
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数６）、（数１２）より
【数１３】
で表される。一例として、Ｐ＝３００Ｗ、Ｌ１＝２５μ
Ｈ、Ｎ＝０．３７５、Ｖｏ＝２８Ｖであるような場合に
ついて従来例と本発明による制御方法を比較する。入力
電圧が８５Ｖｒｍｓの時、従来例の場合、（数５）によ
りＩｄｐを求めると２４．６Ａになり、本発明による場
合、（数１３）より２３．１Ａである。ここで、入力電
圧が２６４Ｖｒｍｓになった時は、上と同様にしてＩｄ
ｐは従来例の場合は８５Ｖの時と変わらず２４．６Ａで
あるのに対し本発明による場合は１６．１Ａとなり従来
例より小さくできることがわかる。ただし、入力電流波
形は（数１１）に示されるように入力電圧波形に完全に
比例しなくなる結果、力率は従来例に比べて若干低下す
るが、実用範囲内にある。
Ｈ、Ｎ＝０．３７５、Ｖｏ＝２８Ｖであるような場合に
ついて従来例と本発明による制御方法を比較する。入力
電圧が８５Ｖｒｍｓの時、従来例の場合、（数５）によ
りＩｄｐを求めると２４．６Ａになり、本発明による場
合、（数１３）より２３．１Ａである。ここで、入力電
圧が２６４Ｖｒｍｓになった時は、上と同様にしてＩｄ
ｐは従来例の場合は８５Ｖの時と変わらず２４．６Ａで
あるのに対し本発明による場合は１６．１Ａとなり従来
例より小さくできることがわかる。ただし、入力電流波
形は（数１１）に示されるように入力電圧波形に完全に
比例しなくなる結果、力率は従来例に比べて若干低下す
るが、実用範囲内にある。
【０００８】
【実施例】図４に本発明による制御機能を有する回路の
一実施例を示す。以下、図４の構成について説明する。 図４において図１で説明したものと同じものは同じ符号
を付けている。インバータ回路１６は、検出巻線１２に
接続され、巻線出力を論理レベルに変換する。誤差増幅
器１３は、負荷１０の両端の直流電圧を一方の入力とし
、基準電圧１４を他方の入力として、それらの差電圧を
増幅し、その出力はコンパレータ２１の一方の入力に接
続されている。コンパレータ２１の他方の入力に接続さ
れたコンデンサ２０は、充電回路１９により充電され、
ダイオード１８を介してインバータ回路１６により放電
されることで、その両端に鋸歯状波電圧を発生する。コ
ンパレータ２１とインバータ回路１６の出力は、それぞ
れアンド回路１７の各々の入力端子に接続され、アンド
回路１７の出力は駆動回路１５により増幅され、スイッ
チ素子６を駆動する。
一実施例を示す。以下、図４の構成について説明する。 図４において図１で説明したものと同じものは同じ符号
を付けている。インバータ回路１６は、検出巻線１２に
接続され、巻線出力を論理レベルに変換する。誤差増幅
器１３は、負荷１０の両端の直流電圧を一方の入力とし
、基準電圧１４を他方の入力として、それらの差電圧を
増幅し、その出力はコンパレータ２１の一方の入力に接
続されている。コンパレータ２１の他方の入力に接続さ
れたコンデンサ２０は、充電回路１９により充電され、
ダイオード１８を介してインバータ回路１６により放電
されることで、その両端に鋸歯状波電圧を発生する。コ
ンパレータ２１とインバータ回路１６の出力は、それぞ
れアンド回路１７の各々の入力端子に接続され、アンド
回路１７の出力は駆動回路１５により増幅され、スイッ
チ素子６を駆動する。
【０００９】以上の回路構成の動作を図５の動作波形図
を用いて説明する。ただし、検出巻線１２の電圧の極性
は黒丸印を付けた方が正になった場合に正極性であると
する。スイッチ素子６がオフからオンになりスイッチン
グの一周期が始まったものとすると、図５Ａで示される
１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで増加し同時にコンデン
サ２０は充電回路１９によって充電され、電圧（図５Ｃ
のｂ）は０Ｖから上昇し、図５Ｃのａで示される誤差増
幅器１３の出力電圧を越えるとコンパレータ２１の出力
は”Ｈ”レベルから”Ｌ”レベルに反転し、この結果、
スイッチ素子６をオンからオフにし、オン期間が終了し
オフ期間に移る。スイッチ素子６がオフになると、図５
Ｂで示される検出巻線１２の電圧は正に反転し、インバ
ータ回路１６の出力を”Ｌ”レベルにするので、オフが
継続され、同時にコンデンサ２０は図５Ｃのｂで示され
るようにダイオード１８を介して放電される。トランス
４の２次巻線電流が零になり磁芯の励磁がリセットされ
ると検出巻線１２の電圧は負に反転する結果、インバー
タ回路１６の出力を”Ｈ”レベルにし、スイッチ素子６
をオフからオンにすると同時にコンデンサ２０の充電が
開始されて、次の周期が始まる。もし、コンデンサ２０
の両端の直流出力電圧が高くなると、誤差増幅器１３の
入力の差電圧が大きくなって、誤差増幅器１３の出力電
圧レベルは小さくなり、スイッチ素子６のオン期間が短
くなるので、出力電流は小さくなり出力電圧を低くする
ように動作する結果、出力電圧を安定化できる。ここで
、誤差増幅器１３の周彼数特性をその出力信号のレベル
が交流入力電圧の一周期で大きく変化しないように設定
すれば前述のように、入力電流波形を入力交流電圧波形
に略比例した波形とすることができ、この結果、高力率
を達成することができる。
を用いて説明する。ただし、検出巻線１２の電圧の極性
は黒丸印を付けた方が正になった場合に正極性であると
する。スイッチ素子６がオフからオンになりスイッチン
グの一周期が始まったものとすると、図５Ａで示される
１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで増加し同時にコンデン
サ２０は充電回路１９によって充電され、電圧（図５Ｃ
のｂ）は０Ｖから上昇し、図５Ｃのａで示される誤差増
幅器１３の出力電圧を越えるとコンパレータ２１の出力
は”Ｈ”レベルから”Ｌ”レベルに反転し、この結果、
スイッチ素子６をオンからオフにし、オン期間が終了し
オフ期間に移る。スイッチ素子６がオフになると、図５
Ｂで示される検出巻線１２の電圧は正に反転し、インバ
ータ回路１６の出力を”Ｌ”レベルにするので、オフが
継続され、同時にコンデンサ２０は図５Ｃのｂで示され
るようにダイオード１８を介して放電される。トランス
４の２次巻線電流が零になり磁芯の励磁がリセットされ
ると検出巻線１２の電圧は負に反転する結果、インバー
タ回路１６の出力を”Ｈ”レベルにし、スイッチ素子６
をオフからオンにすると同時にコンデンサ２０の充電が
開始されて、次の周期が始まる。もし、コンデンサ２０
の両端の直流出力電圧が高くなると、誤差増幅器１３の
入力の差電圧が大きくなって、誤差増幅器１３の出力電
圧レベルは小さくなり、スイッチ素子６のオン期間が短
くなるので、出力電流は小さくなり出力電圧を低くする
ように動作する結果、出力電圧を安定化できる。ここで
、誤差増幅器１３の周彼数特性をその出力信号のレベル
が交流入力電圧の一周期で大きく変化しないように設定
すれば前述のように、入力電流波形を入力交流電圧波形
に略比例した波形とすることができ、この結果、高力率
を達成することができる。
【００１０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力電圧
範囲の広い場合には入力電圧の高いときにスイッチ素子
６を流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さくする
ことができる。
範囲の広い場合には入力電圧の高いときにスイッチ素子
６を流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さくする
ことができる。
【図１】高力率形スイッチング電源の基本回路図
【図２
】従来例の動作を説明するための動作波形図
】従来例の動作を説明するための動作波形図
【図３】本
発明による制御方法の動作を説明するための動作波形図
発明による制御方法の動作を説明するための動作波形図
【図４】本発明の一実施例回路図
【図５】本発明の実施例の動作を説明するための動作波
形図である。
形図である。
１・・・交流電源
２・・・高域阻止フィルタ
３・・・全波整流器
４・・・トランス
５・・・１次巻線
６・・・スイッチ素子
７・・・２次巻線
８・・・整流用ダイオード
９・・・平滑用コンデンサ
１０・・・電気的負荷
１１・・・制御回路
１２・・・リセッ卜検出用巻線
１３・・・誤差増幅器
１４・・・基準電圧源
１５・・・駆動回路
１６・・・インバータ回路
１７・・・アンド回路
１８・・・放電用ダイオード
１９・・・充電回路
２０・・・鋸歯状波電圧発生用コンデンサ２１・・・コ
ンパレータ
ンパレータ
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源に高域阻止フィルタを介して
接続された全波整流器の直流出力にスイッチ素子と変換
トランスの１次巻線を直列に接続し、前記変換トランス
の２次巻線には整流平滑回路を接続して直流電圧を得る
ようにし、前記スイッチ素子のオン時に前記変換トラン
スに蓄えられた磁気エネルギーをオフ時に前記変換トラ
ンスの２次巻線側に供給するように構成されたスイッチ
ング電源において、前記スイッチ素子を前記変換トラン
スの励磁がリセットされると同時にオンが始まるように
制御すると共に、一定の入出力条件では交流電源の一周
期においてオン幅が略一定になるように制御することを
特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10992091A JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10992091A JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04265665A true JPH04265665A (ja) | 1992-09-21 |
| JP3364498B2 JP3364498B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=14522480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10992091A Expired - Fee Related JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3364498B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011062043A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路及びこれを用いたｌｅｄ照明器具 |
-
1991
- 1991-02-19 JP JP10992091A patent/JP3364498B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011062043A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路及びこれを用いたｌｅｄ照明器具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3364498B2 (ja) | 2003-01-08 |
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