JPH1141836A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH1141836A JPH1141836A JP9196094A JP19609497A JPH1141836A JP H1141836 A JPH1141836 A JP H1141836A JP 9196094 A JP9196094 A JP 9196094A JP 19609497 A JP19609497 A JP 19609497A JP H1141836 A JPH1141836 A JP H1141836A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ラジオノイズの発生を抑え、かつ充電時間も
従来と同じ電源回路を提供する。 【解決手段】 バッテリ電圧をスイッチを介して入力し
て昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータに並列接続されたダイオードと、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの出力及びダイオードの出力によって並列的に充電
されるバックアップコンデンサと、制御手段とを備え、
バックアップコンデンサに充電された電荷を負荷に供給
する電源回路において、制御手段は、スイッチのオン操
作から所定時間の間、ＤＣ／ＤＣコンバータの作動を停
止せしめ、ダイオードを介してバックアップコンデンサ
を充電する。
従来と同じ電源回路を提供する。 【解決手段】 バッテリ電圧をスイッチを介して入力し
て昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータに並列接続されたダイオードと、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの出力及びダイオードの出力によって並列的に充電
されるバックアップコンデンサと、制御手段とを備え、
バックアップコンデンサに充電された電荷を負荷に供給
する電源回路において、制御手段は、スイッチのオン操
作から所定時間の間、ＤＣ／ＤＣコンバータの作動を停
止せしめ、ダイオードを介してバックアップコンデンサ
を充電する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば車両の乗
員を衝突事故から保護するエアバッグ等の乗員保護装置
に用いられる電源回路に関するものである。
員を衝突事故から保護するエアバッグ等の乗員保護装置
に用いられる電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の電源回路を図３に示す乗員保護
装置を例にとって説明する。まず、図３の概略のみを説
明し、次に本件発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの詳細
を説明する。すなわち、１は車載バッテリ、２はイグニ
ッションスイッチ、３は第１逆流防止用ダイオード、４
はＤＣ／ＤＣコンバータ、５はスイッチングトランジス
タ、６は雷管、７は機械式加速度スイッチで、これらは
直列接続されている。また８は第２逆流防止用ダイオー
ドで、そのアノードが前記イグニッションスイッチ２と
前記第１逆流防止用ダイオード３のアノードとの接続点
に接続され、またカソードが前記ＤＣ／ＤＣコンバータ
４の出力端子に接続されている。９は前記第２逆流防止
用ダイオード８及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータ４の双方
の出力端子とグランドとの間に接続されたバックアップ
コンデンサ、１０は前記バックアップコンデンサ９の充
電電圧を分割するための第１電圧分割抵抗、１１は衝突
判断機能と診断機能とを有するマイクロコンピュータ
で、入力端子Ａに供給される加速度信号に基づいて衝突
の大きさを判断して重大衝突と判断したときには前記ス
イッチングトランジスタ５をオンせしめるための点火信
号を出力端子Ｐ２から出力すると共に、また例えば前記
雷管６、バックアップコンデンサ９等の端子電圧を入力
して、それらの短絡（断線等）を診断している。
装置を例にとって説明する。まず、図３の概略のみを説
明し、次に本件発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの詳細
を説明する。すなわち、１は車載バッテリ、２はイグニ
ッションスイッチ、３は第１逆流防止用ダイオード、４
はＤＣ／ＤＣコンバータ、５はスイッチングトランジス
タ、６は雷管、７は機械式加速度スイッチで、これらは
直列接続されている。また８は第２逆流防止用ダイオー
ドで、そのアノードが前記イグニッションスイッチ２と
前記第１逆流防止用ダイオード３のアノードとの接続点
に接続され、またカソードが前記ＤＣ／ＤＣコンバータ
４の出力端子に接続されている。９は前記第２逆流防止
用ダイオード８及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータ４の双方
の出力端子とグランドとの間に接続されたバックアップ
コンデンサ、１０は前記バックアップコンデンサ９の充
電電圧を分割するための第１電圧分割抵抗、１１は衝突
判断機能と診断機能とを有するマイクロコンピュータ
で、入力端子Ａに供給される加速度信号に基づいて衝突
の大きさを判断して重大衝突と判断したときには前記ス
イッチングトランジスタ５をオンせしめるための点火信
号を出力端子Ｐ２から出力すると共に、また例えば前記
雷管６、バックアップコンデンサ９等の端子電圧を入力
して、それらの短絡（断線等）を診断している。
【０００３】それによって、前記イグニッションスイッ
チ２がオン操作された後に、バックアップコンデンサ９
は前記ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力と第２逆流防止用
ダイオード８の出力によって充電され、その充電状態が
第１電圧分割抵抗１０を介してマイクロコンピュータ１
１の入力端子Ｐ１に供給され、前記バックアップコンデ
ンサの充電電圧が基準値まで充電されたか否かがマイク
ロコンピュータ１１によって診断される一方で、マイク
ロコンピュータ１１は、入力端子Ａに供給される加速度
信号に基づいて衝突の大きさを判断して重大衝突と判断
したときには前記スイッチングトランジスタ５に点火信
号を供給し、前記雷管６にバックアップコンデンサ９か
ら点火電流を供給する。
チ２がオン操作された後に、バックアップコンデンサ９
は前記ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力と第２逆流防止用
ダイオード８の出力によって充電され、その充電状態が
第１電圧分割抵抗１０を介してマイクロコンピュータ１
１の入力端子Ｐ１に供給され、前記バックアップコンデ
ンサの充電電圧が基準値まで充電されたか否かがマイク
ロコンピュータ１１によって診断される一方で、マイク
ロコンピュータ１１は、入力端子Ａに供給される加速度
信号に基づいて衝突の大きさを判断して重大衝突と判断
したときには前記スイッチングトランジスタ５に点火信
号を供給し、前記雷管６にバックアップコンデンサ９か
ら点火電流を供給する。
【０００４】次に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ４の詳細
構成を説明する。すなわち、このＤＣ／ＤＣコンバータ
４は、抵抗１２、コイル１３、第３及び第４逆流防止用
ダイオード１４、１５、平滑用コンデンサ１６、第２電
圧分割抵抗１７及び昇圧制御回路１８から構成されてお
り、抵抗１２、コイル１３、並びに第３及び第４逆流防
止用ダイオード１４、１５からなる直列回路の一端（入
力端）が第１逆流防止用ダイオード３のカソードに、ま
た他端（出力端）が第２逆流防止用ダイオード８とバッ
クアップコンデンサ９との接続点に接続されている。１
６は平滑用コンデンサ、１７は第２電圧分割用抵抗、１
８は昇圧制御回路で、電流検出回路１９、タイミングキ
ャパシタ２０ａを有する発振回路２０、ナンドゲート２
１、コンパレータ２２、Ｄ型フリップフロップ２３及び
駆動用トランジスタ２４等から構成され、前記電流検出
回路１９によって抵抗１２に流れる電流の大きさを検出
し、また前記コンパレータ２２で前記平滑用コンデンサ
１６の充電電圧を検出し、その電圧値が所定値以上の場
合にはナンドゲート２１にハイレベル信号を供給する。
構成を説明する。すなわち、このＤＣ／ＤＣコンバータ
４は、抵抗１２、コイル１３、第３及び第４逆流防止用
ダイオード１４、１５、平滑用コンデンサ１６、第２電
圧分割抵抗１７及び昇圧制御回路１８から構成されてお
り、抵抗１２、コイル１３、並びに第３及び第４逆流防
止用ダイオード１４、１５からなる直列回路の一端（入
力端）が第１逆流防止用ダイオード３のカソードに、ま
た他端（出力端）が第２逆流防止用ダイオード８とバッ
クアップコンデンサ９との接続点に接続されている。１
６は平滑用コンデンサ、１７は第２電圧分割用抵抗、１
８は昇圧制御回路で、電流検出回路１９、タイミングキ
ャパシタ２０ａを有する発振回路２０、ナンドゲート２
１、コンパレータ２２、Ｄ型フリップフロップ２３及び
駆動用トランジスタ２４等から構成され、前記電流検出
回路１９によって抵抗１２に流れる電流の大きさを検出
し、また前記コンパレータ２２で前記平滑用コンデンサ
１６の充電電圧を検出し、その電圧値が所定値以上の場
合にはナンドゲート２１にハイレベル信号を供給する。
【０００５】また前記ナンドゲート２１からＤ型フリッ
プフロップ２３のＤ端子にハイレベル信号が供給される
と、Ｄ型フリップフロップ２３は発振回路２０から供給
されるクロックパルスに同期して出力Ｑの論理を、ロー
レベル、ハイレベルに交互に切り換えて駆動用トランジ
スタ２４をオン、オフせしめる。一方、前記電流検出回
路１９またはコンパレータ２２からナンドゲート２１に
ハイレベル信号が供給されると、出力端子Ｑをローレベ
ルに切り換え、昇圧動作を停止する。
プフロップ２３のＤ端子にハイレベル信号が供給される
と、Ｄ型フリップフロップ２３は発振回路２０から供給
されるクロックパルスに同期して出力Ｑの論理を、ロー
レベル、ハイレベルに交互に切り換えて駆動用トランジ
スタ２４をオン、オフせしめる。一方、前記電流検出回
路１９またはコンパレータ２２からナンドゲート２１に
ハイレベル信号が供給されると、出力端子Ｑをローレベ
ルに切り換え、昇圧動作を停止する。
【０００６】ここで、例えばイグニッションスイッチ２
が時刻ｔ１にオン状態に切り換えられると（図４Ａ参
照）、バックアップコンデンサ９は、この時刻ｔ１で
は、図４Ｅに区間Ｔ１で示されているように充電されて
いないために、コンパレータ２２からナンドゲート２１
にローレベル信号が供給される。その結果、Ｄ型フリッ
プフロップ２３の出力端子Ｑが発振回路２０からのクロ
ックパルス（図４Ｂ参照）に同期してオン、オフを繰り
返す。その結果、駆動用トランジスタ２４がオン、オフ
を交互に繰り返し（図４Ｃ参照）、コイル１３に高電圧
が発生して、その高電圧がダイオード１４を介して平滑
用コンデンサ１６に供給され、この平滑用コンデンサ１
６によって平滑された電圧（図４Ｄの実線参照）によっ
て区間Ｔ２の如き過渡状態を経てバックアップコンデン
サ９が充電される（図４Ｅ参照）。
が時刻ｔ１にオン状態に切り換えられると（図４Ａ参
照）、バックアップコンデンサ９は、この時刻ｔ１で
は、図４Ｅに区間Ｔ１で示されているように充電されて
いないために、コンパレータ２２からナンドゲート２１
にローレベル信号が供給される。その結果、Ｄ型フリッ
プフロップ２３の出力端子Ｑが発振回路２０からのクロ
ックパルス（図４Ｂ参照）に同期してオン、オフを繰り
返す。その結果、駆動用トランジスタ２４がオン、オフ
を交互に繰り返し（図４Ｃ参照）、コイル１３に高電圧
が発生して、その高電圧がダイオード１４を介して平滑
用コンデンサ１６に供給され、この平滑用コンデンサ１
６によって平滑された電圧（図４Ｄの実線参照）によっ
て区間Ｔ２の如き過渡状態を経てバックアップコンデン
サ９が充電される（図４Ｅ参照）。
【０００７】平滑用コンデンサ１６の端子電圧が、所定
電圧Ｖ０まで上昇すると、コンパレータ２２の出力がハ
イレベルになり、かつこれに連動して抵抗１２に流れる
電流量も小さくなるので、電流検出回路１９の出力がハ
イレベルに反転する。これにより、ナンドゲート２１の
出力がハイレベルに反転し、出力Ｑはローレベルにラッ
チし（図４Ｃの区間Ｔ３参照）、前記コイル１３には電
流が供給されないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、バ
ックアップコンデンサ９から放電され、再度コンパレー
タ２２の出力が反転すると、再度昇圧機能を回復する
（図４Ｃの区間Ｔ４）。
電圧Ｖ０まで上昇すると、コンパレータ２２の出力がハ
イレベルになり、かつこれに連動して抵抗１２に流れる
電流量も小さくなるので、電流検出回路１９の出力がハ
イレベルに反転する。これにより、ナンドゲート２１の
出力がハイレベルに反転し、出力Ｑはローレベルにラッ
チし（図４Ｃの区間Ｔ３参照）、前記コイル１３には電
流が供給されないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、バ
ックアップコンデンサ９から放電され、再度コンパレー
タ２２の出力が反転すると、再度昇圧機能を回復する
（図４Ｃの区間Ｔ４）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな電源回路にあっては、イグニッションスイッチ等の
スイッチをオン操作した直後に、充電されていない状態
のバックアップコンデンサを充電するために前記過渡状
態の時にはＤＣ／ＤＣコンバータの抵抗、コイル等に大
きな電流が間欠的に、すなわち発振回路のクロックパル
スに同期して流れるために、図４Ｄの区間Ｔ２に斜線で
示した範囲内において低周波帯のラジオノイズが発生す
るという問題点があつた。
うな電源回路にあっては、イグニッションスイッチ等の
スイッチをオン操作した直後に、充電されていない状態
のバックアップコンデンサを充電するために前記過渡状
態の時にはＤＣ／ＤＣコンバータの抵抗、コイル等に大
きな電流が間欠的に、すなわち発振回路のクロックパル
スに同期して流れるために、図４Ｄの区間Ｔ２に斜線で
示した範囲内において低周波帯のラジオノイズが発生す
るという問題点があつた。
【０００９】この初期に大きな電流が間欠的に流れると
いう問題点を解決するために一般的には、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの入力段に符号１２で示すような電流制限抵抗
を介挿するが、この手法を実施し、効果を上げるために
抵抗値を大きくすると、電流制限抵抗での電圧降下量が
多くなると共に、昇圧時間が長くなるという問題点があ
った。
いう問題点を解決するために一般的には、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの入力段に符号１２で示すような電流制限抵抗
を介挿するが、この手法を実施し、効果を上げるために
抵抗値を大きくすると、電流制限抵抗での電圧降下量が
多くなると共に、昇圧時間が長くなるという問題点があ
った。
【００１０】この発明は、このような問題点に着目して
なされたもので、ラジオノイズの発生を抑え、かつ充電
時間も従来と同じ電源回路を提供することを目的とす
る。
なされたもので、ラジオノイズの発生を抑え、かつ充電
時間も従来と同じ電源回路を提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この電源回路に係る第１
の発明は、バッテリ電圧をスイッチを介して入力して昇
圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバー
タに並列接続されたダイオードと、前記ＤＣ／ＤＣコン
バータの出力及び前記ダイオードの出力によって並列的
に充電されるバックアップコンデンサと、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの作動を制御する制御手段とを備え、前記
バックアップコンデンサに充電された電荷を負荷に供給
する電源回路において、前記制御手段は、前記スイッチ
のオン操作から所定時間の間、前記ＤＣ／ＤＣコンバー
タの作動を停止せしめ、前記ダイオードを介して前記バ
ックアップコンデンサを充電したものである。
の発明は、バッテリ電圧をスイッチを介して入力して昇
圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバー
タに並列接続されたダイオードと、前記ＤＣ／ＤＣコン
バータの出力及び前記ダイオードの出力によって並列的
に充電されるバックアップコンデンサと、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの作動を制御する制御手段とを備え、前記
バックアップコンデンサに充電された電荷を負荷に供給
する電源回路において、前記制御手段は、前記スイッチ
のオン操作から所定時間の間、前記ＤＣ／ＤＣコンバー
タの作動を停止せしめ、前記ダイオードを介して前記バ
ックアップコンデンサを充電したものである。
【００１２】第２の発明は、第１の発明におけるＤＣ／
ＤＣコンバータの作動を停止せしめる所定時間は、前記
ダイオードを介したバックアップコンデンサの充電電圧
が前記バッテリ電圧に相当する電圧に達するのに必要と
される時間であることを特徴とするものである。
ＤＣコンバータの作動を停止せしめる所定時間は、前記
ダイオードを介したバックアップコンデンサの充電電圧
が前記バッテリ電圧に相当する電圧に達するのに必要と
される時間であることを特徴とするものである。
【００１３】第３の発明は、第１の発明における負荷
は、スイッチを介して前記バックアップコンデンサに接
続された雷管であることを特徴とするものである。
は、スイッチを介して前記バックアップコンデンサに接
続された雷管であることを特徴とするものである。
【００１４】第４の発明は、第１の発明におけるＤＣ／
ＤＣコンバータは、前記バックアップコンデンサの充電
状況を判断するコンパレータと、該コンパレータの出力
に基づいて昇圧コイルに流れる電流を制御するトランジ
スタと、該トランジスタをオン、オフ制御する発振回路
とを備えてなることを特徴とするものである。
ＤＣコンバータは、前記バックアップコンデンサの充電
状況を判断するコンパレータと、該コンパレータの出力
に基づいて昇圧コイルに流れる電流を制御するトランジ
スタと、該トランジスタをオン、オフ制御する発振回路
とを備えてなることを特徴とするものである。
【００１５】第５の発明は、第１の発明におけるバック
アップコンデンサの充電をダイオードからＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力に切り換えるタイミングは、前記制御回
路が、バックアップコンデンサの充電電圧が、前記コン
パレータの基準値に達したと判断したときであることを
特徴とするものである。
アップコンデンサの充電をダイオードからＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力に切り換えるタイミングは、前記制御回
路が、バックアップコンデンサの充電電圧が、前記コン
パレータの基準値に達したと判断したときであることを
特徴とするものである。
【００１６】
実施の形態１．この発明による実施の形態を図１に基づ
いて説明する。なお、図１において、図３で説明したも
のと同一構成のもの、または均等なものには同一符号を
付してその詳細説明は省略し、異なる部分についてのみ
以下に説明する。すなわち、異なる点は、図１における
第２電圧分割抵抗１７とコンパレータ２２の非反転入力
端子との間の信号線と、マイクロコンピュータ１１の出
力端子Ｐ３との間にダイオード２５が介挿されて、マイ
クロコンピュータ１１が電源が投入されてから所定時間
Ｔ１が経過するまでの時間の間、ダイオード２５を介し
てコンパレータ２２の非反転入力端子に対してハイレベ
ル信号（第２電圧分割抵抗１７から出力される電圧より
も高い電圧を有する）を供給して、強制的にコンパレー
タ２２からハイレベル信号を出力させ、Ｄ型フリップフ
ロップ２３の出力Ｑをローレベルにラッチさせてしま
う。
いて説明する。なお、図１において、図３で説明したも
のと同一構成のもの、または均等なものには同一符号を
付してその詳細説明は省略し、異なる部分についてのみ
以下に説明する。すなわち、異なる点は、図１における
第２電圧分割抵抗１７とコンパレータ２２の非反転入力
端子との間の信号線と、マイクロコンピュータ１１の出
力端子Ｐ３との間にダイオード２５が介挿されて、マイ
クロコンピュータ１１が電源が投入されてから所定時間
Ｔ１が経過するまでの時間の間、ダイオード２５を介し
てコンパレータ２２の非反転入力端子に対してハイレベ
ル信号（第２電圧分割抵抗１７から出力される電圧より
も高い電圧を有する）を供給して、強制的にコンパレー
タ２２からハイレベル信号を出力させ、Ｄ型フリップフ
ロップ２３の出力Ｑをローレベルにラッチさせてしま
う。
【００１７】これによって、イグニッションスイッチ２
をオン操作してから一定時間Ｔ１の間のみ、バックアッ
プコンデンサ９の充電は、第２逆流防止用ダイオード８
を介して行われ、その一定時間Ｔ１が経過した後、ＤＣ
／ＤＣコンバータ４によって充電される。
をオン操作してから一定時間Ｔ１の間のみ、バックアッ
プコンデンサ９の充電は、第２逆流防止用ダイオード８
を介して行われ、その一定時間Ｔ１が経過した後、ＤＣ
／ＤＣコンバータ４によって充電される。
【００１８】次に、図２を参照してこれを説明する。こ
こで、例えばイグニッションスイッチ２がオン状態に切
り換えられると（図２Ａ参照）、発振回路２０が発振を
開始し（図２Ｂに示される一定周期のタイミングキャパ
シタ２０ａの波形と均等波形）、かつマイクロコンピュ
ータ１１の出力端子Ｐ３から一定時間Ｔ１の間ダイオー
ド２５を介してコンパレータ２２に対して、コンパレー
タ２２の基準電圧よりも高いハイレベル信号が供給さ
れ、ナンドゲート２１からＤ型フロップフロップ２３に
対してローレベル信号が供給されるので、駆動用トラン
ジスタ２４はオフされる（図２Ｄ区間Ｔ１）。その結
果、その一定時間Ｔ１の間のみバックアップコンデンサ
９に対してダイオード８を介して車載バッテリ１からバ
ッテリ電圧Ｖ２まで充電される（図２Ｆ区間Ｔ１）。
こで、例えばイグニッションスイッチ２がオン状態に切
り換えられると（図２Ａ参照）、発振回路２０が発振を
開始し（図２Ｂに示される一定周期のタイミングキャパ
シタ２０ａの波形と均等波形）、かつマイクロコンピュ
ータ１１の出力端子Ｐ３から一定時間Ｔ１の間ダイオー
ド２５を介してコンパレータ２２に対して、コンパレー
タ２２の基準電圧よりも高いハイレベル信号が供給さ
れ、ナンドゲート２１からＤ型フロップフロップ２３に
対してローレベル信号が供給されるので、駆動用トラン
ジスタ２４はオフされる（図２Ｄ区間Ｔ１）。その結
果、その一定時間Ｔ１の間のみバックアップコンデンサ
９に対してダイオード８を介して車載バッテリ１からバ
ッテリ電圧Ｖ２まで充電される（図２Ｆ区間Ｔ１）。
【００１９】その後、時間Ｔ１が経過すると、マイクロ
コンピュータ１１の出力Ｐ３からハイレベル信号が供給
されなくなり、かつその時間Ｔ４時点で抵抗１２に電流
が流れ続け、かつ第２電圧分割抵抗１７からの出力電圧
がコンパレータ２２の基準値Ｖ０を越えていないので、
ナンドゲート２１の出力がハイレベル状態に切り替わ
り、駆動用トランジスタ２４がオン、オフ駆動される。
コンピュータ１１の出力Ｐ３からハイレベル信号が供給
されなくなり、かつその時間Ｔ４時点で抵抗１２に電流
が流れ続け、かつ第２電圧分割抵抗１７からの出力電圧
がコンパレータ２２の基準値Ｖ０を越えていないので、
ナンドゲート２１の出力がハイレベル状態に切り替わ
り、駆動用トランジスタ２４がオン、オフ駆動される。
【００２０】その結果、バックアップコンデンサ９は従
来のようにＤＣ／ＤＣコンバータ４によって前記バック
アップコンデンサ９の充電電圧がＶ１（平滑用コンデン
サ１６の充電電圧Ｖ０に相当する）になるまで充電され
るが（図２Ｆ参照）、このとき、バックアップコンデン
サ９は既に電圧Ｖｙまで充電されているので、従来のよ
うにバックアップコンデンサ９の初期充電電圧が０ボル
トではなくなり、駆動用トランジスタ２４のオフ時間が
短く、区間Ｔ４に対する電流変化分（駆動用トランジス
タ２４のオン・オフ時間）が図４より短時間となるため
相対的に電流ノイズ発生が低減され、ラジオノイズの発
生は防止される。
来のようにＤＣ／ＤＣコンバータ４によって前記バック
アップコンデンサ９の充電電圧がＶ１（平滑用コンデン
サ１６の充電電圧Ｖ０に相当する）になるまで充電され
るが（図２Ｆ参照）、このとき、バックアップコンデン
サ９は既に電圧Ｖｙまで充電されているので、従来のよ
うにバックアップコンデンサ９の初期充電電圧が０ボル
トではなくなり、駆動用トランジスタ２４のオフ時間が
短く、区間Ｔ４に対する電流変化分（駆動用トランジス
タ２４のオン・オフ時間）が図４より短時間となるため
相対的に電流ノイズ発生が低減され、ラジオノイズの発
生は防止される。
【００２１】なお、バックアップコンデンサ９にフル充
電されると（図２の区間Ｔ２）、そのフル充電の間、Ｄ
型フリップフロップ２３の出力Ｑはローレベルにラッチ
されるか、それが幾分低下すると再度Ｄ型フリップフロ
ップ２３の出力Ｑからパルスが出力される（図２Ｃの区
間Ｔ３）。
電されると（図２の区間Ｔ２）、そのフル充電の間、Ｄ
型フリップフロップ２３の出力Ｑはローレベルにラッチ
されるか、それが幾分低下すると再度Ｄ型フリップフロ
ップ２３の出力Ｑからパルスが出力される（図２Ｃの区
間Ｔ３）。
【００２２】
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
れば、バックアップコンデンサの充電電圧の初期値が０
ボルトではなくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータのＴ１時間
内に流れる電流変化分が低減されることにより、ラジオ
ノイズの発生を防止できるという効果が発揮される。
れば、バックアップコンデンサの充電電圧の初期値が０
ボルトではなくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータのＴ１時間
内に流れる電流変化分が低減されることにより、ラジオ
ノイズの発生を防止できるという効果が発揮される。
【図１】この発明による電源回路を乗員保護装置に適応
した回路説明図である。
した回路説明図である。
【図２】図１の波形説明図である。
【図３】従来の電源回路を用いた乗員保護装置の回路説
明図である。
明図である。
【図４】図３の波形説明図である。
１ 車載バッテリ ２ イグニッションスイッチ ３，８，１４，１５ 逆流防止用ダイオード ４ ＤＣ／ＤＣコンバータ ５ スイッチングトランジスタ ６ 雷管 ７ 機械式加速度スイッチ ９ バックアップコンデンサ １０，１７ 電圧分割抵抗 １１ マイクロコンピュータ １２ 抵抗 １３ コイル １６ 平滑用コンデンサ １８ 昇圧制御回路 １９ 電流検出回路 ２０ 発振回路 ２１ ナンドゲート ２２ コンパレータ ２３ Ｄ型フリップフロップ ２４ トランジスタ ２５ ダイオード
Claims (5)
- 【請求項１】 バッテリ電圧をスイッチを介して入力し
て昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコン
バータに並列接続されたダイオードと、 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力及び前記ダイオードの
出力によって並列的に充電されるバックアップコンデン
サと、 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの作動を制御する制御手段と
を備え、 前記バックアップコンデンサに充電された電荷を負荷に
供給する電源回路において、 前記制御手段は、前記スイッチのオン操作から所定時間
の間、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの作動を停止せしめ、
前記ダイオードを介して前記バックアップコンデンサを
充電したことを特徴とする電源回路。 - 【請求項２】 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの作動を停止
せしめる所定時間は、前記ダイオードを介したバックア
ップコンデンサの充電電圧が前記バッテリ電圧に相当す
る電圧に達するのに必要とされる時間であることを特徴
とする請求項１記載の電源回路。 - 【請求項３】 前記負荷は、スイッチを介して前記バッ
クアップコンデンサに接続された雷管であることを特徴
とする請求項１記載の電源回路。 - 【請求項４】 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記バッ
クアップコンデンサの充電状況を判断するコンパレータ
と、該コンパレータの出力に基づいて昇圧コイルに流れ
る電流を制御するトランジスタと、該トランジスタをオ
ン、オフ制御する発振回路とを備えてなることを特徴と
する請求項１記載の電源回路。 - 【請求項５】 前記バックアップコンデンサの充電をダ
イオードからＤＣ／ＤＣコンバータの出力に切り換える
タイミングは、前記制御回路が、バックアップコンデン
サの充電電圧が、前記コンパレータの基準値に達したと
判断したときであることを特徴とする請求項１記載の電
源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9196094A JPH1141836A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9196094A JPH1141836A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141836A true JPH1141836A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16352123
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9196094A Pending JPH1141836A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141836A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010007091A1 (en) * | 2008-07-16 | 2010-01-21 | International Business Machines Corporation | Intrinsically balanced direct current uninterruptible power supply |
| JP2011004464A (ja) * | 2009-06-16 | 2011-01-06 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| CN108454544A (zh) * | 2017-01-31 | 2018-08-28 | 丰田自动车株式会社 | 电源系统 |
-
1997
- 1997-07-22 JP JP9196094A patent/JPH1141836A/ja active Pending
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