JPS5829573A - 直流溶接用電源装置 - Google Patents
直流溶接用電源装置Info
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- JPS5829573A JPS5829573A JP12797281A JP12797281A JPS5829573A JP S5829573 A JPS5829573 A JP S5829573A JP 12797281 A JP12797281 A JP 12797281A JP 12797281 A JP12797281 A JP 12797281A JP S5829573 A JPS5829573 A JP S5829573A
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
- B23K9/1006—Power supply
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
- B23K9/1006—Power supply
- B23K9/1075—Parallel power supply, i.e. multiple power supplies or multiple inverters supplying a single arc or welding current
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- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は消耗電極或いは非消耗電イ・リスを用いる溶
接装置１なの電源装置に関し、特にインバータ方式をバ
ー」いた電源装置に関するものである。
接装置１なの電源装置に関し、特にインバータ方式をバ
ー」いた電源装置に関するものである。
従来の直流溶接ハＡ（１）電源の１つとして、たとえば
商用３相交流電αｊ（を変圧器で４．ＯＶないし８５■
程度に降圧し、その降圧した電圧をザイリスタで位相制
省１ｊシて電圧又は電流をｉｌｉ’ｌ ？＋ｌｌＩする
とともに、整流してリアクＩ・ルを介して溶接電極に所
定の直流電圧、７１１流を供給する方式のものが知られ
ている。
商用３相交流電αｊ（を変圧器で４．ＯＶないし８５■
程度に降圧し、その降圧した電圧をザイリスタで位相制
省１ｊシて電圧又は電流をｉｌｉ’ｌ ？＋ｌｌＩする
とともに、整流してリアクＩ・ルを介して溶接電極に所
定の直流電圧、７１１流を供給する方式のものが知られ
ている。
この種の溶接電源は変圧器とりアクＩ・ルとが重（、大
型であるために、電源装置全体が、たとえば５０ＱＡの
電源で１６０〜程度で非常にＩＲ＜、移りＪが困テｊ１
であり、取扱いが不便であるという欠点があった。また
商用周波数を用い、かつ位相制御をしているから、小出
力電圧時には周期の長いリップル電圧が発生するため、
溶接電流と電圧が安定せず、スパツクの発生やビード外
観不良、溶造不良などの溶接欠陥を引き起すという欠点
があった。
型であるために、電源装置全体が、たとえば５０ＱＡの
電源で１６０〜程度で非常にＩＲ＜、移りＪが困テｊ１
であり、取扱いが不便であるという欠点があった。また
商用周波数を用い、かつ位相制御をしているから、小出
力電圧時には周期の長いリップル電圧が発生するため、
溶接電流と電圧が安定せず、スパツクの発生やビード外
観不良、溶造不良などの溶接欠陥を引き起すという欠点
があった。
」−述の欠点をなくすために、高周波形のインパークを
用いた溶接用の電源が開発されている。この方式の電源
装置は商用交流電源を整流し、インバータで商用周波数
よりも高い周波数（たとえば２ＫＴ（Ｚ）の交流に変換
した後、変圧器で溶接に適した電圧（４０■ないし８５
■）に変換し、さらに整流回路で整流した後、リアクト
ルを通して所定電圧の直流電力を溶接電極に供給するよ
うに（、たちのである。
用いた溶接用の電源が開発されている。この方式の電源
装置は商用交流電源を整流し、インバータで商用周波数
よりも高い周波数（たとえば２ＫＴ（Ｚ）の交流に変換
した後、変圧器で溶接に適した電圧（４０■ないし８５
■）に変換し、さらに整流回路で整流した後、リアクト
ルを通して所定電圧の直流電力を溶接電極に供給するよ
うに（、たちのである。
このインバータ方式のものは、高周波を用いるので変圧
器とりアクＩ・ルとは小型、軽量となり、溶接電源装置
自体も軽量化できるとともに、溶接用の直流電圧および
電流のリップル成分も減少し、比較的安定した溶接を行
なうことができる。
器とりアクＩ・ルとは小型、軽量となり、溶接電源装置
自体も軽量化できるとともに、溶接用の直流電圧および
電流のリップル成分も減少し、比較的安定した溶接を行
なうことができる。
この種の溶接電源に用いられるインバータ回路の要部は
’ｄ５１図に示すように商用の３相交流電源に接続され
たダイオ−ド１ないし６で構成される整流回路７の出力
端子にブリッジ状に接籟；されたトランジスク１．１．
．１２．１３．１４を駆動回路２０の出力信号により以
下のようにオン、オフすることによって、出力Ｉ・ラン
ス２１に交流出力を得ろようにしたものである。
’ｄ５１図に示すように商用の３相交流電源に接続され
たダイオ−ド１ないし６で構成される整流回路７の出力
端子にブリッジ状に接籟；されたトランジスク１．１．
．１２．１３．１４を駆動回路２０の出力信号により以
下のようにオン、オフすることによって、出力Ｉ・ラン
ス２１に交流出力を得ろようにしたものである。
即ちトランジスク１１と１３とを同時にオン、すると」
−記出力トランス２１に矢印へ方向に電流が流れ、次に
駆動回路２０によってトランジスタ１１と１３とを同時
にオフとした後トランジスタ１２と１４とを同時にオン
とすると、出カドランス２１に矢印Ｂ方向に電流が流れ
る。」−述のトランジスタのオン、オフは、たとえば２
に■−１７，の周波数で（り返され、出カドランス２］
に交流波が供給される。
−記出力トランス２１に矢印へ方向に電流が流れ、次に
駆動回路２０によってトランジスタ１１と１３とを同時
にオフとした後トランジスタ１２と１４とを同時にオン
とすると、出カドランス２１に矢印Ｂ方向に電流が流れ
る。」−述のトランジスタのオン、オフは、たとえば２
に■−１７，の周波数で（り返され、出カドランス２］
に交流波が供給される。
出力］−ランス２１の出力は整流回路２２で整流されリ
アクトル２３を介して溶接電極２４に印加され、溶接電
極２４とＩｇ材２４′との間にアークが発生して所定の
溶接が行なわれる。
アクトル２３を介して溶接電極２４に印加され、溶接電
極２４とＩｇ材２４′との間にアークが発生して所定の
溶接が行なわれる。
溶接電圧と溶接電流は＠２図に示すようにトランジスタ
１１ないし１４の導通期間を変化させることにより制御
される。なお第２図は直流リアク■・ルがない場合で抵
抗負荷と仮定した場合の出力波形を示しており、また第
２図（ａ）は最大出力、（１））は最大出力の１／２の
出力、（Ｃ）は最大出力の１１５の出力である場合を示
している。
１１ないし１４の導通期間を変化させることにより制御
される。なお第２図は直流リアク■・ルがない場合で抵
抗負荷と仮定した場合の出力波形を示しており、また第
２図（ａ）は最大出力、（１））は最大出力の１／２の
出力、（Ｃ）は最大出力の１１５の出力である場合を示
している。
第２図（Ｃ）から判るように、溶接電流の低い領域では
、パルス幅（は狭くなり、出力電圧のリップル含有率が
高くなって、溶接特性が劣化するという問題がある。な
お、リアクトル２３のリアクタンスを太き（すれば、出
力電圧中のリップル成分を小さくできるが、リアクトル
のインピーダンスが高くなり、応答遅れが大きくなり、
また効率が低下するので、リアクトル２３のリアクタン
スは出来るだけ小さい方が好ましい。
、パルス幅（は狭くなり、出力電圧のリップル含有率が
高くなって、溶接特性が劣化するという問題がある。な
お、リアクトル２３のリアクタンスを太き（すれば、出
力電圧中のリップル成分を小さくできるが、リアクトル
のインピーダンスが高くなり、応答遅れが大きくなり、
また効率が低下するので、リアクトル２３のリアクタン
スは出来るだけ小さい方が好ましい。
溶接電流、電圧の低い領域において、上述した従来のイ
ンバータ方式の電源が有するもう１つの問題はインバー
タ回路に用いられるトランジスタの特性に起因するリッ
プル成分の発生である。この問題を第３図を参照してさ
らに詳しく説明する。
ンバータ方式の電源が有するもう１つの問題はインバー
タ回路に用いられるトランジスタの特性に起因するリッ
プル成分の発生である。この問題を第３図を参照してさ
らに詳しく説明する。
’ＸＳ ３ 図ニオイテ、（Ｉ）、（川、（ＩＩＩ；ｌ
ハ負荷電流が高、中、低に変化した場合の一周期の波
形をそれぞれ示しており、また第３図（ａ）は第１図に
おける整流回路２２の出力波形、第３図（Ｉ））はトラ
ンジスター、１．１３のベース入力、第３図（Ｃ）はト
ランジスタ１２．１４のベース入力を示す。
ハ負荷電流が高、中、低に変化した場合の一周期の波
形をそれぞれ示しており、また第３図（ａ）は第１図に
おける整流回路２２の出力波形、第３図（Ｉ））はトラ
ンジスター、１．１３のベース入力、第３図（Ｃ）はト
ランジスタ１２．１４のベース入力を示す。
また第３図において（ｏｎはトランジスターエないし１
４のターンオンａ寺間、ｔｏｆｒはターンオフ時間、ｔ
ｓｔｇは蓄積時間を示す。
４のターンオンａ寺間、ｔｏｆｒはターンオフ時間、ｔ
ｓｔｇは蓄積時間を示す。
いま第１図の回路において、トランジスター■ないし１
４として高速スイッチングトランジスクを使用したとし
ても、■・ランジスタのターンオン時間’Ｏｎは１７ｚ
ｓ、ターンオフ時間（ｏｆｆは１７ｚｓ、蓄積時間［ｓ
ｔｇが２μｓであるため、インバータ周波数が５ Ｑ
ＴＣＴＴｚの場合には、最大／Ｊ」力の１／ 以下の領
域で使Ｊ１１する場合、出力が不安定となる。出力が１
／３以下の場合には、１／３の出力が２周期に１回ある
いは３周期に１回というような出力で平均ｌ／６〜１／
１ｏの出力が得られることになる。このことはすなイっ
ち、リップル電流・電圧が大きくなることを意味し、溶
接電流の安定性を害し、ひいてはスパッタを多くし、ビ
ードの外観不良、溶は込み不良を引き起こす原因となる
。リアクトルのりアクタンスを増大すればリップル分は
少すくするが前述と同様応答と効率が低下する。
４として高速スイッチングトランジスクを使用したとし
ても、■・ランジスタのターンオン時間’Ｏｎは１７ｚ
ｓ、ターンオフ時間（ｏｆｆは１７ｚｓ、蓄積時間［ｓ
ｔｇが２μｓであるため、インバータ周波数が５ Ｑ
ＴＣＴＴｚの場合には、最大／Ｊ」力の１／ 以下の領
域で使Ｊ１１する場合、出力が不安定となる。出力が１
／３以下の場合には、１／３の出力が２周期に１回ある
いは３周期に１回というような出力で平均ｌ／６〜１／
１ｏの出力が得られることになる。このことはすなイっ
ち、リップル電流・電圧が大きくなることを意味し、溶
接電流の安定性を害し、ひいてはスパッタを多くし、ビ
ードの外観不良、溶は込み不良を引き起こす原因となる
。リアクトルのりアクタンスを増大すればリップル分は
少すくするが前述と同様応答と効率が低下する。
またインバータ周波数を下げれば１／２周期における［
。。、’ｏｆｆ・Ｌ ｓ ｇの比率が低下し、小出力の
電流電圧が安定化するが、トランスとりアクドルの重量
が増加するから、インバータ周波数の高周波化によって
トランスとリアクトルを小型化軽量化しようとする所期
の目的は達成できない。
。。、’ｏｆｆ・Ｌ ｓ ｇの比率が低下し、小出力の
電流電圧が安定化するが、トランスとりアクドルの重量
が増加するから、インバータ周波数の高周波化によって
トランスとリアクトルを小型化軽量化しようとする所期
の目的は達成できない。
一方、この種の溶接電源としては、大電流から小電流ま
で溶接特性を安定化できることが要求され、たとえば５
００Ａの溶接電源で杓の出力、即ち１７０Ａの出力で溶
接特性が低下することは容認し難い。
で溶接特性を安定化できることが要求され、たとえば５
００Ａの溶接電源で杓の出力、即ち１７０Ａの出力で溶
接特性が低下することは容認し難い。
この発明はインバータ方式の溶接電源における上述の種
々の欠点を改善するためになされたものであって、比較
的小容量の複数のインバータユニットと各インバータユ
ニットで生じる交流波の位相制御手段とを備え、各イン
バータユニットの交流波に位相差を生じさせることによ
って、小型軽量で、かつ低出力範囲でもリップル含有率
が少ない直流を出力し、もって良好な溶接を行なえる溶
接用電源装置を提供することを目的とするものである。
々の欠点を改善するためになされたものであって、比較
的小容量の複数のインバータユニットと各インバータユ
ニットで生じる交流波の位相制御手段とを備え、各イン
バータユニットの交流波に位相差を生じさせることによ
って、小型軽量で、かつ低出力範囲でもリップル含有率
が少ない直流を出力し、もって良好な溶接を行なえる溶
接用電源装置を提供することを目的とするものである。
以下にこの発明の一実施例を図面とともに説明する。
第４図において、１０Ａ、１０１Ｓ、］、ＯＣはそれぞ
れ高周波インバータユニットであり、各インバータユニ
ットは第１図に示したインバータユニットと同様にブリ
ッジ接続されたトランジスタ１１ないし１４と、分周器
２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃと各トランジスタのベース駆動
回路２０−１ないし２０−４と、出カドランス２１Ａ、
２１Ｂ、２ＩＣと、整流回路２２Ａ 、 ２２１Ｓ、
２２Ｇと、電流検出器４．ＯＡ 、４０Ｂ 、４０Ｇと
を備えている。
れ高周波インバータユニットであり、各インバータユニ
ットは第１図に示したインバータユニットと同様にブリ
ッジ接続されたトランジスタ１１ないし１４と、分周器
２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃと各トランジスタのベース駆動
回路２０−１ないし２０−４と、出カドランス２１Ａ、
２１Ｂ、２ＩＣと、整流回路２２Ａ 、 ２２１Ｓ、
２２Ｇと、電流検出器４．ＯＡ 、４０Ｂ 、４０Ｇと
を備えている。
インバータユニットＩＯＡ、１０’Ｂ、ＩＯＣは商用３
相交流を整流するダイオードエないし６にてなる整流回
路７の直流ＩＪ：ｉ力端子にそれぞれ接続され、各イン
バータユニットＩＯＡ 、１０Ｂ、１０Ｃのトランジス
タ１１のコレクタと１２のエミッタとの間ならびに１３
のコレクタと１４のエミッタとの間に所定の直流電圧が
印加されるようになっている。
相交流を整流するダイオードエないし６にてなる整流回
路７の直流ＩＪ：ｉ力端子にそれぞれ接続され、各イン
バータユニットＩＯＡ 、１０Ｂ、１０Ｃのトランジス
タ１１のコレクタと１２のエミッタとの間ならびに１３
のコレクタと１４のエミッタとの間に所定の直流電圧が
印加されるようになっている。
各インバータユニットｉｏＡ、１ｏＬｌｏｃの＋側出力
端子１５−１は共通に接続されるとともに、−側出力端
子１５−２は電流検出器２５の電源側端子に共通に接続
されており、各インバータユニットＩＯＡ・１０Ｂ・１
０Ｃの出力は相互に並列接続されている。
端子１５−１は共通に接続されるとともに、−側出力端
子１５−２は電流検出器２５の電源側端子に共通に接続
されており、各インバータユニットＩＯＡ・１０Ｂ・１
０Ｃの出力は相互に並列接続されている。
出力端子間には当該溶接電源装置の出力電圧を検出する
電圧検出器２６が接続されるとともに、溶接電極２４、
母材２４′が接続されている。
電圧検出器２６が接続されるとともに、溶接電極２４、
母材２４′が接続されている。
３０は電圧制御用の誤差増幅器で、電圧設定器３１から
印加される設定電圧値と電圧検出器２６で検出される当
該溶接電源装置の出力電圧を表わす検出電圧値とが差動
的に印加され、この誤差増幅器３０は両人力信号の差の
大きさに対応した電圧を有する情号を生じる。
印加される設定電圧値と電圧検出器２６で検出される当
該溶接電源装置の出力電圧を表わす検出電圧値とが差動
的に印加され、この誤差増幅器３０は両人力信号の差の
大きさに対応した電圧を有する情号を生じる。
この誤差増幅器３０の出力端子はダイオード３２Ａ 、
３２１１ 、３２Ｇを介してそれぞれのインバータユ
ニットＩＯＡ 、 Ｉｏｎ 、 ＩＯＣの比較器３３Ａ
、 ３３ＴＳ 、 ３３Ｃの一方の入力端子に接続さ
れる。比較器３３Ａ、３３ＴＳ、３３Ｃの他方の入力端
子は３角波発生回路３４から、第５図に示すようにｈ周
期ずつずれたたとえば２Ｑ ＫＬＴｚ （１：） ３角
波ＷＡ、ＷＢ、ＷＣが印加される。
３２１１ 、３２Ｇを介してそれぞれのインバータユ
ニットＩＯＡ 、 Ｉｏｎ 、 ＩＯＣの比較器３３Ａ
、 ３３ＴＳ 、 ３３Ｃの一方の入力端子に接続さ
れる。比較器３３Ａ、３３ＴＳ、３３Ｃの他方の入力端
子は３角波発生回路３４から、第５図に示すようにｈ周
期ずつずれたたとえば２Ｑ ＫＬＴｚ （１：） ３角
波ＷＡ、ＷＢ、ＷＣが印加される。
各比較器３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃは上記一方の入力端子
に印加される信号が３角波発生回路３４から印加される
３角波よりも小さくなったとき信号゛１″を生じる。
に印加される信号が３角波発生回路３４から印加される
３角波よりも小さくなったとき信号゛１″を生じる。
比較器３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃの出力端子は各インバー
タユニットＩＯＡ、ＩＯＢ、ＩＯＣの分周器２０Ａ。
タユニットＩＯＡ、ＩＯＢ、ＩＯＣの分周器２０Ａ。
２０Ｂ、２０Ｇの入力端子に接続される。分周器２ＯＡ
、２０ＴＳ、２０Ｃは比較器３３Ａ、３３１％、３３Ｃ
から生じるパルスを２相に分周して、ベース駆動回路２
０−１ないし２０−４に印加する。
、２０ＴＳ、２０Ｃは比較器３３Ａ、３３１％、３３Ｃ
から生じるパルスを２相に分周して、ベース駆動回路２
０−１ないし２０−４に印加する。
３５は電流制御用の誤差増幅器で、電流設定器３６から
印加される設定電流値と電流検出器２５で検出される当
該溶接電源装置からの出力電流を表わす検出電流値とが
差動的に印加され、その差の大きさに応じた信号を生じ
る。
印加される設定電流値と電流検出器２５で検出される当
該溶接電源装置からの出力電流を表わす検出電流値とが
差動的に印加され、その差の大きさに応じた信号を生じ
る。
この電流制御用の誤差増幅器３５の出力端子はダイオー
ド３７Ａ、３７Ｂ、３７Ｃを介して各インバータユニッ
トＩＯＡ、ｉｏｎ、１０Ｇの比較器３３Ａ、３３Ｂ、３
３Ｃの他方の入力端子に接続される。
ド３７Ａ、３７Ｂ、３７Ｃを介して各インバータユニッ
トＩＯＡ、ｉｏｎ、１０Ｇの比較器３３Ａ、３３Ｂ、３
３Ｃの他方の入力端子に接続される。
ここで前記ダイオード３２Ａ と３７Ａはダイオード
ＯＲ回路（論理和回路）を構成し、誤差増幅器３０また
は３５の信号のいずれか優勢なものを比較器３３Ａに入
力するため、設定器３１または３６のいずれか一方の指
示値を満足する出力を本電源が出力する。
ＯＲ回路（論理和回路）を構成し、誤差増幅器３０また
は３５の信号のいずれか優勢なものを比較器３３Ａに入
力するため、設定器３１または３６のいずれか一方の指
示値を満足する出力を本電源が出力する。
なお３角波発生器３４の出力の位相差は、インバータユ
ニットがｎ個あれば一周期ずつの位相差とすればよい。
ニットがｎ個あれば一周期ずつの位相差とすればよい。
また３角波発生器をη個として％周期の位相差をもたせ
てもよい。
てもよい。
上記のような構成の装置において、電圧設定器３１の設
定電圧と電圧検出器２６で検出された当該溶接電源装置
の出力電圧との差が誤差増幅器３０で増幅され、ダイオ
ード３２Ａ 、 ３２Ｂ 、 ３２Ｃを介してそれぞれ
比較器３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃに印加される。いま上記
の両信号の偏差がたとえば第６図に示すようにＬｌであ
る場合には３角波がこのレベルＬ１を越える範囲で比較
器３３Ａ、３３Ｂ・３３Ｃは出力パルスＰＡ 、 ｌ’
ｎ 、ＰＣをそれぞれ生じる。
定電圧と電圧検出器２６で検出された当該溶接電源装置
の出力電圧との差が誤差増幅器３０で増幅され、ダイオ
ード３２Ａ 、 ３２Ｂ 、 ３２Ｃを介してそれぞれ
比較器３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃに印加される。いま上記
の両信号の偏差がたとえば第６図に示すようにＬｌであ
る場合には３角波がこのレベルＬ１を越える範囲で比較
器３３Ａ、３３Ｂ・３３Ｃは出力パルスＰＡ 、 ｌ’
ｎ 、ＰＣをそれぞれ生じる。
この場合、パルスＰＡ、ＰＢ、ＰＣの発生タイミングは
それぞれ対応する３角波ＷＡ・ＷＢ・Ｗｃの位相差に対
応してずれている。
それぞれ対応する３角波ＷＡ・ＷＢ・Ｗｃの位相差に対
応してずれている。
比較器３３Ａ 、３３１．３３Ｃの出力パルスＦＡ、
１’ｎ 、Ｔ”ｃは分周器２０Ａ、２０Ｂ 、２０Ｇ
に印加され、それぞれ２相のパルスに分周されて各イン
バータユニット１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｇのベース駆動回
路２０−１ないし２〇−４を介して対応するトランジス
タ１１ ｆｉいし１４に印加される。そして、トランジ
スタ１１．１４が同時に所定期間導通し、その後このト
ランジスタ１１．１４がしゃ断した後１２ 、１３が導
通して、トランス２１Ａ 、２１Ｂ、２１Ｇにたとえば
１０ ＫＨｚでかつ１２０°の位相差を有する交流波を
発生させる。
１’ｎ 、Ｔ”ｃは分周器２０Ａ、２０Ｂ 、２０Ｇ
に印加され、それぞれ２相のパルスに分周されて各イン
バータユニット１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｇのベース駆動回
路２０−１ないし２〇−４を介して対応するトランジス
タ１１ ｆｉいし１４に印加される。そして、トランジ
スタ１１．１４が同時に所定期間導通し、その後このト
ランジスタ１１．１４がしゃ断した後１２ 、１３が導
通して、トランス２１Ａ 、２１Ｂ、２１Ｇにたとえば
１０ ＫＨｚでかつ１２０°の位相差を有する交流波を
発生させる。
この交流波はそれぞれ整流回路２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｇ
で整流される。そしてこの各インバータユニットＩＯＡ
、Ｉｏｎ 、 ＩＯＣの出力はそれぞ゛れ、３角波ＷＡ
、ＷＢ、Ｗｃの位相に対応した分だけずれて、出力端子
に印加されるので、当該溶接用電源装置の出力端子２７
−１．２７−２にはリップル成分の少ない波形の出力が
得られる。
で整流される。そしてこの各インバータユニットＩＯＡ
、Ｉｏｎ 、 ＩＯＣの出力はそれぞ゛れ、３角波ＷＡ
、ＷＢ、Ｗｃの位相に対応した分だけずれて、出力端子
に印加されるので、当該溶接用電源装置の出力端子２７
−１．２７−２にはリップル成分の少ない波形の出力が
得られる。
また誤差増幅器３０の出力電圧は設定電圧と検出電圧と
の偏差に対応したものであるから、当該溶接用電源装置
の出力電圧は設定値に保たれる。
の偏差に対応したものであるから、当該溶接用電源装置
の出力電圧は設定値に保たれる。
一方出力電流は電流検出器２５で検出され、その検出値
は誤差増幅器３５に印加され、誤差増幅器３５はこの検
出電流と電流設定器３６の設定値との差に比例した電圧
を生じ、この誤差増幅器３５の出力電圧はダイオード３
７Ａ 、 ３７Ｂ 、 ３７Ｇを介して比較器３３Ａ、
３３Ｂ 、３３Ｇに印加される。
は誤差増幅器３５に印加され、誤差増幅器３５はこの検
出電流と電流設定器３６の設定値との差に比例した電圧
を生じ、この誤差増幅器３５の出力電圧はダイオード３
７Ａ 、 ３７Ｂ 、 ３７Ｇを介して比較器３３Ａ、
３３Ｂ 、３３Ｇに印加される。
そして上述の電圧制御と類似の作動で、分周器２０Ａ
、２０Ｂ、２０Ｃが制御されて、各インバータユニット
ＩＯＡ、１０Ｂ、１０Ｇのトランジスタの導通角が制御
され、出力電流は設定値に保たれる。
、２０Ｂ、２０Ｃが制御されて、各インバータユニット
ＩＯＡ、１０Ｂ、１０Ｇのトランジスタの導通角が制御
され、出力電流は設定値に保たれる。
なお各インバータユニットＢＯＡ、１０Ｂ、１０Ｇの電
流は電流検出器４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｇによって検出さ
れ、図示しない電流制限回路によって、設定値以下に制
限される。
流は電流検出器４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｇによって検出さ
れ、図示しない電流制限回路によって、設定値以下に制
限される。
負荷が小さく、電流設定器３６の設定値が小さい場合に
は、誤差増幅器３５の出力レベルはたとえばＬ２となる
と、比較器３３Ａ 、 ３３Ｂ、 ３３Ｃの出力パルス
もＰＡ、ＰＢ、Ｐｃに示すようにパルス幅は狭（なる。
は、誤差増幅器３５の出力レベルはたとえばＬ２となる
と、比較器３３Ａ 、 ３３Ｂ、 ３３Ｃの出力パルス
もＰＡ、ＰＢ、Ｐｃに示すようにパルス幅は狭（なる。
しかしながら当該溶接用電源装置の出力端子２７−１．
２７−２には、ＰＡ” ＰＩ３” ＰＣ’に対応する直
流が順次印加されるので、出力端子でのリップル成分が
大きくなることは緩和される。
２７−２には、ＰＡ” ＰＩ３” ＰＣ’に対応する直
流が順次印加されるので、出力端子でのリップル成分が
大きくなることは緩和される。
第７図は各インパークユニットＩＯＡ、１０’Ｂ、ＩＯ
Ｃの出力波形図、第８図は各ユニツＩ・の出力を総合し
た出力波形図、＠９図は従来の電源装置の出力波形図を
示す。各図において（ａＪ図は最大量は理解を容易にす
るために矩形波を示す。
Ｃの出力波形図、第８図は各ユニツＩ・の出力を総合し
た出力波形図、＠９図は従来の電源装置の出力波形図を
示す。各図において（ａＪ図は最大量は理解を容易にす
るために矩形波を示す。
各図から理解できるようにこの発明によれば、総合した
出力波形の間隔は小さくなり、リップル成分が小さくな
ることが判る。また負荷が最大出力の１７９である場合
でも従来装置におけるパルス間隔Ｘｏよりも、本発明装
置のパルス間隔Ｘ□は小さく、かつ１つの波形の振幅も
小となるので、リップル成分は小さく、充分に実用に用
いることができるものである。
出力波形の間隔は小さくなり、リップル成分が小さくな
ることが判る。また負荷が最大出力の１７９である場合
でも従来装置におけるパルス間隔Ｘｏよりも、本発明装
置のパルス間隔Ｘ□は小さく、かつ１つの波形の振幅も
小となるので、リップル成分は小さく、充分に実用に用
いることができるものである。
したがって本発明によれば、たとえば最大出力が５０Ｏ
Ａである場合に、たとえば９０Ａ程度の小出力の電流で
も安定して溶接が行なえる。
Ａである場合に、たとえば９０Ａ程度の小出力の電流で
も安定して溶接が行なえる。
これに対して従来装置においては、第９図に示すように
最大出力の偽程度の出力に対しては、インバータの出力
波形の間隔は極めて大きくなりリップル含有率が太き（
なって使用できない。
最大出力の偽程度の出力に対しては、インバータの出力
波形の間隔は極めて大きくなりリップル含有率が太き（
なって使用できない。
なお上述の実施例はインバータユニットを３台使用した
場合について説明したが、この発明は随意の複数台のイ
ンバータユニットを用いることができる。
場合について説明したが、この発明は随意の複数台のイ
ンバータユニットを用いることができる。
」二連のようにこの発明によれば、出力波形中でのリッ
プル成分が少なくなるので、溶接電圧および電流は極め
て安定し、スパッタの発生やビード外観の不良、溶造不
足などの溶接欠陥の発生を防止し得る。
プル成分が少なくなるので、溶接電圧および電流は極め
て安定し、スパッタの発生やビード外観の不良、溶造不
足などの溶接欠陥の発生を防止し得る。
また出力波形中のリップル成分が少なくなるので、出力
回路中のりアクドルのりアクタンスを小さくすることが
できる。したがってリアクタンスによる応答性の劣化を
防止して、応答性の高い溶接電源が得られ、溶接作業上
より高度な要求にも応じることができる。
回路中のりアクドルのりアクタンスを小さくすることが
できる。したがってリアクタンスによる応答性の劣化を
防止して、応答性の高い溶接電源が得られ、溶接作業上
より高度な要求にも応じることができる。
さらに、リアクトルのりアクタンスを小さくできること
によってリアクトルの小型軽量化が可能となり、電源装
置全体の小型、軽量化に寄与することができる。
によってリアクトルの小型軽量化が可能となり、電源装
置全体の小型、軽量化に寄与することができる。
さらにこの発明は各インバータユニットのスイッチング
素子は最大出力に比して小型の汎用のものを使用できる
ので、インバータユニットを安価に構成できる。
素子は最大出力に比して小型の汎用のものを使用できる
ので、インバータユニットを安価に構成できる。
なお上述の実施例における溶接電極は消耗型でも非消耗
型でもよい。
型でもよい。
るトランジスタの動作と出力波形とを示す波形図、第４
図はこの発明の一実施例を示す回路図、第５図は第４図
の実施例に用いられる３角波の一例を示す波形図、第６
図は第４図の実施例に用いられる比較器の動作を示す波
形図、第７図は第４図の各インバータユニットの出力波
形図、第８図は第４図の各インバータユニットの出力の
総計を示す波形図、第９図は従来のインバータユニット
の出力波形を示す波形図である。 １０Ａ、ＩＯＢ、ＩＯＣ・・・インバータユニット、２
ＯＡ 、 ２０Ｂ、２０Ｃ・・・分周器、２１Ａ、２
１Ｂ、２１Ｃ・・・出カドランス、２２Ａ、２２Ｂ、２
２Ｇ・・・整流回路、２４・・・溶接電極、２５・・・
電流検出器、２３Ａ、２３Ｂ・２３Ｃ・・・リアクトル
、２６・・・電圧検出器、３０．３５・・・誤差増幅器
、３１・・・電圧設定器、３３Ａ・３３１１，３３Ｃ・
・・比較器、３４・・・３角波発生器、３６・・・電流
設定器 特許出願人 ムラ七工業株式会社 外１名代理人弁理
士青山 葆外２名 第８図 第９図
図はこの発明の一実施例を示す回路図、第５図は第４図
の実施例に用いられる３角波の一例を示す波形図、第６
図は第４図の実施例に用いられる比較器の動作を示す波
形図、第７図は第４図の各インバータユニットの出力波
形図、第８図は第４図の各インバータユニットの出力の
総計を示す波形図、第９図は従来のインバータユニット
の出力波形を示す波形図である。 １０Ａ、ＩＯＢ、ＩＯＣ・・・インバータユニット、２
ＯＡ 、 ２０Ｂ、２０Ｃ・・・分周器、２１Ａ、２
１Ｂ、２１Ｃ・・・出カドランス、２２Ａ、２２Ｂ、２
２Ｇ・・・整流回路、２４・・・溶接電極、２５・・・
電流検出器、２３Ａ、２３Ｂ・２３Ｃ・・・リアクトル
、２６・・・電圧検出器、３０．３５・・・誤差増幅器
、３１・・・電圧設定器、３３Ａ・３３１１，３３Ｃ・
・・比較器、３４・・・３角波発生器、３６・・・電流
設定器 特許出願人 ムラ七工業株式会社 外１名代理人弁理
士青山 葆外２名 第８図 第９図
Claims (5)
- （１）第１の直流電源を交流に変換したのち整流して第
２の直流出力を生じるとともに、その第２の直流の出力
端子を並列関係に接続した複数のインバータユニットと
、各インバータユニットで生じる交流波の位相が相互に
異なるようにインバータユニットを制御する位相制御手
段とを備えたことを特徴とする直流溶接用電源装置。 - （２）位相制御手段は異なる位相の複数の３角波を発生
する３角波発生器と、予じめ設定値が設定される設定器
と、負荷の大きさを検出する負荷検出器と、設定器と負
荷検出器の各出力の偏差に応じた出力を生じる誤差増幅
器と、各３角波に対応して設けられ、対応する３角波と
誤差増幅器の出力とを比較してパルスの幅を設定する比
較器とを備えた特許請求の範囲第１項に記載の直流溶接
用電源装置。 - （３）設定器は各インバータユニットの総合出力電圧を
設定する電圧設定器であり、負荷検出器は各インバータ
ユニットの総合出力電圧検出器であり、誤差増幅器は電
圧設定器と電圧検出器の出力を入力とするものである特
許請求の範囲第２項に記載の直流溶接用電源装置。 - （４）設定器は各インバータユニットの出力電流の合計
電流を設定する電流設定器であり、負荷検出器は各イン
バータユニットの合計出力電流を検出する電流検出器で
あり、誤差増幅器は電流設定器と電流検出器の出力を入
力とするものである特許請求の範囲第２項に記載の直流
溶接用電源装置。 - （５）位相制御手段は位相の異なる複数の３角波を発生
する３角波発生器と、インバータユニットが並列接続さ
れた出力端子の電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出
器の検出値と電圧設定器の設定値との差に応じた出力を
生じる電圧側誤差増幅器と、各インバータユニットの並
列接続され出力端子の出力電流を検出する電流検出器と
、電流検出器の検出値と電流設定器の設定値との差に応
じた出力を生じる電流側誤差増幅器と、電圧側誤差増幅
器と電流側誤差増幅器の出力の論理和回路と、上記論理
和！１路の出力と各３角波とを各別に比較する複数の比
較器とを備えた特許請求の範囲第１項に記載の直流溶接
用電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12797281A JPS5829573A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
| US06/407,489 US4503316A (en) | 1981-08-13 | 1982-08-12 | DC Welding power supply system |
| KR8203639A KR870001536B1 (ko) | 1981-08-13 | 1982-08-13 | 직류 용접용 전원장치 |
| EP82304288A EP0072683A3 (en) | 1981-08-13 | 1982-08-13 | Dc welding power supply system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12797281A JPS5829573A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5829573A true JPS5829573A (ja) | 1983-02-21 |
Family
ID=14973240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12797281A Pending JPS5829573A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5829573A (ja) |
-
1981
- 1981-08-13 JP JP12797281A patent/JPS5829573A/ja active Pending
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