JPH0417569A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータを含む電源装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ インバータの直流電源は一般に整流回路で構成されてい
る。この整流回路を商用交流電源に接続した場合、入力
端子は正弦波であるが、入力電流は必ずしも正弦波にな
らず且つ力率が１にならない。

整流回路の入力電流波形を正弦波に近似させ且つ力率を
１に近づけるために、整流回路の入力又は出力電源ライ
ンにリアクトルを接続し、このリアクトルよりも後段で
電源ライン間をインバータのスイッチング素子で短絡し
て入力電流波形を制御することは、特開昭６３−１９０
５５７号公報に開示されている。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、電源装置の低コスト化及び高効率化が要求さ
れている。しかし、従来の回路構成では低コスト化及び
高効率化に限界があった。

そこで、本発明の目的はコストの低減及び効率の向上を
図ることができる電源装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、交流電源が接続さ
れる第１及び第２の交流電源端子と、前記第１及び第２
の交流電源端子間に夫々接続されたトランスの第１及び
第２の１次巻線と、前記第１の１次巻線に直列に接続さ
れた第１の交流スイッチ手段と、前記第２の１次巻線に
直列に接続された第２の交流スイッチ手段と、前記第１
の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記第２の交
流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方向の電圧
が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１の交流電源端
子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が流れた時
に前記第１の方向と逆の第２の方向の電圧が発生するよ
うに前記第１及び第２の１次巻線に関係付けられた２次
巻線と、前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及び第
２の交流スイッチ手段とから成る回路部分と前記交流電
源端子との間に直列に接続されたリアクトルと、前記交
流電源端子を通って流れる電流を正弦波に近似させるこ
とができると共に、前記２次巻線から交流電圧が得られ
るように前記第１及び第２の交流スイッチ手段を制御す
る制御回路とから成り、前記第１の交流スイッチ手段が
、前記第１の１次巻線１２に直列に接続され、且つ前記
第１の１次巻線１２の正方向電流を制御することは可能
であるが、逆方向電流は阻止するように形成されている
第１の制御スイッチＱ１と、前記第１の制御スイッチＱ
１に並列に接続され、かつ前記第１の１次巻線１２の逆
方向電流を制御することは可能であるが、正方向電流は
阻止するように形成されている第２の制御スイッチＱ２
とから成る電源装置に係わるものである。

なお、第２の交流スイッチ手段を請求項２に示すように
第３及び第４の制御スイッチＱ３、Ｑ４で形成すること
ができる。また、第１〜第４の制御スイッチをトランジ
スタで構成することが望ましい。

［作　用］ 本発明の第１及び第２の１次巻線に同時に電流を流すと
、磁束の打ち消し合いが生じ、２次巻線には電流が流れ
ない。第１及び第２の１次巻線のいずれか一方のみに電
流を流すと、磁束の打ち消し合いが生じないので２次巻
線に電圧が発生する。

［第１の実施例］ 次に、第１図〜第５図に基づいて本発明の第１の実施例
に係わる電源装置を説明する。

第１図の例えば５０Ｈｚの商用交流電源１に接続されて
いる第１及び第２の電源端子２．３にはリアクトル４と
コンデンサ５とから成る高調波成分除去用フィルタ回路
６が接続されている。このフィルタ６の出力側の一方の
電源ライン７には電流波形改善用リアクトル８が直列に
接続され、他方の電源ライン９にはＣＴから成る電流検
出器１０が接続されている。

一対の電源ライン７、つのリアクトル８の出力側に電圧
制御及び周波数変換回路１１が接続されている。この電
圧制御及び周波数変換回路１１は、第１、第２、第３及
び第４の制御スイッチとしてのトランジスタＱｌ　、Ｑ
２　、Ｑ３　、Ｑ４と、第１及び第２の１次巻線１２．
１３と、２次巻線１４とから成る。

第１及び第２のトランジスタＱｌ、Ｑ２は第１の交流ス
イッチを構成するように互いに逆並列接続され、且つ第
１の１次巻線１２に直列に接続されている。

第３及び第４のトランジスタＱ３　、Ｑ４は第２の交流
スイッチを構成するように互いに逆並列接続され且つ第
２の１次巻線１３に直列に接続されている。

第１及び第２のトランジスタＱＩ　　Ｑ２と第１の１次
巻線１２とから成る第１の直列回路は一対の電源ライン
７．９間にリアクトル８を介して接続されている。第３
及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４と、第２の２次巻線
１３とから成る第２の直列回路は第１の直列回路に並列
に接続されている。

第１及び第２の１次巻線１２．１３と２次巻線１４は互
いにトランス結合（電磁結合）されている。なお、一方
の電源ライン７から他方の電源ライン９に向う正方向の
電流が第１の１次巻線１２に流れた時に２次巻線１４に
第１の方向の電圧か発生し、負方向の電流が第２の１次
巻線１３に流れた時に２次巻線１４に第１の方向と逆の
第２の方向の電圧が発生するように第１及び第２の１次
巻線１２．１３と２次巻線１４とが相互に関係付けられ
ている。

２次巻線１４には、ダイオード１５．１６．１７．１８
から成る出力整流回路１９が接続されている。出力整流
回路１９の対の出力ライン間には平滑コンデンサ２０が
接続されている。直流出力端子２１．２２間には、例え
ばインバータを介して負荷回路が接続されている。

電圧制御変換回路１１における第１〜第４のトランジス
タＱ１〜Ｑ４は、出力電圧を制御するように駆動される
と共に、入力電流波形を改善するように短絡制御される
。電圧制御と短絡制御との両方を行うための制御回路２
３は、電流検出器１０て検出した電流の波形と比較する
ための基準正弦波を得るための入力電圧検出回路２４を
有する。

この入力電圧検出回路２４は第１及び第２の電源端子２
．３に接続され、トランス１次巻線２５と２次巻線２６
とから成る。勿論、電圧検出回路２４は分圧抵抗で構成
してもよい。直流出力電圧を検出するために直流出力端
子２１．２２に出力電圧検出回路２７が接続されている
。この出力電圧検出回路２７は分圧抵抗２８．２９から
成る。

電流検出器１０は絶対値回路としての第１の全波整流回
路３０を介して第１の誤差増幅器３１の一方の入力端子
（反転入力端子）に接続されている。入力電圧検出回路
２４の出力ラインは第２の余波整流回路３２と係数回路
即ち乗算器３３とを介して第１の誤差増幅器３１の他方
の入力端子（非反転入力端子）に接続されている。第１
の誤差増幅器３１はリプル成分を含む電流１２と正弦波
電圧との差に対応した出力を発生する。

出力電圧を一定に保つために、出力電圧検出回路２７の
出力ラインか第２の誤差増幅器３４の一方の入力端子（
反転入力）に接続され、この誤差増幅器３４の他方の入
力端子（反転入力）に基準電圧源３５が接続されている
。この第２の誤差増幅器３４は検出電圧と基準電圧との
差に対応した出力電圧を発生し、乗算器３３に送る。乗
算器３３は第２の全波整流回路３２から与えられる基準
正弦波波形（全波整流波形）の振幅に第２の誤差増幅器
３４の出力を掛けた値を第１の誤差増幅器３１の非反転
入力端子に与える。

電圧比較器３６の一方の入力端子はローパスフィルタ３
７を介して第１の誤差増幅器３１の出力端子に接続され
、他方の入力端子はのこぎり波発生回路３８に接続され
ている。この比較器３６は両入力の比較出力を２値形式
で出力する。

比較器３６の出力端子に接続されたスイッチ制御信号形
成回路３つは、比較器３６の出力に基づいてトランジス
タＱ１〜Ｑ４の制御信号を形成する。この制御信号形成
回路３９の出力ラインは、各トランジスタＱ１〜Ｑ４の
ベースに接続されている。

制御信号形成回路３９は第２図に示す如く、矩形波発生
回路４０と、２つのＮＯＴ回路４２．４３と、２つのＮ
ＡＮＤ回路４４．４５と、２つの駆動回路４６．４７と
から成り、第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４の制御
信号を形成する。即ち、矩形波発生回路４０から第３図
（Ａ）に示す例えば５　Ｑ　ＫＨｚの矩形波が発生し、
これに同期してのこぎり波発生回路３８から第３図（Ｃ
）に示すのこぎり波Ｖ２が一定周期で発生する。比較器
３６からはのこぎり波Ｖ１と参照信号Ｖ２との比較に基
づいて第３図（Ｄ）の出力が発生する。第１のＮＡＮＤ
ゲート４４には比較器３６の出力を第１のＮＯＴ回路４
２で反転した信号と第３図（Ａ）のパルスを１／２分周
器４１で１／２に文周した第３図（Ｂ）のパルスが入力
し、ここから第３図（Ｅ）に示すパルスか出力し、これ
が第１及び第２のトランジスタＱｌ　、Ｑ２の制御信号
となる。

第２のＮＡＮＤゲート４５には比較器３６の出力を第１
のＮＯＴ回路４２て反転した信号と１７２文周器４１の
出力を第２のＮＯＴ回路４３で反転した信号とが入力し
、ここから第３図（Ｆ）に示すパルスが出力し、これが
第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４の制御信号とな
る。

［動　作］ 次に、第１図の回路の動作を説明する。第１図の回路で
は、交流電源１と電圧制御及び周波数変換回路１１との
間に整流回路が接続されていない。

また、高周波フィルタ６のリアクトル４はリアクトル８
よりも大幅に小さいインダクタンス値を有し、コンデン
サ５も小さい容量を有する。従って、電圧制御及び周波
数変換回路１１には、電源端子１．２の正弦波交流電源
電圧かリアクトル８を介して印加される。

のこぎり波発生回路３８から発生する第３図（Ｃ）に示
すのこぎり波Ｖ２の周波数は例えば５０　ＫＨｚであっ
て電源電圧の５０Ｈｚよりも十分に高い。第１〜第４の
トランジスタＱ１〜Ｑ４は第３図（Ｅ）（Ｆ）に示すよ
うにのこぎり波■２のｌ／２周期でオン・オフ制御され
る。

今、正弦波交流電圧の正の半波の期間において、第３図
のｔＯ〜ｔｌ、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５期間に示すよう
に第１〜第４のトランジスタＱｌ〜Ｑ４の全部にオン制
御パルスが与えられている時は、高周波フィルタ６を無
視すると、電源１とリアクトル８と第１のトランジスタ
Ｑ１と第１０１次巻線１２とから成る回路に電流が流れ
ると共に、電源１とリアクトル８と第４のトランジスタ
Ｑ４と第２の１次巻線１３とから成る回路に電流が流れ
る。この電流は電源ライン７にリアクトル８か接続され
ているので時間の経過と共に増大する。

また、この電流の振幅値は正弦波交流電圧の振幅に比例
する。即ち、第３図（Ｇ）に示す正弦波の参照波形Ｆ２
に沿って電流検出波形Ｆｌが変化する。第１及び第２の
１次巻線１２．１３は２次巻線１４に対して極性が逆で
あるので、第１〜第４のトランジスタＱｌ−Ｑ４が同時
にオン制御されている時には２次巻線１４に電圧が発生
しない。

第３図のｔ１〜ｔ２、ｔ５〜ｔ６期間に示すように第１
及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２をオン制御し、第３
及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４をオフ制御している
期間においては、電源１とリアクトル８と第１のトラン
ジスタＱ１と第１の１次巻線１２とから成る回路のみに
電流が流れる。

この時には第２の１次巻線１３による磁束の打ち消し作
用が生じないので、第１の１次巻線１２の電圧に対応す
る第１の方向（正）の電圧を２次巻線１３に得ることが
できる。この時には、第１の１次巻線１２を介して負荷
に電力が供給されるので、第１の１次巻線１２が等価的
に負荷に成り、電流１２に対応する波形Ｆ１は低下する
。

第３図のｔ８〜ｔ４期間に示すように第１及び第２のト
ランジスタＱｌ　、Ｑ２がオフ制御され、第３及び第４
のトランジスタＱ３　、Ｑ４がオン制御されている時に
は、電源１とリアクトル８と第４のトランジスタＱ４と
第２の１次巻線１３とから成る回路のみに電流が流れる
。第２の１次巻線１３の極性は第１の１次巻線１２と逆
であるので、ｔ３〜ｔ４期間には２次巻線１４に第３図
（）（）に示すように第２の方向（負）の電圧が発生す
る。

ｔ３〜ｔ４期間においても第２の１次巻線１３が負荷と
なるので、電流１２は減少する。

交流電源１の電圧が負の半波の時には、電流１２の向き
が正の半波の時と逆になるか、その他の動作は正の半波
の時と同一である。即ち、第２及び第３のトランジスタ
Ｑ２　、Ｑ３を通って第１及び第２の１次巻線１２．１
３に電流が流れる。

第３図（Ｈ）の交流出力電圧は第３図（Ｃ）ののこぎり
波を５０ＫＨｚとすれば、この半分の２５ＫＨｚの周波
数を有する。従って、第１図の電圧制御及び周波数変換
回路１１で周波数か５０Ｈｚから２５　ＫＨｚに変換さ
れる。

第１図のリアクトル８を流れる電流１２はトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御に対応して第５図に示す如
く高い周波数のりプルを含んだ近似正弦波になる。しか
し、高周波フィルタ６を有するので、高調波成分か除去
され、入力電流１１は第４図に示すようなりプルを含ま
ない近似正弦波になる。また、電圧と電流とがほぼ同様
になり、力率がほぼ１になる。

次に、電圧制御動作を説明する。第３図（Ｅ）（Ｆ）の
制御信号は、第１の誤差増幅器３１及び比較器３６に基
づいて形成される。誤差増幅器３１の一方の入力端子に
第３図（Ｇ）に示すリプルを含む電流検出波形Ｆ１が入
力し、他方の入力端子に乗算器３３から第３図（Ｇ）に
示す基準正弦波Ｆ２が入力すると、誤差増幅器３１の出
力端子に接続されたローパスフィルタ３７の出力段に入
力電流１２の情報と出力電圧の情報とを含んた電圧信号
Ｖ１が得られる。第３図（Ｃ）に示すように信号Ｖ１と
のこぎり波発生回路３８から得られる第３図（Ｃ）のの
こぎり波ｖ２とが比較器３６で比較されると、信号Ｖｌ
をのこぎり波Ｖ２が横切るごとに比較器３６の出力が転
換する。即ち、信号ｖ１よりものこぎり波Ｖ２が高くな
るｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４等の期間に比較器３６の出力
が低レベルになり、第３図（Ｅ）（Ｆ）の低レベル期間
が決まる。第３図（Ｃ）の信号Ｖ１は出力電圧の変化に
追従して変化するので、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の時間
幅が出力電圧に応じて変化する。

これにより、第３図（Ｈ）に示す２次巻線１４の電圧も
変化し、出力電圧制御が達成される。

本実施例は次の効果を有する。

（１）　交流電源１と電圧制御変換回路１１との間に整
流回路を設けなくても電圧制御及び周波数変換回路１１
がインバータと等価に動作スる。

従って、整流回路の分だけ装置のコストを低減させるこ
とができる。また、整流回路における電力損失の分たけ
効率を向上させることができる。

（２）　第１及び第２のトランジスタＱｌ、Ｑ２に同一
の制御信号を与え、また、第３及び第４のトランジスタ
Ｑ３　、Ｑ４にも同一の制御信号を与えるようにしてい
るので、制御信号の形成が容易になる。

［第２の実施例］ 次に、第６図に示す第２の実施例の電源装置を説明する
。但し、第６図において第１図と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。この実施例では第
３及び第４の制御スイッチＳ３、Ｓ４か第３及び第４の
トランジスタＱ３、Ｑ４とダイオードＤ３　、Ｄ４とて
形成されている。

第３及び第４の制御スイッチＳ３、Ｓ４はエミッタをサ
ブストレートに接続した絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタであるので、ダイオードＤ３、Ｄ４を内蔵している
。第３及び第４の制御スイッチＳ３、Ｓ４は互いに直列
に接続され且つ第２の１次巻線１３にも直列に接続され
ている。また、２次巻線１４はセンタタップを有するよ
うに形成され、この２次巻線１４は２つの整流ダイオー
ド１５．１６を介してコンデンサ２０に接続されている
。その他は第１図と同一である。

第６図の第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４を第１図
と同様に制御することによって同様な作用効果を得るこ
とができる。

［変形例コ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形か可能なものである。

（１）　第７図に示す如く、第１及び第２の１次巻線１
２．１３をセンタタップ型にすることができる。

（２）　第１図及び第６図において、交流電圧の正の半
波の期間には第１及び第４のトランジスタＱｌ　、Ｑ４
を通って電流が流れるので、第２及び第３のトランジス
タＱ２、Ｑ３をオンにする必要がない。従って、正の半
波の期間に第２及び第３のトランジスタＱ２　、Ｑ３を
オン制御しないように構成することかできる。同様に、
交流電圧の負の半波の期間に第１及び第４のトランジス
タＱ１、Ｑ４をオン制御しないように構成することがで
きる。

（３）　第６図の第３及び第４の制御スイッチＳＳ、Ｓ
４をバイポーラトランジスタと整流ダイオードとの逆並
列回路で形成することができる。

（４）　高周波フィルタ６を省くこと、整流回路１９を
省くことが可能である。

（５）　電流１２をライン９で検出しないで、第１及び
第２の１次巻線１２．１３の電流に基づいて求めること
ができる。

［発明の効果コ 上述から明らかなように、スイッチのオン・オフによっ
て周波数変換及び電圧制御を行うことかでき且つ入力電
流波形を正弦波に近似させることができる電源装置のコ
ストを低減し且つ効率を向上させることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電源装置を示す
回路図、 第２図は第１図の制御信号形成回路を示すブロック図、 第３図は第１図及び第２図の各部の電圧波形図、第４図
は第１図の入力電流の波形図、 第５図は第１図のフィルタよりも後段の電流を原理的に
示す波形図、 第６図は第２の実施例の電源装置を示す回路図、第７図
は変形例の電源装置の一部を示す回路図である。 ２．３・・・電源端子、８・・・リアクトル、１１・・
・電圧制御及び周波数変換回路、１２・・第１の１次巻
線、１３・・・第２の１次巻線、１４・・・２次巻線、
Ｑ１〜Ｑ４・・・トランジスタ。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次−首 δ ８　濁 第３図 Ｏ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］交流電源が接続される第１及び第２の交流電源端
   子と、 前記第１及び第２の交流電源端子間に夫々接続されたト
   ランスの第１及び第２の１次巻線と、前記第１の１次巻
   線に直列に接続された第１の交流スイッチ手段と、 前記第２の１次巻線に直列に接続された第２の交流スイ
   ッチ手段と、 前記第１の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記
   第２の交流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方
   向の電圧が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１の交
   流電源端子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が
   流れた時に前記第１の方向と逆の第２の方向の電圧が発
   生するように前記第１及び第２の１次巻線に関係付けら
   れた２次巻線と、 前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及び第２の交流
   スイッチ手段とから成る回路部分と前記交流電源端子と
   の間に直列に接続されたリアクトルと、 前記交流電源端子を通って流れる電流を正弦波に近似さ
   せることができると共に、前記２次巻線から交流電圧が
   得られるように前記第１及び第２の交流スイッチ手段を
   制御する制御回路と から成り、前記第１の交流スイッチ手段が、前記第１の
   １次巻線（１２）に直列に接続され、且つ前記第１の１
   次巻線（１２）の正方向電流を制御することは可能であ
   るが、逆方向電流は阻止するように形成されている第１
   の制御スイッチ（Ｑ１）と、 前記第１の制御スイッチ（Ｑ１）に並列に接続され、か
   つ前記第１の１次巻線（１２）の逆方向電流を制御する
   ことは可能であるが、正方向電流は阻止するように形成
   されている第２の制御スイッチ（Ｑ２）とから成ること
   を特徴とする電源装置。 ［２］前記第２の交流スイッチ手段が、 前記第２の１次巻線（１３）に直列に接続され、且つ前
   記第２の１次巻線（１３）の逆方向電流を制御すること
   は可能であるが、正方向電流は阻止するように形成され
   ている第３の制御スイッチ（Ｑ３）と、 前記第３の制御スイッチ（Ｑ３）に並列に接続され、且
   つ前記第２の１次巻線（１３）の正方向電流を制御する
   ことは可能であるが、逆方向電流は阻止するように形成
   されている第４の制御スイッチ（Ｑ４）と から成るものである請求項１記載の電源装置。 ［３］前記第１及び第２の制御スイッチ（Ｑ１）（Ｑ２
   ）はトランジスタである請求項１記載の電源装置。