JP5361555B2

JP5361555B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP5361555B2
Application number: JP2009143448A
Authority: JP
Inventors: 俊明工藤; 宏餅川; 寿彰松本; 康宏野呂; 喜久雄高木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2009-06-16
Filing date: 2009-06-16
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2029-06-16
Also published as: JP2011004464A

Description

本発明は、太陽光発電や熱発電、あるいは燃料電池などの直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に係わり、特に大容量、高効率の電力システムの実現に適した中性点クランプ方式の３レベルインバータを用いた電力変換装置に関するものである。

従来のソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池などの分散電源出力を昇圧回路で昇圧し、インバータで出力の交流電圧を発生している（例えば非特許文献１参照）。このように昇圧する方式が一般的であるが、昇圧率が高くなると昇圧回路のスイッチング素子やダイオードによる電力損失が大きくなり、パワーコンディショナ全体の効率が低下するという問題がある。

近年では、大容量の太陽光発電も普及しており、高効率化のために昇圧回路なしで、太陽電池出力を直接インバータに供給するシステムも製品化されている（例えば非特許文献２および３参照）。

「ソーラパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS, Vol.42, No.2 (通巻142号), 2002年「Design considerations for three-phase grid connected photovoltaic inverters」Photovoltaic Specialists Conference, 2002. Conference Record of the Twenty-Ninth IEEE, 19-24 May 2002, Page: 1396 - 1401 Xantrex社マニュアル「GT100E 100 kW Grid-Tied Photovoltaic Inverter - Planning and Installation Manual」 Page: 2-5

大容量・高効率化の要点のひとつは、太陽電池パネルなどの直流電源モジュールの直列接続数増加による電源の高電圧化である。しかし、直流電源モジュールを直列接続すると出力可能電流の小さい方の電源電流以下に電流を抑制するか、あるいは出力可能電流の小さい方の電源をダイオードでバイパスことが行われる。前者は電流出力能力の高い方の電源の出力を低下させ、後者は電流出力能力の低い方の電源出力を０にする。いずれの場合も電源を直列接続すると、電源のもつ出力能力を充分に利用できなくなる問題がある。

また、発電可能電圧範囲を拡大することを目的に、直流電源の電圧が低い場合にだけ昇圧する方式では回路が複雑になり、制御も複雑になることが問題であった。

更には、大容量・高効率化のために直流回路の高電圧化を計画しても、現在の太陽電池パネルの耐圧は６００Ｖ程度で、電源の高電圧化に限界があり、高効率化の妨げとなっている。

本発明は上記のような問題を解消するためになされたもので、正負直流電源の発電能力が異なっている場合でも、正負直流電源それぞれの最大発電能力を引き出し可能として、システム発電効率の向上を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、上記の目的を達成するため、直流電力を交流に変換するインバータとして中性点クランプ方式インバータ（以後、単にＮＰＣインバータと記す）を用い、そのインバータの中性点と直列接続した直流電源の中性点とを接続する構成とし、その上で、ＮＰＣインバータで直流回路の正負電力の分担比率を制御する。

また、昇圧回路を含む装置でも、直流電源から直接インバータに供給するときの損失が、昇圧回路がない場合に比べて増加しないように、直流電源に直列接続される逆流防止ダイオードを昇圧回路のバイパス回路として用いる。

さらに、直列接続した直流電源の中性点を接地することで、電源の耐圧を確保した上で電源モジュール耐圧の約２倍の高電圧直流電源を実現するものである。

本発明によれば、ＮＰＣインバータは直流回路の正負の電力分担を制御することができるので、正負直流電源の発電能力が異なっている場合でも、正負直流電源それぞれの最大発電能力を引き出すことが可能になる。このことにより、システム発電効率の向上を図ることができる。

直流回路の高電圧化により交流側の電圧リプルは大きくなるので平滑力の大きな交流フィルタが必要になるが、本発明ではインバータとして３レベル出力可能なＮＰＣインバータを用いているので、出力電圧のステップ変化量は直流電圧の半分にでき、交流フィルタも小さくできる。

また、昇圧回路を有する装置では、逆流防止ダイオードを昇圧回路のバイパス回路とすることで、直流電源電圧が高いときに昇圧回路の昇圧動作を停止するだけで、直流電源の出力電流は逆流防止ダイオードを通り、インバータへ供給される。この状態は、昇圧回路がなく、直流電源出力を直接インバータに供給する場合とほぼ同じ通電状態であり、昇圧回路を設けることによる損失増加はなく、高効率運転を実現でき、しかも昇圧回路をバイパスするための複雑な回路や制御が不要である。

さらに、分散電源の中性点を接地することで、直流回路電圧は正負の耐圧範囲まで使用することができる。すなわち、分散電源耐圧の２倍の直流電源電圧を得ることができ、インバータ出力も高電圧の交流を得ることができる。また、高電圧化することでインバータを構成する半導体スイッチの電圧降下を相対的に小さくすることができ、高効率化を実現できる。しかも、交流側の高圧化により交流電流も相対的に小さくできるので、銅損を減らすことができる。当然、高電圧化が可能なことから、大容量システムを容易に実現することができる。

本発明による電力変換装置の第１の実施形態を示す回路構成図である。本発明で用いられるＮＰＣインバータの３相回路の構成例を示す結線図である。本発明で用いられるＮＰＣインバータの単相回路の構成例を示す結線図である。本発明による電力変換装置の第２の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第３の実施形態を示す回路構成図である。第３の実施形態における他の例を示す図３と等価な回路構成図である。本発明による電力変換装置の第４の実施形態を示す回路構成図である。第４の実施形態における他の例を示す回路構成図である。第４の実施形態におけるさらに異なる他の例を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第５の実施形態を示す回路構成図である。第５の実施形態における他の例を示す図１０と等価な回路構成図である。本発明による電力変換装置の第６の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第７の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第８の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第９の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１０の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１１の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１２の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１３の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１４の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１５の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１６の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１７の実施形態を示す回路構成図である。磁気的に結合したリアクトルのモデル図である。本発明による電力変換装置の第１８の実施形態を示す回路構成図である。本発明による電力変換装置の第１９の実施形態を示す回路構成図である。ＮＰＣインバータの通電状態を示す回路構成例を示す結線図である。ＮＰＣインバータの出力電圧と直流回路電力との関係を示す瞬時波形の説明図である。ＮＰＣインバータの出力電圧をバイアスしたときの正負直流電力の特性を示す図である。太陽光パネルの発電例を示す特性図である。本発明により正負電源を独立に制御できることを説明するための第１の例を示す等価モデル図である。本発明により正負電源を独立に制御できることを説明するための第２の例を示す等価モデル図である。本発明により正負電源を独立に制御できることを説明するための第３の例を示す等価モデル図である。本発明により正負電源を独立に制御できることを説明するための第４の例を示す等価モデル図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明による電力変換装置の第１の実施形態を示す回路構成図である。

図１において、１Ｐおよび１Ｎは太陽光パネルなどの正側および負側直流電源、２Ｐおよび２Ｎは直流電源１Ｐおよび１Ｎにそれぞれ直列に設けられ、電流が直流電源１Ｐおよび１Ｎに逆流することを防ぐための逆流防止ダイオードであり、これらは直流電源モジュールを構成している。

また、４Ｐおよび４Ｎは直流電源１Ｐおよび１Ｎの直流出力を平滑する正負の平滑コンデンサ、５は平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎで平滑された直流を交流電力に変換して負荷あるいは電力系統６に供給する単相あるいは多相のＮＰＣインバータである。

ここで、上記正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎの中性点と、平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎの中性点、並びにＮＰＣインバータ５の中性点とがそれぞれ接続され、正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎは図示上向きに正電圧をそれぞれ出力する。

上記構成において、正側直流電源１Ｐと逆流防止ダイオード２Ｐ、および負側直流電源１Ｎと逆流防止ダイオード２Ｎとの位置関係を入れ替え、すなわち逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎを中性点側に設けても、回路動作は変わらないことは明らかである。

図２および図３は、本発明で用いるＮＰＣインバータ５の３相回路および単相回路の構成例を示す結線図である。

図２および図３に示すＮＰＣインバータ５は、高電圧が出力可能で、かつ出力電圧高調波が少ない特長があり、電動機駆動の用途などで広く用いられている周知の回路構成のもので、いずれも直流電源１Ｐおよび１Ｎの出力電圧が平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎを介してＮＰＣインバータ５に正負母線Ｐ、Ｎおよび中性点母線０に入力される。

このＮＰＣインバータ５は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を直列接続し、Ｓ１とＳ２の接続点とＳ３とＳ４の接続点間をクランプダイオードＤｐ、Ｄｎを介して接続した構成が基本構成部分であり、この基本構成部分５１、５２、５３をレグと呼ぶ。３相と単相の違いはこのレグ数の違いだけである。そして、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の直列回路が正負母線ＰおよびＮに、２個のクランプダイオードＤｐ、Ｄｎの接続点が中性点母線０に接続される。

本実施形態では、図２および図３に示すように電源と平滑コンデンサとＮＰＣインバータ５の各中性点を接続しているが、電源と平滑コンデンサの中性点は非接続としてもＮＰＣインバータとしては運転が可能である。

このＮＰＣインバータ５は、正側直流電力Ｐｐと負側直流電力Ｐｎの比率を制御することができることが特徴の1つで、この特徴を利用して、正負電源１Ｐおよび１Ｎの電流をそれぞれ独立に制御することができる。その結果、正負電源１Ｐおよび１Ｎ間に発電能力の差がある場合でも、それぞれの最大発電能力点で動作させることが可能である。このように制御することで、システム発電効率向上を実現するものである。

このＮＰＣインバータによる正側直流電力Ｐｐと負側直流電力Ｐｎの比率制御とその効果については、他の実施例の構成を含めて、最後の方で詳細に説明する。

（第２の実施形態）
図４は本発明による電力変換装置の第２の実施形態を示す回路構成図であり、複数の直流電源モジュールを並列接続した場合の構成である。図１に示す第１の実施形態の電力変換装置と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。

第２の実施形態では、図４に示すように逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａと直流電源１Ｐａおよび１Ｎａの直列回路と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂと直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂの直列回路からなる２組の直流電源モジュールを並列接続し、両直流電源モジュールの中性点を接地した構成とするものである。

このように複数の直流電源モジュールを並列接続した場合には、並列電源間の電圧アンバランスにより、低い電圧の電源に逆流が流れることを防ぐため、各直流電源モジュール毎に逆流防止ダイオードが必要になる。

これら２組の直流電源モジュールの出力電流は合成されてＮＰＣインバータ５側に供給されるので、電源としての電流容量が増加することは明らかである。

図４は直流電源モジュール数が２の場合を示したが、並列モジュール数に上限はなく、モジュール数を増加することで電源容量を大きくすることができる。

このように複数の直流電源モジュールを並列接続した場合には、各直流電源モジュールの電圧が等しくなるので、並列接続された直流電源個々を最大電力点で動作させることはできない。しかし、ＮＰＣインバータ５で正負電力ＰｐおよびＰｎの比率を制御し、それぞれ正側並列電源としての最大電力点と、負側並列電源としての最大電力点とで動作させることはできる。

したがって、並列接続された各正側、負側直流電源の発電能力が異なっている場合でも、正側、負側直流電源それぞれの最大発電能力を引き出すことが可能なので、システム発電効率の向上を図ることができる。

（第３の実施形態）
図５は本発明による電力変換装置の第３の実施形態を示す回路構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第３の実施形態では、図５に示すように逆流防止ダイオード２Ｐ，２Ｎを直列接続した正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎをそれぞれ中性点に接続した図１の構成に、リアクトルＬｃ、スイッチＳｃおよびチョッパダイオ−ドＤｃで構成される周知の昇圧回路７を付加する構成としたものである。

ここで、昇圧回路７は正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎの両端電圧Ｖｓを昇圧し、この昇圧した電圧をＮＰＣインバータ５側に供給する。

図５において、昇圧回路７のスイッチＳｃがオフしている場合には、直流電源１Ｐおよび１Ｎの出力電流Ｉｓは、逆流防止ダイオード２Ｐと、昇圧回路７のリアクトルＬｃおよびチョッパダイオードＤｃの直列回路とに分流してインバータ５側に流れる。ただし、リアクトルＬｃの抵抗分のために、直流電源電流Ｉｓのほとんどは逆流防止ダイオード２Ｐ側を流れる。このとき逆流防止ダイオード２Ｐは、昇圧回路７のバイパス回路になる。

また、昇圧回路７のスイッチＳｃをオン、オフして昇圧し、ＮＰＣインバータ５側の直流電圧Ｖｄが正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎの電圧和Ｖｓよりも高くなれば、直流電源電流Ｉｓは昇圧回路７を通って流れ、逆流防止ダイオード２Ｐには流れない。

以上のように昇圧回路７のスイッチＳｃの制御によって直流電源の電流経路を制御し、昇圧回路７が停止しているときは逆流防止ダイオード２Ｐを昇圧回路７のバイパス回路として利用する。昇圧回路７が停止しているときの電流経路は図１とほぼ同じであり、昇圧回路7が付加されたことによる損失増加はない。

このように昇圧回路７で昇圧しているときでも、ＮＰＣインバータ５で正負電力ＰｐおよびＰｎの比率を制御し、正側、負側電源１Ｐおよび１Ｎが最大電力点で動作させることができる。その詳細については各実施形態の構成を述べた後で説明する。

さて、昇圧回路７のスイッチＳｃをオフし、直流電源電流Ｉｓが、逆流防止ダイオード２Ｐと、昇圧回路７のリアクトルＬｃおよびチョッパダイオードＤｃの直列回路とに分流しているときの損失について説明する。

逆流防止ダイオード２Ｐの電流をＩdbとしたとき、昇圧回路側の電ＩcはＩs−Ｉdbである。Ｉdbが流れているときの逆流防止ダイオード２Ｐの電圧ドロップをＶdb(Ｉdb)とすれば、逆流防止ダイオード２Ｐの損失Ｐdbは次式となる。

Ｐdb＝Ｖdb(Ｉdb)・Ｉdb …… （１）
リアクトルＬｃとチョッパダイオードＤｃとの直列回路の電圧降下もＶdb(Ｉdb)であるから、直列回路の損失Ｐcは次式となる。

Ｐc＝Ｖdb(Ｉdb)・Ｉc＝Ｖdb(Ｉdb)・(Ｉs−Ｉdb) …… （２）
両回路の損失和は次のようになる。

Ｐdb＋Ｐc＝Ｖdb(Ｉdb)・Ｉdb＋Ｖdb(Ｉdb)・(Ｉs−Ｉdb)
＝Ｖdb(Ｉdb)・Ｉs …… （３）
ＩsよりもＩdbは小さいので、逆流防止ダイオード２Ｐの電圧Ｖdb(Ｉdb)はＩsが全て逆流防止ダイオード２Ｐに流れた場合の電圧Ｖdb(Ｉs)よりも小さい。すなわち、（３）式の損失Ｐdb＋Ｐcは直流電源電流Ｉsが全て逆流防止ダイオード２Ｐに流れた場合の損失Ｖdb(Ｉs)・Ｉsよりも小さいことを示している。実際はＩsのほとんどが逆流防止ダイオード２Ｐに流れるので、Ｉsが全て逆流防止ダイオード２Ｐに流れたときの損失よりも少しだけ小さくなる。

逆流防止ダイオード２Ｐがなく、直流電源電流Ｉsが全てリアクトルＬｃとチョッパダイオードＤｃとの直列回路に流れた場合の損失と比べた場合に、少なくともリアクトルＬｃの損失分だけ小さくなる。

昇圧回路７で昇圧しているときには更にスイッチＳｃの損失が加わるので、直流電源電圧Ｖsが高いときに昇圧回路７の昇圧動作を停止し、逆流防止ダイオード２Ｐにほとんどの電流が流れるようにすることで、常に昇圧回路７を動作させた場合に比べて大幅な損失低減となり、高効率化を実現できる。

また、直流電源電圧Ｖsが低い場合には昇圧回路７で昇圧する必要があるが、直流電源が太陽光パネルの場合には、電圧が低くなるのは太陽の日射量が少なく発電量が小さい場合である。このような場合には電流Ｉsが小さい状態なので、発電量が小さい場合だけに動作する昇圧回路７の電流定格は小さくてよく、小形・低コストの昇圧回路とすることができる。また、電流が小さいので、損失も小さい。

図６は第３の実施形態の変形例を示す回路構成図であり、ここでは図５と異なる部分についてのみ述べる。

図６においては、図５に示す昇圧回路７内のスイッチＳｃとチョッパダイオードＤｃを入れ替え、チョッパダイオードＤｃが負側逆流防止ダイオード２Ｎと並列になるように接続する構成としたものである。この場合、昇圧回路７の停止時は負側逆流防止ダイオード２Ｎが昇圧回路７のバイパス回路となり、作用および効果とも図５と全く同じであることは、云うまでもない。

（第４の実施形態）
図７から図９は本発明による電力変換装置の第４の実施形態を示す回路構成図であり、図５と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。

図７は複数の昇圧回路を含む直流電源を並列接続した場合の回路構成図である。

図７に示すように図５と同様に正負直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）に対応して逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）および昇圧回路７ａ（７ｂ）からなる回路モジュールを２組設け、ＮＰＣインバータ５側への直流出力回路を並列接続した構成である。この場合、２組の回路モジュールの出力電流が合成されてＮＰＣインバータ５側に供給されることは明らかである。

図７は並列回路モジュール数が２の場合を示したが、並列モジュール数に上限はない。また、図７は各並列モジュールを図５に示した構成で示しているが、全てあるいは一部モジュールを図６に示した構成にしてもよい。

また、昇圧回路７ａ，７ｂの昇圧動作の開始・停止のタイミング制御はモジュール毎に独立して行うこともできるし、全モジュールを同時タイミングで行うこともできる。

このような構成とすれば、複数の直流電源モジュールおよび昇圧回路の並列接続により、大容量化の実現に適した構成となし得る。

図８は第４の実施形態における他の回路構成例を示す図である。

図８に示すように２組の正側、負側直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）と逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）との直列回路を並列接続している。

そして、中性点側に配置された２組の正側、負側直流電源１Ｐａ，１Ｎａおよび１Ｐｂ，１Ｎｂの両端電圧をそれぞれ昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐａ，８Ｐｂ，８Ｎａおよび８Ｎｂを介して昇圧回路７のリアクトルＬｃとスイッチＳｃの両端に接続する構成とするものである。すなわち、２台の直流電源モジュールに対して昇圧回路７を１台だけ設ける構成としたものである。

昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐａ，８Ｐｂ，８Ｎａおよび８Ｎｂは、並列接続された正側直流電源１Ｐａと１Ｐｂ間あるいは負側直流電源１Ｎａと１Ｎｂ間の出力電圧が異なる場合に、低い電圧の直流電源側に電流が逆流することを防ぐために設けられる。

このような回路構成において、昇圧回路７のスイッチＳｃがオフしているときには、直流電源電流のほとんどは逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｐｂを通って流れる。昇圧回路７で昇圧し、コンデンサ電圧Ｖdが直流電源の電圧より高い場合には、電流は昇圧回路７を通って流れ、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｐｂには逆電圧が印加され、電流は流れない。

図８は並列電源モジュール数が２の場合を示したが、モジュール並列数に上限はなく、電源モジュール数を増加して電源容量を大きくすることができる。また、図８は直流電源および昇圧回路を図５に示した構成で示しているが、直流電源および昇圧回路を図６に示した構成にしてもよい。

このような構成としても、複数の直流電源モジュールおよび昇圧回路の並列接続により、大容量化の実現に適した構成となし得る。

図９は第４の実施形態における更に異なる他の回路構成例を示す図である。

本例では、図９に示すように２組の正負直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）と逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）との直列回路を並列接続し、中性点側に配置された２組の正側、負側直流電源１Ｐａ，１Ｎａおよび１Ｐｂ，１Ｎｂの両端電圧をそれぞれ昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐａ，８Ｐｂ，８Ｎａおよび８Ｎｂを介して昇圧回路７ａのリアクトルＬｃとスイッチＳｃの両端に図８と同様に接続するものである。

図９では、更に２組の正側、負側直流電源１Ｐｃおよび１Ｎｃ（１Ｐｄおよび１Ｎｄ）と逆流防止ダイオード２Ｐｃおよび２Ｎｃ（２Ｐｄおよび２Ｎｄ）との直列回路を並列接続し、中性点側に配置された２組の正側、負側直流電源１Ｐｃ，１Ｎｃおよび１Ｐｄ，１Ｎｄの両端電圧をそれぞれ昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐｃ、８Ｐｄ、８Ｎｃおよび８Ｎｄを介して昇圧回路７ｂのリアクトルＬｃとスイッチＳｃの両端に接続する回路を追加したものである。

本例では、複数の直流電源と1台の昇圧回路との並列回路を基本単位とする回路群を、複数組み合わせた構成であり、その作用・効果は図８と同じである。

図９は電源モジュール並列数が２の場合を示したが、モジュール並列数に上限はなく、また１台電源でもよい。また、昇圧回路数の制限もなく、電源モジュール数と昇圧回路数を増やして電源容量を大きくすることができる。

（第５の実施形態）
図１０は本発明による電力変換装置の第５の実施形態を示す回路構成図であり、図５と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

図５においては、昇圧回路７への入力電圧を正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎの電圧和としているのに対し、第５の実施形態では、図１０に示すように正側直流電源１Ｐと逆流防止ダイオード２Ｎも含めた負側直流電源１Ｎとの電圧和を昇圧するようにした点が異なる。

このような構成としても基本的な回路動作、作用および効果は図５と同様である。

上記では、負側逆流防止ダイオード２Ｎを中性点とは反対側に設けたが、この負側逆流防止ダイオード２Ｎを中性点側に設けた場合も同様である。

図１１は第５の実施形態における他の回路構成例を示す図である。

本例では、図１１に示すように図１０の昇圧回路７内のスイッチＳｃとチョッパダイオードＤｃを入れ替え、チョッパダイオードＤｃが負側逆流防止ダイオード２Ｎと並列になるように接続した構成としたものである。この場合、昇圧回路７の停止時は負側逆流防止ダイオード２Ｎが昇圧回路のバイパス回路となり、図１０と全く同様の作用・効果が得られる。

図１０と図１１は、第３の実施形態を示す図５と図６の関係と同様に、両回路が等価であることは当業者には容易に理解できるものであり、図１１の回路構成も第５の実施形態に含まれる。

（第６の実施形態）
図１２は本発明による電力変換装置の第６の実施形態を示す回路構成図であり、図１０と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第６の実施形態では、図１２に示すように図１０に示す回路を基本構成とし、直流電源モジュールと昇圧回路を複数並列接続して、大容量化を実現する構成としたものである。

すなわち、正側、負側直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）からなる直流電源モジュールと、昇圧回路７ａ（７ｂ）からなる回路モジュールとを２組設け、これらをインバータ５側への直流出力回路として並列接続した構成とするものである。

上記構成において、正側、負側直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂ（１Ｐｃおよび１Ｎｃ）と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂ（２Ｐｃおよび２Ｎｃ）を直列接続した複数の直流電源モジュールを、１台の昇圧回路７ｂで昇圧する場合には昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐｂ、８Ｐｃを介して入力する。

このような構成とすれば、２組の回路モジュールの出力電流が合成されてインバータ５側に供給される。

図１２では直流電源モジュールの並列数が１および２の場合を示したが、直流電源モジュールの並列数に上限がなく、また、昇圧回路数の制限もないことから、直流電源モジュール数と昇圧回路数を必要に応じて増やすことで、電源容量を大きくすることができる。

（第７の実施形態）
図１３は本発明による電力変換装置の第７の実施形態を示す回路構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第７の実施形態では、図１３に示すように中性点側に設けられた正側、負側逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎをバイパスするためのバイパスダイオード９を付加する構成としたものである。

すなわち、図１の構成において、正側、負側の逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎを中性点側に設け、これら中性点を挟んで直列接続した正側、負側逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎと、バイパスダイオードよ９とを並列に接続する構成とするものである。

このような構成としても、バイパスダイオード９を付加した図１３と図１との基本動作は同じである。また、バイパスダイオード９のない図１の構成では、直流電源電流は２個の逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎを流れるため、当然２個分のダイオード損失を生じるが、図１３の構成では、逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎと並列にバイパスダイオード９が接続されているので、直流電源電流のほとんどはバイパスダイオード９の方を流れる。

したがって、３個のダイオード２Ｐ，２Ｎおよび９の特性が同じ場合には、図１３のダイオード損失は図１の構成に比べて半分以下になる。損失が半分以下になる理由はダイオード２Ｐおよび２Ｎの直列回路とバイパスダイオード９とに電流が分流するためであり、昇圧回路を逆流防止ダイオードでバイパスするときの損失を（１）〜（３）式で説明したことと同じである。

以上のように、バイパスダイオード９を付加することでダイオード損失を低減することができ、高効率システムの実現が可能になる。

（第８の実施形態）
図１４は本発明による電力変換装置の第８の実施形態を示す回路構成図であり、図１３と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第８の実施形態では、図１４に示すように複数の直流電源モジュールを並列接続する場合に、各電源モジュールの逆流防止ダイオード２Ｐａ（２Ｐｂ）および２Ｎａ（２Ｎｂ）にそれぞれバイパスダイオード９ａおよび９ｂを並列に接続する構成としたものである。

このような構成としても、図１３の場合と同様にバイパスダイオード９ａおよび９ｂを付加することで、ダイオード損失を低減することができ、高効率システムの実現が可能になる。

上記実施形態において、直流電源モジュールの並列数に上限がなく、必要に応じて直流電源モジュールの並列数を増やすようにしてもよい。

（第９の実施形態）
図１５は本発明による電力変換装置の第９の実施形態を示す回路構成図であり、図１３と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第９の実施形態では、図１５に示すように図１３の構成にリアクトルＬｃ、スイッチＳｃおよびチョッパダイオ−ドＤｃで構成される昇圧回路７を付加し、更に昇圧回路７のリアクトルＬｃとチョッパダイオードＤｃの直列回路と並列にバイパスダイオード１０を設けるようにしたものである。

このような構成としても基本的な回路動作は図５あるいは図１０に示した構成と同様であるが、図５および図１０では、逆流防止ダイオードを昇圧回路のバイパス回路として用いるのに対し、図１５ではバイパス専用の昇圧回路バイパス用ダイオード１０を用いる点で異なっている。

すなわち、逆流防止ダイオードを昇圧回路のバイパス回路として使用するためには、その逆流防止ダイオードを直流電源直列回路の外側に設ける必要がある。図１５では正側、負側逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎを中性点側に設ける必要があるため、逆流防止ダイオードを昇圧回路のバイパス回路として使用することはできない。そこで、バイパス専用のダイオード１０を付加し、昇圧回路７をバイパスできるように構成したものである。

図１５でダイオードバイパスダイオード９を接続しなければ、先に述べたように２個の逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎによる電圧降下で損失は増加する。しかし、バイパスダイオード９は基本的動作のために不可欠なものではなく、ダイオード９はなくても同じ動作が行われる。したがって、バイパスダイオード９のない構成も本発明に含まれる。このことは、以下の実施例でも同様である。

図１５において、昇圧回路７内のスイッチＳｃとダイオードＤｃの位置を入れ替え、バイパスダイオード１０を直流回路の負側母線に設けても上記構成と等価であることは言うまでもない。

（第１０の実施形態）
図１６は本発明による電力変換装置の第１０の実施形態を示す回路構成図であり、図１５と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１０の実施形態では、図１６に示すように第９の実施形態で述べた図１５に示す回路を基本構成とし、直流電源モジュールおよび昇圧回路を複数並列接続して、大容量化を実現する構成としたものである。

すなわち、正側、負側直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）、バイパスダイオード９ａ（９ｂ）からなる直流電源モジュールと、バイパス専用のダイオード１０ａ（１０ｂ）を含む昇圧回路７ａ（７ｂ）からなる回路モジュールを２組設け、これらをインバータ５側への直流出力回路として並列接続した構成とするものである。

上記構成において、正側、負側直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂ（１Ｐｃおよび１Ｎｃ）と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂ（２Ｐｃおよび２Ｎｃ）、バイパスダイオード９ｂ（９ｃ）とを直列接続した複数の直流電源モジュールとして、バイパス専用のダイオード１０ｂを含む１台の昇圧回路７ｂで昇圧することができる。

（第１１の実施形態）
図１７は本発明による電力変換装置の第１１の実施形態を示す回路構成図であり、図１３と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１１の実施形態では、図１７に示すように図１３の構成に、リアクトルＬｃｐ、スイッチＳｃｐおよびチョッパダイオ−ドＤｃｐで構成される正側昇圧回路と、リアクトルＬｃｎ、スイッチＳｃｎおよびチョッパダイオ−ドＤｃｎで構成される負側昇圧回路とを並列接続した昇圧回路７１を設け、正側昇圧回路は正側直流電源１Ｐの両端電圧を、負側昇圧回路は負側直流電源１Ｎの両端電圧をそれぞれ昇圧するようにしたものである。すなわち、昇圧回路７１は正側直流電源１Ｐの出力電圧の昇圧回路と、負側直流電源１Ｎの出力電圧の昇圧回路とを並列接続した構成としている。

このような構成において、昇圧回路７１のスイッチＳｃｐおよびＳｃｎをオフすると、昇圧回路７１にはほとんど電流が流れず、直流電源電流の多くが昇圧回路７１をバイパスして流れる。この場合、逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎ、もしくはバイパスダイオード９が昇圧回路７１のバイパス回路として作用する。

したがって、昇圧回路７１のオフ時の電流経路は、図１３とほぼ同じであり、図１３と同様にダイオード損失の少ない装置を実現できる。

（第１２の実施形態）
図１８は本発明による電力変換装置の第１２の実施形態を示す回路構成図であり、図１７と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１２の実施形態では、図１８に示すように第１１の実施形態で述べた図１７に示す回路を基本構成とし、直流電源モジュールおよび昇圧回路を複数並列接続して、大容量化を実現する構成としたものである。

すなわち、正側、負側直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）からなる直流電源モジュールと、昇圧回路７１ａ（７１ｂ）からなる回路モジュールを２組設け、これらをインバータ５側への直流出力回路として並列接続した構成とするものである。

上記構成において、複数の正側、負側直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂ（１Ｐｃおよび１Ｎｃ）と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂ（２Ｐｃおよび２Ｎｃ）を直列接続した直流電源モジュールを、1台の昇圧回路７１ｂで昇圧する場合には昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐｂ，８Ｐｃおよび８Ｎｂ，８Ｎｃを介して入力する。

（第１３の実施形態）
図１９は本発明による電力変換装置の第１３の実施形態を示す回路構成図であり、図１７と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１３の実施形態では、図１９に示すように図１７に示す昇圧回路７１のチョッパダイオードＤｃｐおよびＤｃｎを1個のチョッパダイオードＤｃに集約した昇圧回路７２で置き換えた回路とするものである。

すなわち、図示するように、正側、負側スイッチＳｃｐおよびＳｃｎには一般的に還流ダイオードが逆並列接続される。図１７に示す昇圧回路７１の正側チョッパダイオードＤｃｐの機能は、図１９に示す昇圧回路７２のチョッパダイオードＤｃと負側スイッチＳｃｎの還流ダイオードとで実現される。同様に、負側チョッパダイオードＤｃｎの機能は、チョッパダイオードＤｃと正側スイッチＳｃｎの還流ダイオードとで実現される。

したがって、図１９に示すような構成としても、図１７と同様の動作が可能であり、昇圧回路７２の構成を簡素化できる。

（第１４の実施形態）
図２０は本発明による電力変換装置の第１４の実施形態を示す回路構成図であり、図１９と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１４の実施形態では、図２０に示すように実施例１３で述べた図１９の回路を基本構成とし、複数の直流電源モジュールおよび昇圧回路を並列接続する構成としたものである。

すなわち、正側、負側直流電源１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）、バイパスダイオード９ａ（９ｂ）からなる直流電源モジュールと、昇圧回路７２ａ（７２ｂ）からなる回路モジュールを２組設け、これらをインバータ５側への直流出力回路として並列接続した構成とするものである。

上記構成において、複数の正側、負側直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂ（１Ｐｃおよび１Ｎｃ）と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂ（２Ｐｃおよび２Ｎｃ）を直列接続した直流電源モジュールを、1台の昇圧回路７２ｂで昇圧する場合には昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐｂ，８Ｐｃおよび８Ｎｂ，８Ｎｃを介して入力する。

（第１５の実施形態）
図２１は本発明による電力変換装置の第１５の実施形態を示す回路構成図であり、図１７および図１９と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

図１７の昇圧回路７１および図１９の昇圧回路７２は２組の昇圧回路が並列接続されているのに対し、第１５の実施形態では、図２１に示すように昇圧回路７３として２組の昇圧回路が直列接続される構成としたものである。

ここで、上記昇圧回路７３のリアクトルＬｃｐ、スイッチＳｃｐおよびチョッパダイオードＤｃｐからなる正側昇圧回路は正側直流電源１Ｐの両端電圧を昇圧し、正側コンデンサ４Ｐを充電する。また、リアクトルＬｃｎ、スイッチＳｃｎおよびチョッパダイオードＤｃｎからなる負側昇圧回路は負側直流電源１Ｎの両端電圧を昇圧し、負側コンデンサ４Ｎを充電する。

このように構成することで、昇圧回路７３の２組の昇圧回路の昇圧率を低くすることができ、昇圧回路の効率を高くすることができる。

（第１６の実施形態）
図２２は本発明による電力変換装置の第１６の実施形態を示す回路構成図であり、図２１と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１６の実施形態では、図２２に示すように第１５の実施形態で述べた図２１の回路を基本構成とし、複数の直流電源モジュールおよび昇圧回路を並列接続する構成としたものである。

すなわち、正側、負側直流電源正側１Ｐａおよび１Ｎａ（１Ｐｂおよび１Ｎｂ）、逆流防止ダイオード２Ｐａおよび２Ｎａ（２Ｐｂおよび２Ｎｂ）、バイパスダイオード９ａ（９ｂ）からなる直流電源モジュールと、昇圧回路７３ａ（７３ｂ）からなる回路モジュールを２組設け、これらをインバータ５側への直流出力回路として並列接続した構成とするものである。

上記構成において、複数の正側、負側直流電源１Ｐｂおよび１Ｎｂ（１Ｐｃおよび１Ｎｃ）と逆流防止ダイオード２Ｐｂおよび２Ｎｂ（２Ｐｃおよび２Ｎｃ）、バイパスダイオード９ａ（９ｂ）を直列接続した直流電源モジュールを、1台の昇圧回路７３ｂで昇圧する場合には昇圧回路用逆流防止ダイオード８Ｐｂ，８Ｐｃおよび８Ｎｂ，８Ｎｃを介して入力する。

（第１７の実施形態）
図２３は本発明による電力変換装置の第１７の実施形態を示す回路構成図であり、図２１と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１７の実施形態では、図２３に示すように図２１に示した構成の昇圧回路７３の正側、負側リアクトルＬｃｐおよびＬｃｎの代わりに磁気的に結合したリアクトルＬｃｃを用いた構成とするものである。

図２４は磁気的に結合したリアクトルＬｃｃのモデル図であり、（ａ）は正側、負側電流ＩipおよびＩinにより発生する磁束が同方向の磁束加算形、（ｂ）は両電流の磁束が打ち消しあう磁束減算形のリアクトルである。

２組の巻き線の自己インダクタンスをＬｃ、相互インダクタンスをＭｃとし、回路の抵抗を無視したときの図２４（ａ）の電流式は次のようになる。正側、負側電流は等価であるので、正側電流Ｉipについてのみ示す。また、pは微分演算子d/dtである。

Ｉip =(ＬcＶcp−ＭcＶcn)／p(Ｌc2-Ｍc2) …… （４）
両インダクタンスの磁気結合率Ｋｍ＝Ｍc/Ｌcを用いて書き直すと次のようになる。

p(1−Ｋm2)Ｌc Ｉip＝Ｖcp−ＫmＶcn …… （５）
上式は等価インダクタンス(1−Ｋm2)Ｌcに電圧Ｖcp−ＫmＶcnが印加されたときに流れる電流Ｉipの式である。すなわち、正側電流Ｉipは正側リアクトル電圧Ｖcpだけでなく、負側リアクトル電圧Ｖcnの影響も受けることを示している。ＶcpとＶcnはほぼ同じ波形であるから、Ｋmが1に近づくほどＶcp−ＫmＶcnは小さくなり、電流平滑のためにインダクタンス値を小さくすることができる。

ただし、Ｋmが1に近くなると等価インダクタンス（１−Ｋm2）Ｌｃも０に近づいて平滑効果が小さくなる。適度の結合率Ｋmを選定することで、等価インダクタンス値の確保と電圧リプルの低減とを両立させることができる。

図２４（ｂ）の磁束減算形リアクトルの場合の電流は次のようになる。

Ｉip＝Ｖcp＋ＫmＶcn)／p（１−ｋm2）Ｌc …… （６）
磁束加算形にすると、負側電圧Ｖcnの極性が変化し、等価印加電圧はＶcp＋ＫmＶcnとなる。

したがって、ＶcpとＶcnが同じ波形の場合は振幅が増加するだけで電流リプルの低減効果は得られない。磁束加算形で電流リプルの低減効果を得るためには、正側と負側とでスイッチＳcpおよびＳcnのオン、オフタイミングをシフトする必要がある。たとえば、３角波キャリアと比較してオン、オフタイミングを決定する、周知のＰＭＷ方式を用いる場合には、正負のキャリアをキャリア周期の半周期分だけシフトすればよい。そのことで、等価キャリア周波数が２倍になり、電流リプルを低減することができる。

磁束加算形は磁束減算形よりもリプルの低減効果がいくらか小さい。しかし、正負電流で発生する磁束が打ち消しあうので、合成磁束が小さくなる。したがって、磁路の断面積も小さくでき、リアクトルを小形にできる利点がある。

以上、実施例１５の図２１における正負リアクトルＬcpおよびＬcnを磁気結合する場合について示したが、２つの昇圧回路を含む実施例１１から実施例１６の構成でも、リアクトルを磁気結合化することで同様の効果が得られることは明らかである。

（第１８の実施形態）
図２５は本発明による電力変換装置の第１８の実施形態を示す回路構成図であり、図２１および図２３と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１８の実施形態では、図２５に示すように第１７の実施形態で述べた図２３に示す昇圧回路７４に設けられたリアクトルＬccに更に正側、負側リアクトルＬcpおよびＬcnを直列接続した構成とするものである。

このような構成においては、磁気結合リアクトルのもれインダクタンスをＬcpおよびＬcnだけ増加した場合と等価であり、図２３と同じようにリプル低減効果が得られる。

また、第１７の実施形態の場合と同様に、第１１の実施形態から第１６の実施形態の構成でも同様の効果が得られることは明らかである。

（第１９の実施形態）
図２６は本発明による電力変換装置の第１９の実施形態を示す回路構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付して重複する部分の詳細説明を省略する。

第１９の実施形態では、図２６に示すように図１に示す中性点を直接あるいはインピーダンス要素を介して接地する接地回路３を設けた構成とするものである。

このように正負直流電源１Ｐおよび１Ｎの中性点を接地することで、正側、負側直流電源１Ｐおよび１Ｎの対地電位はそれぞれの電源電圧Ｖspおよび−Ｖsn以内に抑えることができる。逆流防止ダイオード２Ｐおよび２Ｎの電圧降下を無視すれば、インバータ直流電圧Ｖdは両電源電圧の和Ｖsp＋Ｖsnとなり、ＶspおよびＶsnを耐圧限度まで高くすれば、耐圧の２倍の直流電圧を得ることができる。

したがって、直流回路の高電圧化が可能となり、高効率の電力変換装置を実現することができる。

図２６は図１の構成で中性点接地する場合を示したが、前述した各実施形態でも同様に、中性点を接地することで直流回路電圧を電源耐圧の約２倍まで高電圧化できることは明らかである。

以上はＮＰＣインバータ５を適用した各実施形態の構成と動作について説明したが、最後にＮＰＣインバータ５の分担制御と正側、負側電源の独立制御により、正側直流電源１Ｐと負側直流電源１Ｎの発電能力をそれぞれ最大限に引き出すことができることについて説明する。

図２７は図２および図３に示したＮＰＣインバータ５の各レグにおいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン、オフと出力電位Ｅとの関係を示す図であり、Ｓ１〜Ｓ４のうちの２個が同時にオンする状態を示している。

図２７において、（ａ）はスイッチング素子Ｓ１とＳ２がオンする場合で、電流極性に関わらず出力Ｅは直流回路正側電位Ｅpとなる。（ｂ）はスイッチング素子Ｓ２とＳ３がオンの場合、（ｃ）はスイッチング素子Ｓ３とＳ４がオンの場合で、出力電位はそれぞれ中性点電位Ｅoおよび負側電位Ｅnとなる。

このようにスイッチング素子のオン、オフ状態により、３種類の電位を出力できるので３レベルインバータとも呼ばれる。中性点０を基準とした電圧ｖが正のときは図２７（ａ）と（ｂ）の通電状態を交互に繰り返し、ｖが負のときは（ｂ）と（ｃ）の通電状態を交互に繰り返して、出力電圧の平均値が指令値に追従するようにＰＷＭ制御する。

電圧ｖが正で図２７（ａ）と（ｂ）の通電状態を交互に繰り返しているときには直流回路負側母線には電流が流れないので、正側電源だけが電力授受を行い、負側電力Ｐnは０となる。逆にｖが負で図２７（ｂ）と（ｃ）の通電状態を交互に繰り返してときは、正側電力Ｐpが０で、負側だけが電力授受を行う。

このように出力電圧ｖが正のときには負側電力Ｐnが０で、ｖが負のときには正側電力Ｐpが０となることが、正側、負側電力の比率制御の基本である。

ここで、正側、負側電力比率を制御できることを図２８に示す波形図により詳しく説明する。

図２８はレグの（ａ）出力電圧ｖ、（ｂ）出力電流ｉおよび（ｃ）電力Ｐの瞬時波形であり、電圧ｖに一定のバイアスＶbを加算した場合の波形も示している。

バイアスＶbを加算しない場合は、電圧ｖ＝Ｖsinθが正の期間と負の期間とで、電力Ｐ＝ｖ・ｉの波形は等しくなる。ｖが正のときに正側母線、ｖが負のときに負側母線とそれぞれ授受が行われるので、１サイクル間の正側、負側電力分担は等しくなる。

これに対してバイアスＶbを加算した場合の電力Ｐは、Ｖbとｉの積である電力Ｖb・ｉ分が重畳され、図２８（ｃ）のように正側母線との電力授受量Ｐp（前半）と負側母線との電力授受量Ｐn（後半）に差を生じ、１サイクル間では正側電力Ｐpの方が大きくなる。バイアス電圧Ｖbを負にしたときは逆の関係になり、１サイクル間電力は負側Ｐnの方が大きくなる。単相インバータおよび3相インバータとも各レグの出力電圧を等しい量だけバイアスすれば、出力端子間の電圧はバイアスする前と変わらないので、バイアスしても問題なく運転ができる。

正側、負側電力ＰpおよびＰnとバイアス電圧Ｖbとの関係を次に示す。電圧ｖおよび電流ｉを（７）および（８）式で表せば、その積である電力Ｐは（９）式となる。φは力率角である。

ｖ＝Ｖsinθ＋Ｖb …… （７）
ｉ＝Ｉsin(θ-φ) …… （８）
Ｐ＝ｖ・ｉ＝ＶＩsinθsin（θ-φ）＋ＶbＩsin(θ-φ) …… （９）
バイアスＶbが正であれば、ｖが正期間の位相範囲は増加し、その増加位相角δは次式となる。

δ＝sin^-1（Ｖb／Ｖ） …… （１０）
したがって、１サイクル間のＰの正負平均値ＰpおよびＰnはそれぞれ次の式で求められる。

（９）式のＰを代入して、（１１）および（１２）式を解けばＰpおよびＰnは次のように求められる。ただし、Ｋbはバイアス係数Ｖb／Ｖである。

ＰpとＰnの和が出力電力平均値Ｐoであり、次式となる。

Ｐo＝Ｐp＋Ｐn＝ＶＩcosφ／２ …… （１５）
（１３）および（１４）は、Ｐoを用いて次のように表すことができる。

ｄPがバイアス電圧Ｖbによって制御できる正負電力差Ｐp−Ｐnの１／２であることは明白である。（１６）式をＰoで規格化すれば次式のようになり、Ｋbの小さな範囲では２Ｋb／πで近似できる。

図２９は上式をグラフにしたものであり、Ｋb＜０．５（δ＜３０o)であれば近似解の誤差は小さい。

ただし、（１６）式のｄPの極性はＰoの極性と等しいことを考慮する必要がある。cosφが負になると、バイアス電圧Ｖbを正側に増加させてもｄPは負になり、正側電力Ｐpは減少する。正側、負側の電力分担を制御するときに、バイアス電圧Ｖbの加算極性は電力Ｐoの極性に応じて変える必要があることを示している。

以上のようにＮＰＣインバータはバイアス電圧Ｖcで正側電力Ｐpと負側電力Ｐnの比率を制御することができる。このことを利用して、正負電源１Ｐおよび１Ｎ間に発電能力の差がある場合でも、それぞれの最大発電能力点で動作させることが可能である。

このことを直流電源１Ｐおよび１Ｎとして太陽光パネルを用いる場合を例として、より詳細に説明する。

図３０はＶ−Ｉ特性およびＶ−Ｐ特性と呼ばれる太陽電池の発電特性を示す曲線図である。図３０において、横軸が発電電圧Ｖ、縦軸は発電電流Ｉおよび発電電力Ｐ＝Ｖ・Ｉであり、照射量が異なる２種類の特性曲線を示している。

それぞれの電力Ｐ曲線には最大電力点Ｐm1およびＰm2が存在し、常に最大電力点で動作させることが高効率発電の条件である。特性1の最大電力点Pm1で動作させるためには、電圧をＶm1、電流をＩm1とする必要がある。また、特性２の最大電力点Ｐm2で動作させるためには、電圧をＶm2、電流をＩm2とする必要がある。

しかしながら、２つの直流電源１Ｐおよび１Ｎを単純に直列接続し、中性点電流の経路がない場合には、両電源には同じ電流しか流せない。

例えば、正側電源１Ｐの発電特性が図３０の特性１で、負側電源１Ｎが特性２であった場合に、負側電源１ＮがＩm1相等の電流を流せないので、正側電源１Ｐを特性１の最大電力点Ｐm1で動作させることはできない。正側電源１Ｐの電流を負側電源１Ｎが流せるレベルまで小さくする必要があり、結果として正側電源１Ｐの発電電力は発電可能最大電力Ｐm1よりも小さくせざるを得なくなる。

本発明では、正負電源１Ｐおよび１Ｎの発電能力に差がある場合でも、両電源をそれぞれ最大電力点で動作させることができる。前述のように正負電源１Ｐの発電能力が高い場合には、ＮＰＣインバータ５の正側電力Ｐpが負側電力Ｐnよりも大きくなるようにバイアス電圧Ｖbを調整すればよい。

その結果、正側電源１Ｐの電流が負側電源１Ｎよりも大きくなり、それぞれの最大電力点で動作させることが可能になる。このようにして太陽光パネルの最大発電能力を発揮させることができ、本発明によりシステム発電効率を向上させることができる。

正負電源１Ｐおよび１Ｎを、それぞれの最大電力点で動作させるためには、１Ｐおよび１Ｎの電圧もしくは電流を独立して制御できることが条件になる。

次に本発明の各実施形態の構成で、両電源それぞれの電流を独立制御可能であることを、図３１から図３４の等価モデルを用いて説明する。

図３１は昇圧回路のない等価モデルであるが、昇圧回路があっても昇圧動作を停止している場合もこの等価モデルに該当するので、本発明のすべての構成に適用される。等価モデルではダイオードなどは無視し、インバータは正負の直流電流源ＩpおよびＩnで表している。

系統連係をする場合に、インバータは出力交流電流をフィードバック制御する一般的である。交流電流の系統電圧と同相な有効電流成分と直流回路源流は比例するので、インバータを等価的に電流源とみなすことができる。更には前述したようにバイアス電圧Ｖbで正負電力分担を制御することができるので、図３１に示すように、正負独立した制御可能な電流源とみなすことができる。

図３１において、定常状態では平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎに電流が流れないので、４Ｐおよび４Ｎは無視することができる。このことは以降の図３２から図３４でも同様である。したがって、インバータ電流ＩpおよびＩnはそれぞれ電源１Ｐおよび１Ｎに流れ、インバータで両電源の電流を制御でき、各電源の最適動作点での動作が可能となる。

平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎの電圧は、電源１Ｐおよび１Ｎの電圧と等しくなり、制御することはできない。

図３２は正負電源の両端電圧を一括して昇圧する場合の等価モデルであり、図３２（ａ）は図５および図１１のように昇圧回路出力電流が正側母線に出力される場合、図３２（ｂ）は図６および図１２のように昇圧回路出力電流が負側母線に出力される場合のモデルである。

昇圧回路は図３２に示すように、等価的に２つの電流源Ｉc1およびＩc2で表すことができる。昇圧回路への入力電流Ｉcは、昇圧回路内のスイッチＳcのオン、オフ比によって制御することができ、またオン、オフ比に応じてＩc1とＩc2とに分流する。

図３２（ａ）では昇圧回路の入力電流Ｉcは電源１Ｐの電流であるから、電源１Ｐの電流は昇圧回路で制御することができる。電源１Ｎの電流はＩn＋Ｉc2であり、負側インバータ電流Ｉnで制御できることを示している。

平滑コンデンサ４Ｐの電流が０であるためには、２つの可制御電流Ｉc1とＩpとが等しくなるように制御しなければならないが、Ｉc1とＩpの差電流で平滑コンデンサ４Ｐの電圧を制御可能であることも示している。この場合、負側平滑コンデンサ４Ｎの電圧は電源１Ｎの電圧と等しくなり、制御することはできない。

図３２（ｂ）でも同様に、昇圧回路で電源１Ｎの電流を制御することができ、電源１Ｐの電流は正側インバータ電流Ｉpで制御することができる。この場合、負側平滑コンデンサ４Ｎの電圧は制御することができるが、正側平滑コンデンサ４Ｐの電圧は電源１Ｐの電圧と等しくなり、制御することができない。

図３３は正側、負側昇圧回路の出力を並列接続する構成、図３４は正側、負側昇圧回路の出力を直列接続する構成の等価モデルである。

正側、負側電源１Ｐおよび１Ｎの電流はそれぞれ正側、負側の昇圧回路で独立して制御できることは明らかである。

図３３では、平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎの両端電圧を昇圧回路で制御し、正側、負側の電圧分担比をインバータで制御することができる。

平滑コンデンサ４Ｐおよび４Ｎそれぞれの電圧を、昇圧回路とインバータで独立に制御することができる。

１Ｐ，１Ｐａ，１Ｐｂ，１Ｐｃ，１Ｐｄ … 正側直流電源
１Ｎ，１Ｎａ，１Ｎｂ，１Ｎｃ，１Ｎｄ … 負側直流電源
２，２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ … 逆流防止ダイオード
２Ｐ，２Ｐａ，２Ｐｂ，２Ｐｃ，２Ｐｄ … 正側逆流防止ダイオード
２Ｎ，２Ｎａ，２Ｎｂ，２Ｎｃ，２Ｎｄ … 負側逆流防止ダイオード
３ … 接地回路
４ … 平滑コンデンサ
５ … 単相あるいは多相のインバータ
６ … 負荷あるいは電力系統
７，７ａ，７ｂ，７１，７１ａ，７１ｂ，７２，７２ａ，７２ｂ，７３，７３ａ，７３ｂ，７４，７５ … 昇圧回路
８Ｐａ，８Ｐｂ，８Ｐｃ，８Ｐｄ … 昇圧回路用正側逆流防止ダイオード
８Ｎａ，８Ｎｂ，８Ｎｃ，８Ｎｄ … 昇圧回路用負側逆流防止ダイオード
９，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ … ダイオードバイパスダイオード
１０，１０ａ，１０ｂ … 昇圧回路バイパスダイオード

Claims

中性点を有する直流電源と、この直流電源より出力される直流電力を平滑する正側、負側平滑コンデンサと、この正側、負側平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流に変換して負荷あるいは電力系統に供給する中性点クランプ方式インバータとを備え、
前記直流電源の中性点と前記正側、負側平滑コンデンサの中性点及び前記中性点クランプ方式インバータの中性点とをそれぞれ接続して構成され、
前記中性点を有する直流電源は、
正側直流電源とその負電位側に直列接続された正側逆流防止ダイオードとからなる正側直流電源回路と、負側直流電源とその正電位側に直列接続した負側逆流防止ダイオードとからなる負側直流電源回路とを直列接続してなる直流電源モジュールと、
前記正側逆流防止ダイオードと前記負側逆流防止ダイオードとで形成される直列回路に対して並列に接続されたバイパスダイオードとを有する
ことを特徴とする電力変換装置。
中性点を有する直流電源と、この直流電源より出力される直流電力を平滑する正側、負側平滑コンデンサと、この正側、負側平滑コンデンサで平滑された直流電力を交流に変換して負荷あるいは電力系統に供給する中性点クランプ方式インバータとを備え、
前記直流電源の中性点と前記正側、負側平滑コンデンサの中性点及び前記中性点クランプ方式インバータの中性点とをそれぞれ接続して構成され、
前記中性点を有する直流電源は、
正側直流電源とその負電位側に直列接続された正側逆流防止ダイオードとからなる正側直流電源回路と、負側直流電源とその正電位側に直列接続した負側逆流防止ダイオードとからなる負側直流電源回路とを直列接続してなる複数の直流電源モジュールと、
前記各直流電源モジュールの正側逆流防止ダイオードと前記負側逆流防止ダイオードとで形成される直列回路に対してそれぞれ並列に接続されたバイパスダイオードとを有する
ことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電源の中性点を直接あるいはインピーダンス要素を介して接地することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。