JP3166201B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源の高調波歪を
抑制することのできるスイッチング電源装置に関する。
抑制することのできるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用交流入力電源の高調波歪を低
減する対策としては、「電気協同研究」第４６巻第２号
に解説されているように、交流リアクトル挿入方式、ア
クティブ平滑フィルタ方式、トランス方式が検討されて
いる。
減する対策としては、「電気協同研究」第４６巻第２号
に解説されているように、交流リアクトル挿入方式、ア
クティブ平滑フィルタ方式、トランス方式が検討されて
いる。
【０００３】上記交流リアクトル挿入方式とは、家電汎
用品の基本的な代表例である全波整流・コンデンサ平滑
回路の交流入力側に交流リアクトルを挿入したもので、
交流リアクトルのインピーダンス分でコンデンサへの充
電電流が制限されて、導通角が広がり、高調波成分を減
らすことができるものである。
用品の基本的な代表例である全波整流・コンデンサ平滑
回路の交流入力側に交流リアクトルを挿入したもので、
交流リアクトルのインピーダンス分でコンデンサへの充
電電流が制限されて、導通角が広がり、高調波成分を減
らすことができるものである。
【０００４】上記アクティブ平滑フィルタ方式とは、構
成する回路的には上記全波整流・コンデンサ平滑回路の
代わりに、入力電圧よりも出力電圧を高くした非絶縁型
のスイッチングレギュレータである昇圧型チョッパ・コ
ンバータを付加したものである。動作としては、以下の
通りである。ブリッジ整流器で両波整流された脈波形
を、数十ｋＨｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチ
する。このため入力電流波形はスイッチング電流の周期
ごとの平均値となり、負荷に大きなコンデンサがあった
としても、あたかも純抵抗負荷と等価となり、入力のス
イッチング電流はマクロ的には正弦波状で流れ、高調波
の低減が可能となる。
成する回路的には上記全波整流・コンデンサ平滑回路の
代わりに、入力電圧よりも出力電圧を高くした非絶縁型
のスイッチングレギュレータである昇圧型チョッパ・コ
ンバータを付加したものである。動作としては、以下の
通りである。ブリッジ整流器で両波整流された脈波形
を、数十ｋＨｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチ
する。このため入力電流波形はスイッチング電流の周期
ごとの平均値となり、負荷に大きなコンデンサがあった
としても、あたかも純抵抗負荷と等価となり、入力のス
イッチング電流はマクロ的には正弦波状で流れ、高調波
の低減が可能となる。
【０００５】上記トランス方式とは、トランスのチョー
ク効果と２次側低電圧化による電流導通角の拡大によ
り、高調波の低減ができるものである。
ク効果と２次側低電圧化による電流導通角の拡大によ
り、高調波の低減ができるものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記交流リ
アクトル挿入方式、上記アクティブ平滑フィルタ方式、
上記トランス方式にはそれぞれ以下のような欠点があ
る。
アクトル挿入方式、上記アクティブ平滑フィルタ方式、
上記トランス方式にはそれぞれ以下のような欠点があ
る。
【０００７】上記交流リアクトル挿入方式では、装置の
重量、大きさが大であり高コストである。特に、交流リ
アクトルは、他の部品と比べても高価である。また、交
流平滑直流電圧が低下するため、後段のスイッチレギュ
レータの再設計が必要となり、効率が低下する。さら
に、装置の漏洩磁束による電子機器への影響もある。
重量、大きさが大であり高コストである。特に、交流リ
アクトルは、他の部品と比べても高価である。また、交
流平滑直流電圧が低下するため、後段のスイッチレギュ
レータの再設計が必要となり、効率が低下する。さら
に、装置の漏洩磁束による電子機器への影響もある。
【０００８】上記アクティブ平滑フィルタ方式では、ス
イッチング半導体から発生する電磁妨害（ＥＭＩ）の発
生によるノイズレベルが増大する。また、スイッチング
電源の機能の他に入力電圧と入力電流が比例するように
するスイッチング制御の手段と、起動回路やソフト機能
等のため回路が複雑となり構成部品点数が増大し、高コ
ストとなる。さらに、非絶縁システムのため後段のスイ
ッチングレギュレータで絶縁しなければならない。
イッチング半導体から発生する電磁妨害（ＥＭＩ）の発
生によるノイズレベルが増大する。また、スイッチング
電源の機能の他に入力電圧と入力電流が比例するように
するスイッチング制御の手段と、起動回路やソフト機能
等のため回路が複雑となり構成部品点数が増大し、高コ
ストとなる。さらに、非絶縁システムのため後段のスイ
ッチングレギュレータで絶縁しなければならない。
【０００９】上記トランス方式では、小容量（３０Ｗ以
下）の電子機器に限定されるが商品化するには機器が大
型化する。
下）の電子機器に限定されるが商品化するには機器が大
型化する。
【００１０】以上の３方式の欠点を検討すると装置の大
型化という問題から上記交流リアクトル挿入方式と上記
トランス方式は現状の技術では商品性において充分では
ない。上記アクティブ平滑フィルタ方式ではアクティブ
平滑フィルタ部とスイッチングトランジスタを含めた集
積化を解決すれば実用化可能である。
型化という問題から上記交流リアクトル挿入方式と上記
トランス方式は現状の技術では商品性において充分では
ない。上記アクティブ平滑フィルタ方式ではアクティブ
平滑フィルタ部とスイッチングトランジスタを含めた集
積化を解決すれば実用化可能である。
【００１１】上記アクティブ平滑フィルタ方式を用いた
アクティブフィルタ回路の、回路方式は「電子技術」１
９９０年３月特別増大号に解説されているように、非絶
縁形昇圧チョッパー回路が、スイッチング周波数固定の
ＰＷＭ（パルス幅変調）方式かスイッチング周波数可変
のＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式によ
る。問題点としては、台形波あるいは三角波でスイッチ
ング半導体がＯＮ−ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返
すため、半導体から発生する電磁波妨害レベルが大きい
こと。また、絶縁形の場合フライバックコンバータとな
り電力損失の増加とさらにノイズレベルが増大するこ
と。さらに、スイッチング電源の機能の他に入力電圧と
入力電流を検出し、入力電圧に入力電流が比例するよう
にする手段と、起動回路やソフト機能のため回路が複雑
となり構成部品点数が増大し高コストとなる。
アクティブフィルタ回路の、回路方式は「電子技術」１
９９０年３月特別増大号に解説されているように、非絶
縁形昇圧チョッパー回路が、スイッチング周波数固定の
ＰＷＭ（パルス幅変調）方式かスイッチング周波数可変
のＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式によ
る。問題点としては、台形波あるいは三角波でスイッチ
ング半導体がＯＮ−ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返
すため、半導体から発生する電磁波妨害レベルが大きい
こと。また、絶縁形の場合フライバックコンバータとな
り電力損失の増加とさらにノイズレベルが増大するこ
と。さらに、スイッチング電源の機能の他に入力電圧と
入力電流を検出し、入力電圧に入力電流が比例するよう
にする手段と、起動回路やソフト機能のため回路が複雑
となり構成部品点数が増大し高コストとなる。
【００１２】また、従来の交流入力電圧の変化と負荷変
動に対して、交流リップル電圧を５０ｍＶ以下に抑制し
て、直流出力電圧を一定に保持するスイッチング電源方
式では、交流入力整流平滑用コンデンサとして大静電容
量の電解コンデンサが用いられ、例えば負荷電力が１５
０Ｗで上記交流入力整流用コンデンサを８２０μＦとし
た時には、図２に示すようにコンデンサを充電する多く
の高調波成分を含んだ交流ライン電流が流れ正弦波の商
用交流電圧の波形歪が生じ、力率は０．５〜０．７であ
る。
動に対して、交流リップル電圧を５０ｍＶ以下に抑制し
て、直流出力電圧を一定に保持するスイッチング電源方
式では、交流入力整流平滑用コンデンサとして大静電容
量の電解コンデンサが用いられ、例えば負荷電力が１５
０Ｗで上記交流入力整流用コンデンサを８２０μＦとし
た時には、図２に示すようにコンデンサを充電する多く
の高調波成分を含んだ交流ライン電流が流れ正弦波の商
用交流電圧の波形歪が生じ、力率は０．５〜０．７であ
る。
【００１３】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、スイッチング周波数制御と
直列共振周波数制御を併用した共振コンバータ回路によ
るスイッチング電源システムによってアクティブフィル
タ回路を構成し、力率を改善することを目的としたもの
である。
みて提案されたものであり、スイッチング周波数制御と
直列共振周波数制御を併用した共振コンバータ回路によ
るスイッチング電源システムによってアクティブフィル
タ回路を構成し、力率を改善することを目的としたもの
である。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明に係るスイッチン
グ電源装置は、商用交流入力電源を整流平滑する回路と
して小容量コンデンサを用いた入力側整流平滑回路と、
少なくとも１次巻線と２次巻線と制御巻線とを有する第
１のトランスと、上記第１のトランスの１次巻線および
２次巻線に接続され、上記第１のトランスと共に自励発
振回路を構成して上記入力側整流平滑回路からの出力電
流をスイッチングする共振コンバータ回路と、上記共振
コンバータ回路によりスイッチングされた電流が直列共
振コンデンサを介して供給される第２のトランスであっ
て、上記直列共振コンデンサと共に直列共振回路を構成
する１次巻線と、この１次巻線に対して絶縁された２次
巻線と、これらの１次巻線および２次巻線に対して巻線
方向が直交する制御巻線とを有する第２のトランスと、
上記第２のトランスの２次巻線に得られる直流出力電圧
の平均値を検出して、上記第２のトランスの制御巻線の
制御電流を制御し、上記自励発振回路の発振周波数を上
記直流出力電圧の平均値が一定となる向きに制御する第
１の制御回路と、上記入力側整流平滑回路からの出力の
リップル電圧を含む直流電圧を検出して、上記第１のト
ランスの制御巻線の制御電流を上記リップル電圧が減少
する向きに制御する第２の制御回路とを有することによ
り、上述した課題を解決する。
グ電源装置は、商用交流入力電源を整流平滑する回路と
して小容量コンデンサを用いた入力側整流平滑回路と、
少なくとも１次巻線と２次巻線と制御巻線とを有する第
１のトランスと、上記第１のトランスの１次巻線および
２次巻線に接続され、上記第１のトランスと共に自励発
振回路を構成して上記入力側整流平滑回路からの出力電
流をスイッチングする共振コンバータ回路と、上記共振
コンバータ回路によりスイッチングされた電流が直列共
振コンデンサを介して供給される第２のトランスであっ
て、上記直列共振コンデンサと共に直列共振回路を構成
する１次巻線と、この１次巻線に対して絶縁された２次
巻線と、これらの１次巻線および２次巻線に対して巻線
方向が直交する制御巻線とを有する第２のトランスと、
上記第２のトランスの２次巻線に得られる直流出力電圧
の平均値を検出して、上記第２のトランスの制御巻線の
制御電流を制御し、上記自励発振回路の発振周波数を上
記直流出力電圧の平均値が一定となる向きに制御する第
１の制御回路と、上記入力側整流平滑回路からの出力の
リップル電圧を含む直流電圧を検出して、上記第１のト
ランスの制御巻線の制御電流を上記リップル電圧が減少
する向きに制御する第２の制御回路とを有することによ
り、上述した課題を解決する。
【００１５】
【作用】小容量コンデンサを用いた整流平滑回路とスイ
ッチング周波数制御と共振周波数制御とを併用した共振
コンバータ回路によって構成されたアクティブ平滑フィ
ルタにより商用電源の高調波電流を低減させる力率の改
善が達成できる。
ッチング周波数制御と共振周波数制御とを併用した共振
コンバータ回路によって構成されたアクティブ平滑フィ
ルタにより商用電源の高調波電流を低減させる力率の改
善が達成できる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明に係るスイッチング電源装置の
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本
発明の実施例となる力率改善用スイッチング電源装置を
示す回路図である。
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本
発明の実施例となる力率改善用スイッチング電源装置を
示す回路図である。
【００１７】図１の力率改善用スイッチング電源装置の
実施例の構成は次の通りである。直流入力電源として
は、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリッジ形
の全波整流器２及び小容量コンデンサ３にて整流し平滑
することにより得ている。
実施例の構成は次の通りである。直流入力電源として
は、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリッジ形
の全波整流器２及び小容量コンデンサ３にて整流し平滑
することにより得ている。
【００１８】この直流入力電源は、コンバータ駆動トラ
ンス５の１次巻線Ｎa を介し、コンデンサ６と直交形電
源レギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ1 の漏洩イ
ンダクタンスとよりなる直列共振回路に供給されてい
る。
ンス５の１次巻線Ｎa を介し、コンデンサ６と直交形電
源レギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ1 の漏洩イ
ンダクタンスとよりなる直列共振回路に供給されてい
る。
【００１９】上記コンバータ駆動トランス５は、１次巻
線Ｎa 、２つの２次巻線ＮB1、ＮB2と制御巻線ＮC1を有
する。上記コンバータ駆動トランス５の制御巻線ＮC1に
はダイオードＤ5 を経て、電源レギュレーショントラン
ス７の１次巻線Ｎ1 がコンデンサＣ0 ′′及びトランジ
スタＱ5 とともに接続されている。トランジスタＱ5 の
ベースには分圧抵抗Ｒ3 、Ｒ4 が接続されエミッタ接地
間には抵抗Ｒ5 が接続されている。
線Ｎa 、２つの２次巻線ＮB1、ＮB2と制御巻線ＮC1を有
する。上記コンバータ駆動トランス５の制御巻線ＮC1に
はダイオードＤ5 を経て、電源レギュレーショントラン
ス７の１次巻線Ｎ1 がコンデンサＣ0 ′′及びトランジ
スタＱ5 とともに接続されている。トランジスタＱ5 の
ベースには分圧抵抗Ｒ3 、Ｒ4 が接続されエミッタ接地
間には抵抗Ｒ5 が接続されている。
【００２０】コンバータ駆動トランス５の２次巻線
ＮB1、ＮB2に関連して、上記直流入力電源の電流をオ
ン、オフスイッチング制御するための共振コンバータ回
路４が設けられている。上記共振コンバータ回路４は、
エミッタ・ベース間にダイオードＤB1が接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ1 及び、ベース・接地間にダイ
オードＤB2が接続されたスイッチングトランジスタＱ2
とが直列に接続され、トランジスタＱ1 は上記直流入力
電源とコンバータ駆動トランス５の１次巻線Ｎa との間
に挿入接続され、トランジスタＱ2 はコンバータ駆動ト
ランス５の１次巻線Ｎa と接地との間に挿入されてい
る。トランジスタＱ1 のエミッタ・べース間には、ダイ
オードＤB1と並列に、コンバー駆動トランス５の２次巻
線ＮB1と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1との直列共振回路が
接続され、トランジスタＱ2 のエミッタ・ベース間に
は、ダイオードＤB2と並列に、コンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮB2と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1との直列
共振回路が接続されている。さらに、上記直流入力電源
とスイッチングトランジスタＱ1 のベースとの間には、
起動用の抵抗ＲS1が挿入接続され、スイッチングトラン
ジスタＱ2のコレクタ・ベース間には起動用の抵抗ＲS2
が挿入接続されている。
ＮB1、ＮB2に関連して、上記直流入力電源の電流をオ
ン、オフスイッチング制御するための共振コンバータ回
路４が設けられている。上記共振コンバータ回路４は、
エミッタ・ベース間にダイオードＤB1が接続されたスイ
ッチングトランジスタＱ1 及び、ベース・接地間にダイ
オードＤB2が接続されたスイッチングトランジスタＱ2
とが直列に接続され、トランジスタＱ1 は上記直流入力
電源とコンバータ駆動トランス５の１次巻線Ｎa との間
に挿入接続され、トランジスタＱ2 はコンバータ駆動ト
ランス５の１次巻線Ｎa と接地との間に挿入されてい
る。トランジスタＱ1 のエミッタ・べース間には、ダイ
オードＤB1と並列に、コンバー駆動トランス５の２次巻
線ＮB1と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1との直列共振回路が
接続され、トランジスタＱ2 のエミッタ・ベース間に
は、ダイオードＤB2と並列に、コンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮB2と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1との直列
共振回路が接続されている。さらに、上記直流入力電源
とスイッチングトランジスタＱ1 のベースとの間には、
起動用の抵抗ＲS1が挿入接続され、スイッチングトラン
ジスタＱ2のコレクタ・ベース間には起動用の抵抗ＲS2
が挿入接続されている。
【００２１】次に、電源レギュレーショントランス７は
絶縁された１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 、及び制御巻線
ＮC2を有し、上記巻線Ｎ1 、Ｎ2 の巻回方向に対して直
交する方向に上記制御巻線ＮC2を巻回している。電源レ
ギュレーショントランス７の２次巻線Ｎ2 にはダイオー
ドＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 と平滑コンデンサＣ0 、Ｃ0 ′を有
する整流平滑回路８が接続されており、この整流平滑回
路８からの直流出力電圧は、制御回路９により制御電流
に変換されて電源レギュレーショントランス７の制御巻
線ＮC2に送られている。
絶縁された１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 、及び制御巻線
ＮC2を有し、上記巻線Ｎ1 、Ｎ2 の巻回方向に対して直
交する方向に上記制御巻線ＮC2を巻回している。電源レ
ギュレーショントランス７の２次巻線Ｎ2 にはダイオー
ドＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 と平滑コンデンサＣ0 、Ｃ0 ′を有
する整流平滑回路８が接続されており、この整流平滑回
路８からの直流出力電圧は、制御回路９により制御電流
に変換されて電源レギュレーショントランス７の制御巻
線ＮC2に送られている。
【００２２】この制御回路９は、上記直流出力電圧が分
圧抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介してベースに供給されるトランジ
スタＱ3 と、このトランジスタＱ3 のエミッタに接続さ
れた抵抗Ｒ3 及び基準電圧用のツェナーダイオードＤK
と、このトランジスタＱ3のコレクタに抵抗Ｒ4 と共に
ベースが接続されたトランジスタＱ4 と、トランジスタ
Ｑ3 、Ｑ4 のそれぞれのベース間に挿入接続された帰還
コンデンサＣf とを有している。
圧抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介してベースに供給されるトランジ
スタＱ3 と、このトランジスタＱ3 のエミッタに接続さ
れた抵抗Ｒ3 及び基準電圧用のツェナーダイオードＤK
と、このトランジスタＱ3のコレクタに抵抗Ｒ4 と共に
ベースが接続されたトランジスタＱ4 と、トランジスタ
Ｑ3 、Ｑ4 のそれぞれのベース間に挿入接続された帰還
コンデンサＣf とを有している。
【００２３】次に、以上のような構成を有するスイッチ
ング電源装置の概略的な動作を説明する。例えば１００
Ｖの商用交流電源１からの交流出力を、ダイオードブリ
ッジ型の全波整流器２および小容量コンデンサ３にて整
流平滑する。ここで、上記小容量コンデンサ３の値を
０．１〜０．２２μＦとすると、直流入力電圧Ｅi は、
図３に示すように、正弦波の脈流電圧を得て、共振コン
バータ回路４と、コンバータ駆動トランス５を介して、
図５、図６に示される電源レギュレーショントランス７
に供給される。制御回路９は、上記電源レギュレーショ
ントランス７の２次巻線Ｎ2 に得られる出力の直流電圧
の平均値を検出して、平均値が一定となるように制御巻
線Ｎc2に流れる直流制御電流Ｉc2を制御すると同時に、
図５、図６と同一構造の上記コンバータ駆動トランス５
の制御巻線Ｎc1に商用周波数の正弦波リップル電圧に比
例して制御電流Ｉc1を流す。
ング電源装置の概略的な動作を説明する。例えば１００
Ｖの商用交流電源１からの交流出力を、ダイオードブリ
ッジ型の全波整流器２および小容量コンデンサ３にて整
流平滑する。ここで、上記小容量コンデンサ３の値を
０．１〜０．２２μＦとすると、直流入力電圧Ｅi は、
図３に示すように、正弦波の脈流電圧を得て、共振コン
バータ回路４と、コンバータ駆動トランス５を介して、
図５、図６に示される電源レギュレーショントランス７
に供給される。制御回路９は、上記電源レギュレーショ
ントランス７の２次巻線Ｎ2 に得られる出力の直流電圧
の平均値を検出して、平均値が一定となるように制御巻
線Ｎc2に流れる直流制御電流Ｉc2を制御すると同時に、
図５、図６と同一構造の上記コンバータ駆動トランス５
の制御巻線Ｎc1に商用周波数の正弦波リップル電圧に比
例して制御電流Ｉc1を流す。
【００２４】上記電源レギュレーショントランス７の２
次巻線Ｎ2 に得られる出力の直流電圧のリップル電圧
は、負荷電力と、整流平滑回路８の平滑コンデンサＣ0
の静電容量とで決定され、交流入力電流が入力電圧とほ
ぼ相似である波形になるように制御されるため、図３の
ように、交流入力電源周波数の２倍の制限波形の直流出
力電圧Ｅ0 となる。
次巻線Ｎ2 に得られる出力の直流電圧のリップル電圧
は、負荷電力と、整流平滑回路８の平滑コンデンサＣ0
の静電容量とで決定され、交流入力電流が入力電圧とほ
ぼ相似である波形になるように制御されるため、図３の
ように、交流入力電源周波数の２倍の制限波形の直流出
力電圧Ｅ0 となる。
【００２５】スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 で構
成される共振コンバータ回路４では、スイッチング周波
数が、自励発振回路を構成するコンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮB1と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1及び上記
コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮB2と抵抗ＲB2と
コンデンサＣB2とによって決定される。したがって、上
記コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮB1とＮB2のイ
ンダクタンスを上記コンバータ駆動トランス５の制御巻
線ＮC1に流れる制御電流ＩC1を制御することによってス
イッチング周波数は可変される。また、直列共振コンデ
ンサ６と電源レギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ
1 の漏洩インダクタンスによって構成される直列共振回
路で得られる高周波の正弦波電流Ｉ1 は、スイッチング
周波数が直流入力電圧の正弦波リップル電圧に比例して
変調されるのと同時に直流出力電圧の平均値が一定とな
るように直列共振周波数が制御されて、スイッチングト
ランジタＱ1 、Ｑ2 にそれぞれ図４に示すように電流Ｉ
CP1 、ＩCP2 として流れる。
成される共振コンバータ回路４では、スイッチング周波
数が、自励発振回路を構成するコンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮB1と抵抗ＲB1とコンデンサＣB1及び上記
コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮB2と抵抗ＲB2と
コンデンサＣB2とによって決定される。したがって、上
記コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮB1とＮB2のイ
ンダクタンスを上記コンバータ駆動トランス５の制御巻
線ＮC1に流れる制御電流ＩC1を制御することによってス
イッチング周波数は可変される。また、直列共振コンデ
ンサ６と電源レギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ
1 の漏洩インダクタンスによって構成される直列共振回
路で得られる高周波の正弦波電流Ｉ1 は、スイッチング
周波数が直流入力電圧の正弦波リップル電圧に比例して
変調されるのと同時に直流出力電圧の平均値が一定とな
るように直列共振周波数が制御されて、スイッチングト
ランジタＱ1 、Ｑ2 にそれぞれ図４に示すように電流Ｉ
CP1 、ＩCP2 として流れる。
【００２６】上記制御電流Ｉc1が少ない領域ではスイッ
チング周波数は低くなり、入力電圧Ｅi が１０Ｖ以下に
なっても自励発振が持続して高周波の正弦波電流Ｉ1 が
流れるため、図３で示す交流入力電流ＩACのデッドタイ
ムｔd が少なくなる。
チング周波数は低くなり、入力電圧Ｅi が１０Ｖ以下に
なっても自励発振が持続して高周波の正弦波電流Ｉ1 が
流れるため、図３で示す交流入力電流ＩACのデッドタイ
ムｔd が少なくなる。
【００２７】実験によれば、図１に示す本実施例におい
て、負荷電力を１５０Ｗ、スイッチング周波数を１００
ｋＨｚに設定し、小容量平滑コンデンサＣiは０．２２
μＦ／２００Ｖ、整流平滑用回路８の整流平滑用電解コ
ンデンサＣ0 は１００μＦ／１６０Ｖ、同じく上記整流
平滑用回路８の整流平滑用電解コンデンサＣ0 ′は１０
００μＦ／２５Ｖ、及び制御回路９の帰還コンデンサＣ
f を４７μＦ／６．３Ｖとした時の動作波形は図３に示
すようになり、力率は０．９９となった。上記交流入力
電流ＩACの高調波歪が大幅に低減され、交流入力電圧Ｖ
ACは正弦波形になる。
て、負荷電力を１５０Ｗ、スイッチング周波数を１００
ｋＨｚに設定し、小容量平滑コンデンサＣiは０．２２
μＦ／２００Ｖ、整流平滑用回路８の整流平滑用電解コ
ンデンサＣ0 は１００μＦ／１６０Ｖ、同じく上記整流
平滑用回路８の整流平滑用電解コンデンサＣ0 ′は１０
００μＦ／２５Ｖ、及び制御回路９の帰還コンデンサＣ
f を４７μＦ／６．３Ｖとした時の動作波形は図３に示
すようになり、力率は０．９９となった。上記交流入力
電流ＩACの高調波歪が大幅に低減され、交流入力電圧Ｖ
ACは正弦波形になる。
【００２８】直流出力電圧の平均値を一定に制御するた
めの帰還コンデンサＣf は静電容量が大きい程、直流入
力電源の電流Ｉ1 のエンペローブは台形状となるが、検
出抵抗Ｒ1 と該帰還コンデンサＣfによる時定数で負荷
の急変による過度応答特性が決定されるため、上記帰還
コンデンサＣf はあまり大きく選定すると高速追従時間
が長くなる。
めの帰還コンデンサＣf は静電容量が大きい程、直流入
力電源の電流Ｉ1 のエンペローブは台形状となるが、検
出抵抗Ｒ1 と該帰還コンデンサＣfによる時定数で負荷
の急変による過度応答特性が決定されるため、上記帰還
コンデンサＣf はあまり大きく選定すると高速追従時間
が長くなる。
【００２９】図５、図６は本発明例に用いられるコンバ
ータ駆動トランス５と電源レギュレーショントランス７
の直交形フェライトトランスの構造図を示している。図
７はメイン負荷電流ＩL と交流入力電圧変化に対するコ
ンバータ駆動トランス５の制御電流ＩC1の制御特性を示
している。横軸にメイン負荷電流ＩL を、縦軸にコンバ
ータ駆動トランス５の制御電流ＩC1をとる。メイン負荷
電流ＩL を一定にし交流入力電圧の変化に対するコンバ
ータ駆動トランス５の制御電流ＩC1を比較すると交流入
力電圧が大きくなる程、制御電流ＩC1は大きくなる。図
８はメイン負荷電流Ｉと交流入力電圧変化に対する電源
レギュレーショントランス７の制御電流ＩC2の制御特性
を示している。横軸にメイン負荷電流ＩL を、縦軸に電
源レギュレーショントランス７の制御電流ＩC2をとる。
メイン負荷電流ＩL を一定にし交流入力電圧の変化に対
する電源レギュレーショントランス７の制御電流を比較
すると交流入力電圧が大きくなる程、制御電流ＩC2は小
さくなる。
ータ駆動トランス５と電源レギュレーショントランス７
の直交形フェライトトランスの構造図を示している。図
７はメイン負荷電流ＩL と交流入力電圧変化に対するコ
ンバータ駆動トランス５の制御電流ＩC1の制御特性を示
している。横軸にメイン負荷電流ＩL を、縦軸にコンバ
ータ駆動トランス５の制御電流ＩC1をとる。メイン負荷
電流ＩL を一定にし交流入力電圧の変化に対するコンバ
ータ駆動トランス５の制御電流ＩC1を比較すると交流入
力電圧が大きくなる程、制御電流ＩC1は大きくなる。図
８はメイン負荷電流Ｉと交流入力電圧変化に対する電源
レギュレーショントランス７の制御電流ＩC2の制御特性
を示している。横軸にメイン負荷電流ＩL を、縦軸に電
源レギュレーショントランス７の制御電流ＩC2をとる。
メイン負荷電流ＩL を一定にし交流入力電圧の変化に対
する電源レギュレーショントランス７の制御電流を比較
すると交流入力電圧が大きくなる程、制御電流ＩC2は小
さくなる。
【００３０】本発明の他の実施例を図９に示す。本発明
のその他の実施例は力率改善電源装置の負荷電力が２０
０Ｗ以上の場合の構成例であり、共振コンバータ回路は
スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 、Ｑ1 ′、
Ｑ2 ′、の４石構成によるフルブリッジ結合であり、コ
ンバータ駆動トランスのドライブ巻数は４組のインダク
タンスが必要とるなる。本発明の他の発明例ではスイッ
チング周波数制御方式共振コンバータによるスイッチン
グ電源、あるいはスイッチング周波数固定共振周波数制
御方式スイッチング電源システムより力率の改善効果が
大きい。
のその他の実施例は力率改善電源装置の負荷電力が２０
０Ｗ以上の場合の構成例であり、共振コンバータ回路は
スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 、Ｑ1 ′、
Ｑ2 ′、の４石構成によるフルブリッジ結合であり、コ
ンバータ駆動トランスのドライブ巻数は４組のインダク
タンスが必要とるなる。本発明の他の発明例ではスイッ
チング周波数制御方式共振コンバータによるスイッチン
グ電源、あるいはスイッチング周波数固定共振周波数制
御方式スイッチング電源システムより力率の改善効果が
大きい。
【００３１】すなわち、他の実施例を含んだ本発明で
は、従来の電解コンデンサインプット整流平滑回路の大
容量電解コンデンサを少容量コンデンサに置き換えて、
２倍の商用周波数の正弦波リップル直流電圧を得、その
リップル電圧に比例してスイッチング周波数を直交形電
源レギュレーショントランスで制御し、さらに共振周波
数制御方式電流共振コンバータ回路によるスイッチング
電源システムで高周波の正弦波動作で直交形電源レギュ
レーショントランスの絶縁された１次巻線、２次巻線を
介して電解コンデンサによる整流平滑回路によって、２
倍の商用周波数を含んだ直流出力電圧の平均値が一定と
なるように電源レギュレーショントランスの制御巻線の
制御電流を制御する事によって、力率の改善を計り、力
率を１に近似にする。
は、従来の電解コンデンサインプット整流平滑回路の大
容量電解コンデンサを少容量コンデンサに置き換えて、
２倍の商用周波数の正弦波リップル直流電圧を得、その
リップル電圧に比例してスイッチング周波数を直交形電
源レギュレーショントランスで制御し、さらに共振周波
数制御方式電流共振コンバータ回路によるスイッチング
電源システムで高周波の正弦波動作で直交形電源レギュ
レーショントランスの絶縁された１次巻線、２次巻線を
介して電解コンデンサによる整流平滑回路によって、２
倍の商用周波数を含んだ直流出力電圧の平均値が一定と
なるように電源レギュレーショントランスの制御巻線の
制御電流を制御する事によって、力率の改善を計り、力
率を１に近似にする。
【００３２】
【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置で
は、小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と共振周波
数制御方式共振コンバータ回路によって構成されたアク
ティブ平滑フィルタにより力率が改善され、商用電源の
高調波歪を低減できる。また、スイッチング半導体から
発生する電磁妨害が従来のＲＣＣ（リンギングチョーク
コンバーター）形やあるいはＰＷＭ（パルス幅変調）形
コンバータ回路と比較して、小レベルであるし、電源レ
ギュレーショントランスの制御巻線の微少な制御電流を
簡単な自励発振方式の制御回路で構成するため、低コス
トである。更に、電源レギュレーショントランスで１次
巻線と２次巻線との絶縁が可能であり、後段のレギュレ
ータは非絶縁で良く小型化が可能となる。そして、電源
レギュレーショントランスの２次側の直流出力電圧は電
源レギュレーショントランスの巻数比で任意に選定可能
となる。更に、商用電源の力率が０．９８〜０．９９に
改善され、交流入力電流の高調波歪がさらに低減され
る。
は、小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と共振周波
数制御方式共振コンバータ回路によって構成されたアク
ティブ平滑フィルタにより力率が改善され、商用電源の
高調波歪を低減できる。また、スイッチング半導体から
発生する電磁妨害が従来のＲＣＣ（リンギングチョーク
コンバーター）形やあるいはＰＷＭ（パルス幅変調）形
コンバータ回路と比較して、小レベルであるし、電源レ
ギュレーショントランスの制御巻線の微少な制御電流を
簡単な自励発振方式の制御回路で構成するため、低コス
トである。更に、電源レギュレーショントランスで１次
巻線と２次巻線との絶縁が可能であり、後段のレギュレ
ータは非絶縁で良く小型化が可能となる。そして、電源
レギュレーショントランスの２次側の直流出力電圧は電
源レギュレーショントランスの巻数比で任意に選定可能
となる。更に、商用電源の力率が０．９８〜０．９９に
改善され、交流入力電流の高調波歪がさらに低減され
る。
【図１】本発明の実施例としての力率改善用スイッチン
グ電源装置を示す回路図である。
グ電源装置を示す回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源装置の交流入力整流平
滑用コンデンサとして大静電容量の電解コンデンサを用
いた時の交流ライン電流と商用交流電圧の波形を示す波
形図である。
滑用コンデンサとして大静電容量の電解コンデンサを用
いた時の交流ライン電流と商用交流電圧の波形を示す波
形図である。
【図３】図１の装置における各部電流及び各部電圧を示
す波形図である。
す波形図である。
【図４】図３で示した高周波正弦電流Ｉ1 の拡大図とス
イッチングトランジスタに流れる電流を示す波形図であ
る。
イッチングトランジスタに流れる電流を示す波形図であ
る。
【図５】本発明実施例に用いられる電源レギュレーショ
ントランスとコンバータ駆動トランスの外鉄型の直交形
フェライトトランスの構造を示す斜視図である。
ントランスとコンバータ駆動トランスの外鉄型の直交形
フェライトトランスの構造を示す斜視図である。
【図６】本発明実施例に用いられる電源レギュレーショ
ントランスとコンバータ駆動トランスの内鉄型の直交形
フェライトトランスの構造を示す斜視図である。
ントランスとコンバータ駆動トランスの内鉄型の直交形
フェライトトランスの構造を示す斜視図である。
【図７】メイン負荷電流と交流入力電圧変化に対するコ
ンバータ駆動トランスの制御電流の制御特性を示す特性
図である。
ンバータ駆動トランスの制御電流の制御特性を示す特性
図である。
【図８】メイン負荷電流と交流入力電圧変化に対する直
交形電源レギュレーショントランスの制御電流の制御特
性を示す特性図である。
交形電源レギュレーショントランスの制御電流の制御特
性を示す特性図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す回路図である。
２・・・・・全波整流器 ３・・・・・平滑用小容量コンデンサ ４・・・・・共振コンバータ回路 ５・・・・・コンバータ駆動回路 ７・・・・・電源レギュレーショントランス ８・・・・・整流平滑回路 ９・・・・・制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 商用交流入力電源を整流平滑する回路と
して小容量コンデンサを用いた入力側整流平滑回路と、少なくとも１次巻線と２次巻線と制御巻線とを有する第
１のトランスと、 上記第１のトランスの１次巻線および２次巻線に接続さ
れ、上記第１のトランスと共に自励発振回路を構成して
上記入力側整流平滑回路からの出力電流をスイッチング
する共振コンバータ回路と、 上記共振コンバータ回路によりスイッチングされた電流
が直列共振コンデンサを介して供給される第２のトラン
スであって、上記直列共振コンデンサと共に直列共振回
路を構成する１次巻線と、この１次巻線に対して絶縁さ
れた２次巻線と、これらの１次巻線および２次巻線に対
して巻線方向が直交する制御巻線とを有する第２のトラ
ンスと、 上記第２のトランスの２次巻線に得られる直流出力電圧
の平均値を検出して、上記第２のトランスの制御巻線の
制御電流を制御し、上記自励発振回路の発振周波数を上
記直流出力電圧の平均値が一定となる向きに制御する第
１の制御回路と、 上記入力側整流平滑回路からの出力のリップル電圧を含
む直流電圧を検出して、上記第１のトランスの制御巻線
の制御電流を上記リップル電圧が減少する向きに制御す
る第２の制御回路と を有することを特徴とするスイッチ
ング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12647891A JP3166201B2 (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12647891A JP3166201B2 (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04331463A JPH04331463A (ja) | 1992-11-19 |
| JP3166201B2 true JP3166201B2 (ja) | 2001-05-14 |
Family
ID=14936215
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12647891A Expired - Fee Related JP3166201B2 (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3166201B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7063318B2 (ja) | 2017-02-22 | 2022-05-09 | 日本ゼオン株式会社 | ラテックス組成物 |
-
1991
- 1991-05-01 JP JP12647891A patent/JP3166201B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7063318B2 (ja) | 2017-02-22 | 2022-05-09 | 日本ゼオン株式会社 | ラテックス組成物 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04331463A (ja) | 1992-11-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010206 |
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