JP2590134B2 - 整流装置 - Google Patents
整流装置Info
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- JP2590134B2 JP2590134B2 JP62229365A JP22936587A JP2590134B2 JP 2590134 B2 JP2590134 B2 JP 2590134B2 JP 62229365 A JP62229365 A JP 62229365A JP 22936587 A JP22936587 A JP 22936587A JP 2590134 B2 JP2590134 B2 JP 2590134B2
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- rectifier
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- capacitor
- power supply
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、リアクタを通じて与えられる交流電源の出
力を整流器により整流した後にコンデンサにより平滑す
るようにした整流装置、特には小形軽量化が要求される
電気機器の電源用に好適する整流装置に関する。
力を整流器により整流した後にコンデンサにより平滑す
るようにした整流装置、特には小形軽量化が要求される
電気機器の電源用に好適する整流装置に関する。
（従来の技術） 第４図には従来の整流装置の一例が示されている。こ
の第４図において、１は例えばダイオードブリッジより
成る整流器で、これは商用交流電源２の出力をリアクタ
３を通じて受けて全波整流するよう接続されている。そ
して、４は整流器１の出力を平滑するコンデンサであ
り、このコンデンサ４及び前記整流器1,リアクタ３によ
って整流装置が構成されている。尚、５は上記整流装置
の出力端子であるコンデンサ４の両端に接続された負荷
である。
の第４図において、１は例えばダイオードブリッジより
成る整流器で、これは商用交流電源２の出力をリアクタ
３を通じて受けて全波整流するよう接続されている。そ
して、４は整流器１の出力を平滑するコンデンサであ
り、このコンデンサ４及び前記整流器1,リアクタ３によ
って整流装置が構成されている。尚、５は上記整流装置
の出力端子であるコンデンサ４の両端に接続された負荷
である。
また、第５図には上記整流装置の各部動作波形が示さ
れている。即ち、第５図（ａ）及び（ｂ）は夫々交流電
源２から与えられる入力電圧Vin及び入力電流Ｉの各波
形、同図（ｃ）は整流平滑後の出力電圧Vout（コンデン
サ４の端子電圧に相当）の波形を示す。この第５図に示
されたように、入力電圧Vinとリアクタ３での電圧降下
との和が、出力電圧Voutより低い期間（第５図では
（ａ），（ｂ）と（ｃ）とで縦軸の電圧スケールが異な
る）、つまり第５図中に０〜α1,β１〜π，π〜α2,β
２〜２π,2π〜α3,β３〜３π，……で示す期間は、入
力電流Ｉは流れない。また、上記入力電流Ｉが零の期間
には、コンデンサ４から負荷５に電流が供給されるもの
であり、この期間には出力電圧Voutは徐々に低下する。
れている。即ち、第５図（ａ）及び（ｂ）は夫々交流電
源２から与えられる入力電圧Vin及び入力電流Ｉの各波
形、同図（ｃ）は整流平滑後の出力電圧Vout（コンデン
サ４の端子電圧に相当）の波形を示す。この第５図に示
されたように、入力電圧Vinとリアクタ３での電圧降下
との和が、出力電圧Voutより低い期間（第５図では
（ａ），（ｂ）と（ｃ）とで縦軸の電圧スケールが異な
る）、つまり第５図中に０〜α1,β１〜π，π〜α2,β
２〜２π,2π〜α3,β３〜３π，……で示す期間は、入
力電流Ｉは流れない。また、上記入力電流Ｉが零の期間
には、コンデンサ４から負荷５に電流が供給されるもの
であり、この期間には出力電圧Voutは徐々に低下する。
（発明が解決しようとする問題点） 第５図（ｃ）に示すように、従来の整流装置５では、
その出力電圧Voutに比較的大きなリップルが含まれる。
かといって、このようなリップルを低減させるためにコ
ンデンサ４を大容量のものとした場合には、コストの上
昇及び全体の重量の増加を招くばかりか、力率の低下を
来たすという問題点が惹起される。特に、力率の改善の
ためには、リアクタ３を大容量化する必要があり、この
面でもコストの上昇及び重量の増加を来たすことにな
る。
その出力電圧Voutに比較的大きなリップルが含まれる。
かといって、このようなリップルを低減させるためにコ
ンデンサ４を大容量のものとした場合には、コストの上
昇及び全体の重量の増加を招くばかりか、力率の低下を
来たすという問題点が惹起される。特に、力率の改善の
ためには、リアクタ３を大容量化する必要があり、この
面でもコストの上昇及び重量の増加を来たすことにな
る。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その
目的は、出力電圧のリップル低減を、その出力電圧平滑
用のコンデンサの大形化を伴うことなく実現でき、以て
コストの低下並びに重量の軽減を図り得る等の効果を奏
する整流装置を提供するにある。
目的は、出力電圧のリップル低減を、その出力電圧平滑
用のコンデンサの大形化を伴うことなく実現でき、以て
コストの低下並びに重量の軽減を図り得る等の効果を奏
する整流装置を提供するにある。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、リアクタを通じて与えられる交流電源の出
力を整流する整流器と、この整流器の出力を平滑するコ
ンデンサとを備えた整流装置を対象としたものであり、
前記整流器の出力電圧をチョッピングするスイッチング
素子及びこのスイッチング素子によるチョッピング出力
を整流して前記コンデンサに与えるダイオードより成る
昇圧チョッパ回路を設けると共に、少なくとも前記交流
電源から与えられる電圧が前記コンデンサの端子電圧よ
り低い期間に、当該交流電源からの電圧波形に対して予
め設定された電圧波形を加算することによって得た駆動
信号により前記昇圧チョッパ回路を駆動する制御手段を
設ける構成としたものである。
力を整流する整流器と、この整流器の出力を平滑するコ
ンデンサとを備えた整流装置を対象としたものであり、
前記整流器の出力電圧をチョッピングするスイッチング
素子及びこのスイッチング素子によるチョッピング出力
を整流して前記コンデンサに与えるダイオードより成る
昇圧チョッパ回路を設けると共に、少なくとも前記交流
電源から与えられる電圧が前記コンデンサの端子電圧よ
り低い期間に、当該交流電源からの電圧波形に対して予
め設定された電圧波形を加算することによって得た駆動
信号により前記昇圧チョッパ回路を駆動する制御手段を
設ける構成としたものである。
（作用） 交流電源から整流器に与えられる電圧（入力電圧）が
その整流器の出力電圧平滑用のコンデンサの端子電圧
（出力電圧）より低い期間、つまりコンデサから負荷電
流が供給されて出力電圧が徐々に低下する期間には、制
御手段が、前記交流電源からの電圧波形に対して予め設
定された電圧波形を加算することによって得た駆動信号
により昇圧チョッパ回路を駆動するようになり、これに
応じて上記出力電圧が上昇されるようになる。この場
合、昇圧チョッパ回路の動作状態は、交流電源からの電
圧波形に対して予め設定された電圧波形を加算すること
によって得た駆動信号により制御される構成となってい
るから、上記電圧波形を適宜に設定することによって、
力率がある程度の範囲内に収まるように制御できると共
に、高調波成分がある程度は多くなるものの、前記コン
デンサを大容量化せずとも出力電圧の変動が少なくなっ
て、そのリップルが減少するようになる。
その整流器の出力電圧平滑用のコンデンサの端子電圧
（出力電圧）より低い期間、つまりコンデサから負荷電
流が供給されて出力電圧が徐々に低下する期間には、制
御手段が、前記交流電源からの電圧波形に対して予め設
定された電圧波形を加算することによって得た駆動信号
により昇圧チョッパ回路を駆動するようになり、これに
応じて上記出力電圧が上昇されるようになる。この場
合、昇圧チョッパ回路の動作状態は、交流電源からの電
圧波形に対して予め設定された電圧波形を加算すること
によって得た駆動信号により制御される構成となってい
るから、上記電圧波形を適宜に設定することによって、
力率がある程度の範囲内に収まるように制御できると共
に、高調波成分がある程度は多くなるものの、前記コン
デンサを大容量化せずとも出力電圧の変動が少なくなっ
て、そのリップルが減少するようになる。
（実施例） 以下、本発明の一実施例について第１図乃至第３図を
参照しながら説明する。
参照しながら説明する。
第１図において、11は例えばダイオードブリッジより
成る整流器で、これは商用交流電源12の出力をリアクタ
13を通じて受けて全波整流するよう接続されている。ま
た、14は整流器11の出力電圧を平滑するためのコンデン
サであり、このコンデンサ14と整流器11との間には、前
記リアクタ13と共に昇圧チョッパ回路15を構成するスイ
ッチング素子たるPNP形のトランジスタ16及び整流用の
タイオード17が夫々接続されている。具体的には、上記
トランジスタ16は、そのコレクタ・エミッタ間が整流器
11の両出力端子間に接続されて、その整流器11の出力電
圧をチョッピングするように設けられている。また、ダ
イオード17は、上記トランジスタ16によるチョッピング
出力を整流してコンデンサ14に与えるように接続されて
いる。そして、斯かる昇圧チョッパ回路15にあっては、
トランジスタ16のスイッチング動作（チョッピング動
作）に応じて、リアクタ13が電流平滑，エネルギ蓄蔵及
び電流変換作用を果たすと共に、ダイオード17がリアク
トル13の電流を持続させるためのフリーホィールダイオ
ードとして機能するようになり、これによりコンデンサ
14の両端電圧つまり出力電圧を上昇させるようになる。
尚、18はコンデンサ14の両端に接続された負荷である。
成る整流器で、これは商用交流電源12の出力をリアクタ
13を通じて受けて全波整流するよう接続されている。ま
た、14は整流器11の出力電圧を平滑するためのコンデン
サであり、このコンデンサ14と整流器11との間には、前
記リアクタ13と共に昇圧チョッパ回路15を構成するスイ
ッチング素子たるPNP形のトランジスタ16及び整流用の
タイオード17が夫々接続されている。具体的には、上記
トランジスタ16は、そのコレクタ・エミッタ間が整流器
11の両出力端子間に接続されて、その整流器11の出力電
圧をチョッピングするように設けられている。また、ダ
イオード17は、上記トランジスタ16によるチョッピング
出力を整流してコンデンサ14に与えるように接続されて
いる。そして、斯かる昇圧チョッパ回路15にあっては、
トランジスタ16のスイッチング動作（チョッピング動
作）に応じて、リアクタ13が電流平滑，エネルギ蓄蔵及
び電流変換作用を果たすと共に、ダイオード17がリアク
トル13の電流を持続させるためのフリーホィールダイオ
ードとして機能するようになり、これによりコンデンサ
14の両端電圧つまり出力電圧を上昇させるようになる。
尚、18はコンデンサ14の両端に接続された負荷である。
さて、19は制御手段であり、以下これについて説明す
る。即ち、20は第１の信号ラインで、これには交流電源
12の出力電圧つまり整流器11の入力電圧Vinを示す電圧
信号V11（第２図（ａ）参照）が与えられる。また、21
は整流器11に対する入力電流Ｉを検出するための変流
器、22はこの変流器21により検出電流を示す電流信号I1
1（実際には電圧値に変換されている）が与えられる第
２の信号ラインである。尚、上記各電圧信号V11及び電
流信号I11の基準は、接地点の選択状態に応じて変化す
るものであるため、ここでは各信号V11及びI11用の信号
ライン20及び22を、便宜上各１本ずつのラインで表わし
た。
る。即ち、20は第１の信号ラインで、これには交流電源
12の出力電圧つまり整流器11の入力電圧Vinを示す電圧
信号V11（第２図（ａ）参照）が与えられる。また、21
は整流器11に対する入力電流Ｉを検出するための変流
器、22はこの変流器21により検出電流を示す電流信号I1
1（実際には電圧値に変換されている）が与えられる第
２の信号ラインである。尚、上記各電圧信号V11及び電
流信号I11の基準は、接地点の選択状態に応じて変化す
るものであるため、ここでは各信号V11及びI11用の信号
ライン20及び22を、便宜上各１本ずつのラインで表わし
た。
23は関数発生器で、これは例えば第２図（ｂ）に示す
ような電圧波形の電圧信号V23を発生する。この場合、
上記電圧信号V23の波形は、互にピークを一致させた状
態での前記入力電圧Vinに対応した電圧信号V11の波形と
従来の整流装置での入力電流波形との差に対応した波形
となるように構成されており、その波形を定数倍（ｋ
倍）したものが出力されるようになっている。24は加算
器で、これは第１の信号ライン20からの電圧信号V11と
関数発生器23からの電圧信号V23を加算し、第２図
（ｃ）に示すような電圧信号V24を出力する。25は上記
電圧信号V24を増幅して電圧信号V25として出力する電圧
制御形増幅器で、これは外部入力である出力電圧設定値
Vsによる増幅度が変化するように構成されている。26は
比較回路で、これは上記電圧信号V25と前記第２の出力
ライン22からの電流信号I11（実際には電圧値の信号）
とを比較し、V25＜I11の関係のときにローレベル信号よ
り成るオフ信号Soffを出力し、V25≧I11の関係のときに
ハイレベル信号より成る駆動信号としてのオン信号Son
を出力するように構成されている。27は比較器26の出力
を増幅して前記トランジスタ16のベースに与えるベース
ドライブ回路で、これはオフ信号Soffを受けたときにト
ランジスタ16をオフさせ、オン信号Sonを受けたときに
トランジスタ16をオンさせる。
ような電圧波形の電圧信号V23を発生する。この場合、
上記電圧信号V23の波形は、互にピークを一致させた状
態での前記入力電圧Vinに対応した電圧信号V11の波形と
従来の整流装置での入力電流波形との差に対応した波形
となるように構成されており、その波形を定数倍（ｋ
倍）したものが出力されるようになっている。24は加算
器で、これは第１の信号ライン20からの電圧信号V11と
関数発生器23からの電圧信号V23を加算し、第２図
（ｃ）に示すような電圧信号V24を出力する。25は上記
電圧信号V24を増幅して電圧信号V25として出力する電圧
制御形増幅器で、これは外部入力である出力電圧設定値
Vsによる増幅度が変化するように構成されている。26は
比較回路で、これは上記電圧信号V25と前記第２の出力
ライン22からの電流信号I11（実際には電圧値の信号）
とを比較し、V25＜I11の関係のときにローレベル信号よ
り成るオフ信号Soffを出力し、V25≧I11の関係のときに
ハイレベル信号より成る駆動信号としてのオン信号Son
を出力するように構成されている。27は比較器26の出力
を増幅して前記トランジスタ16のベースに与えるベース
ドライブ回路で、これはオフ信号Soffを受けたときにト
ランジスタ16をオフさせ、オン信号Sonを受けたときに
トランジスタ16をオンさせる。
さて、前記関数発生器23からの電圧信号V23を得るた
めの定数倍数ｋは、整流特性（出力電圧のリップル，入
力力率）に影響するものであり、その倍数Ｋを変化させ
たときの整流特性の変化状態を下表に示す。
めの定数倍数ｋは、整流特性（出力電圧のリップル，入
力力率）に影響するものであり、その倍数Ｋを変化させ
たときの整流特性の変化状態を下表に示す。
ここで、上記実施例では、整流器11に対し第２図
（ｄ）に示すような歪み波交流が与えられることになる
が、斯かる歪み波交流にあっては、その皮相電力をＳ、
有効電力をＰ（＝Vin・Ｉ・cosφ、cosφは力率）、基
本波無効電力をＱ、歪み電力をＤとした場合、 S2＝P2＋Q2＋D2 の関係が成立するものであり、これらの各量は第３図
（ａ）に示す所謂電力の四面体として表示できることが
知られている。この場合、上記ｋの符号は、第３図
（ｂ）に示すＣ点がOB線のどちらにあるかによって決ま
るものであり、ｋが小さくなることは歪み電力Ｄが小さ
くなることを示している。
（ｄ）に示すような歪み波交流が与えられることになる
が、斯かる歪み波交流にあっては、その皮相電力をＳ、
有効電力をＰ（＝Vin・Ｉ・cosφ、cosφは力率）、基
本波無効電力をＱ、歪み電力をＤとした場合、 S2＝P2＋Q2＋D2 の関係が成立するものであり、これらの各量は第３図
（ａ）に示す所謂電力の四面体として表示できることが
知られている。この場合、上記ｋの符号は、第３図
（ｂ）に示すＣ点がOB線のどちらにあるかによって決ま
るものであり、ｋが小さくなることは歪み電力Ｄが小さ
くなることを示している。
上記構成によれば、整流器11に与えられる電圧（入力
電圧Vin）がコンデンサ14の端子電圧（出力電圧Vout）
より低い状態にある期間、つまりコンデンサ14から負荷
18に電流が供給されて出力電圧Voutが徐々に低下する期
間には、第２の信号ライン22からの電流信号I11が零に
なって比較器26からオン信号Sonが出力される。従っ
て、この期間には、トランジスタ16がオン可能な状態と
なって昇圧チョッパ回路15が駆動されるものであり、こ
れにて上記出力電圧Voutが上昇されるようになる。ま
た、このときには、昇圧チョッパ回路15の動作状態が、
予め設定された電圧波形、つまり関数発生器23からの電
圧信号V23に応じて最適に制御されるものである。この
場合、上記電圧信号V23の波形は、互いにピークを一致
させた状態での入力電圧Vinを示す前記電圧信号V11の波
形と従来の整流装置での入力電流波形（第５図（ｂ）参
照）との差に対応した波形となるように構成されている
から、力率がある程度の範囲内に収まるようになると共
に、高調波成分がある程度は多くなるものの、コンデン
サ14の端子電圧つまり出力電圧Voutは第２図（ｅ）に示
すようなリップルの少ないものとなる。この場合、上記
のように出力電圧Voutのリップルを小さくするために、
リアクタ13及びコンデンサ14を大容量化する必要がな
く、従って、コストの低下並びに重量の低減を実現でき
ると共に、力率の改善により電力系統の安定化に寄与で
きるものである。
電圧Vin）がコンデンサ14の端子電圧（出力電圧Vout）
より低い状態にある期間、つまりコンデンサ14から負荷
18に電流が供給されて出力電圧Voutが徐々に低下する期
間には、第２の信号ライン22からの電流信号I11が零に
なって比較器26からオン信号Sonが出力される。従っ
て、この期間には、トランジスタ16がオン可能な状態と
なって昇圧チョッパ回路15が駆動されるものであり、こ
れにて上記出力電圧Voutが上昇されるようになる。ま
た、このときには、昇圧チョッパ回路15の動作状態が、
予め設定された電圧波形、つまり関数発生器23からの電
圧信号V23に応じて最適に制御されるものである。この
場合、上記電圧信号V23の波形は、互いにピークを一致
させた状態での入力電圧Vinを示す前記電圧信号V11の波
形と従来の整流装置での入力電流波形（第５図（ｂ）参
照）との差に対応した波形となるように構成されている
から、力率がある程度の範囲内に収まるようになると共
に、高調波成分がある程度は多くなるものの、コンデン
サ14の端子電圧つまり出力電圧Voutは第２図（ｅ）に示
すようなリップルの少ないものとなる。この場合、上記
のように出力電圧Voutのリップルを小さくするために、
リアクタ13及びコンデンサ14を大容量化する必要がな
く、従って、コストの低下並びに重量の低減を実現でき
ると共に、力率の改善により電力系統の安定化に寄与で
きるものである。
尚、上記実施例では、交流側で入力電流を検出して昇
圧チョッパ回路15の制御に供するようにしたが、整流器
11の出力側でその出力電流を検出し、この検出結果を上
記制御に供するようにしても良い。また、スイッチング
素子としてMOS形FET,IGBT,IGT等の高速スイッチング素
子を使用しても良く、さらには、第１図の回路構成を３
組使用することにより三相回路に適用しても良いもので
ある。
圧チョッパ回路15の制御に供するようにしたが、整流器
11の出力側でその出力電流を検出し、この検出結果を上
記制御に供するようにしても良い。また、スイッチング
素子としてMOS形FET,IGBT,IGT等の高速スイッチング素
子を使用しても良く、さらには、第１図の回路構成を３
組使用することにより三相回路に適用しても良いもので
ある。
［発明の効果］ 本発明によれば以上の説明によって明らかなように、
リアクタを通じて与えられる交流電源の出力を整流器に
より整流した後にコンデンサにより平滑するようにした
整流装置において、前記整流器の出力電圧をチョッピン
グするスイッチング素子及びこのスイッチング素子によ
るチョッピング出力を前記コンデンサに与えるダイオー
ドより成る昇圧チョッパ回路と、少なくとも前記交流電
源から与えられる電圧が前記コンデンサの端子電圧より
低い期間に、当該交流電源からの電圧波形に対して予め
設定された電圧波形を加算することによって得た駆動信
号により前記昇圧チョッパ回路を駆動する制御手段とを
設ける構成としたので、上記コンデンサの大形化を伴う
ことなく出力電圧のリップル低減を実現でき、以てコス
トの低下並びに重量の軽減を図り得る等の優れた効果を
奏するものである。
リアクタを通じて与えられる交流電源の出力を整流器に
より整流した後にコンデンサにより平滑するようにした
整流装置において、前記整流器の出力電圧をチョッピン
グするスイッチング素子及びこのスイッチング素子によ
るチョッピング出力を前記コンデンサに与えるダイオー
ドより成る昇圧チョッパ回路と、少なくとも前記交流電
源から与えられる電圧が前記コンデンサの端子電圧より
低い期間に、当該交流電源からの電圧波形に対して予め
設定された電圧波形を加算することによって得た駆動信
号により前記昇圧チョッパ回路を駆動する制御手段とを
設ける構成としたので、上記コンデンサの大形化を伴う
ことなく出力電圧のリップル低減を実現でき、以てコス
トの低下並びに重量の軽減を図り得る等の優れた効果を
奏するものである。
第１図乃至第３図は本発明の一実施例を示すもので、第
１図は回路構成図、第２図は第１図中の各部の波形を示
す図、第３図は第１図中の構成に関係した所謂電力の四
面体を示す図である。また、第４図及び第５図は従来例
説明用の夫々第１図及び第２図相当図である。 図中、11は整流器、12は交流電源、13はリアクタ、14は
コンデンサ、15は昇圧チェッパ回路、16はトランジスタ
（スイッチング素子）、17はダイオード、18は負荷、19
は制御手段、23は関数発生器、24は加算回路、26は比較
器を示す。
１図は回路構成図、第２図は第１図中の各部の波形を示
す図、第３図は第１図中の構成に関係した所謂電力の四
面体を示す図である。また、第４図及び第５図は従来例
説明用の夫々第１図及び第２図相当図である。 図中、11は整流器、12は交流電源、13はリアクタ、14は
コンデンサ、15は昇圧チェッパ回路、16はトランジスタ
（スイッチング素子）、17はダイオード、18は負荷、19
は制御手段、23は関数発生器、24は加算回路、26は比較
器を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】リアクタを通じて与えられる交流電源の出
力を整流する整流器と、この整流器の出力を平滑するコ
ンデンサとを備えた整流装置において、 前記整流器の出力電圧をチョッピングするスイッチング
素子及びこのスイッチング素子によるチョッピング出力
を前記コンデンサに与えるダイオードより成る昇圧チョ
ッパ回路と、 少なくとも前記交流電源から与えられる電圧が前記コン
デンサの端子電圧より低い期間に、当該交流電源からの
電圧波形に対して予め設定された電圧波形を加算するこ
とによって得た駆動信号により前記昇圧チョッパ回路を
駆動する制御手段とを備えたことを特徴とする整流装
置。 - 【請求項２】制御手段は、交流電源からの電圧波形に対
して加算する電圧波形を関数発生器によって得るように
構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載の整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62229365A JP2590134B2 (ja) | 1987-09-12 | 1987-09-12 | 整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62229365A JP2590134B2 (ja) | 1987-09-12 | 1987-09-12 | 整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6474060A JPS6474060A (en) | 1989-03-20 |
| JP2590134B2 true JP2590134B2 (ja) | 1997-03-12 |
Family
ID=16891025
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62229365A Expired - Lifetime JP2590134B2 (ja) | 1987-09-12 | 1987-09-12 | 整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2590134B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013126283A (ja) | 2011-12-14 | 2013-06-24 | Panasonic Corp | 整流装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0789743B2 (ja) * | 1983-04-26 | 1995-09-27 | 株式会社東芝 | 整流電源回路 |
-
1987
- 1987-09-12 JP JP62229365A patent/JP2590134B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6474060A (en) | 1989-03-20 |
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