CN112737391A - 一种单相单级式升压逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相单级式升压逆变器及控制方法，该逆变器包括开关管S₁～S₆、直流母线电容C_dc、输入电源U_in、第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、滤波电容C_f、滤波电感L_f。本发明相比于传统交错并联Boost+VSI两级式方案，不但同样实现了系统等效开关频率的一倍提升，减小了输入电流脉动率，从而减小了所需滤波器件的尺寸，而且减少了两个功率二极管的使用，仅通过一级功率变换便同时实现了升压和逆变控制，使系统具有更高的集成度和系统效率，此外具有输入电流连续、结构简单、成本低等优点，并兼具对共模电流的抑制能力。因此，本发明特别适用于大功率分布式并网发电系统。

Description

一种单相单级式升压逆变器及控制方法

技术领域

本申请涉及一种逆变器及其控制方法，具体涉及一种单相单级式升压逆变器及控制方法。

背景技术

近年来，可再生能源分布式发电系统得到了快速发展。在这些电源系统中，输入侧通常为光伏电池、燃料电池或蓄电池，其输出电压较低，且波动范围较大。因此，为了满足电网或交流负载设备的电压要求，分布式发电系统普遍采用Boost变换器级联电压源型全桥逆变器(Voltage Source Inverter,VSI)的两级式结构。在大功率场合，前级Boost变换器的开关频率往往较低，以减小开关损耗，提高变换效率。然而，为了对输入电流纹波进行抑制，需要将滤波器件尺寸设计的相当大，因此系统的成本与体积相对较高。为了解决该问题，工业上普遍采用了图1所示的交错并联Boost+VSI的两级式方案。该方案通过Boost变换器的交错并联，将等效开关频率提高一倍，减小了输入电流脉动率，从而降低了滤波器件的尺寸。然而，这种架构所需的器件数量多，整体成本和体积依旧较大，且变换效率难以进一步提升。

因此，需要一种同样能够提高系统等效开关频率，并具有更少的器件数目，更高集成度，更低成本，并能够更高效地进行升压与逆变的实现方法。

发明内容

本发明提出一种单相单级式升压逆变器及控制方法，相比于交错并联Boost+VSI两级式方案，系统等效开关频率同样能够提高一倍；但是减少了两个二极管，结构简单、成本低；仅通过一级功率变换便可同时实现升压和逆变控制，使系统具有更高的集成度和变换效率；此外，其还具有对共模电流的抑制能力。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

第一方面，本发明提供了一种单相单级式升压逆变器，包括第一桥臂、第二桥臂，所述第一桥臂包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃；所述第二桥臂包括第四开关管S₄、第五开关管S₅、第六开关管S₆；所述单相单级式升压逆变器还包括直流母线电容C_dc、输入电源U_in、第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、滤波电容C_f、滤波电感L_f；

所述直流母线电容C_dc的正极与所述第一开关管S₁的漏极、所述第四开关管S₄的漏极相连；

所述直流母线电容C_dc的负极与所述第三开关管S₃的源极、所述第六开关管S₆的源极共同接入输入电源U_in的负极；

所述第一开关管S₁的源极与所述第二开关管S₂的漏极、所述滤波电感L_f的第一端相连；

所述第二开关管S₂的源极与所述第三开关管S₃的漏极、所述第一升压电感L₁的第一端相连；

所述第一升压电感L₁的第二端与所述第二升压电感L₂的第一端一起接入输入电源U_in的正极；

所述第二升压电感L₂的第二端与所述第五开关管S₅的源极、所述第六开关管S₆的漏极相连；

所述第四开关管S₄的源极与所述第五开关管S₅的漏极、所述第一滤波电容C_f的第一端、交流负载的第一端相连；

所述滤波电感L_f的第二端与所述滤波电容C_f的第二端、交流负载的第二端连接；所述滤波电感L_f与所述滤波电容C_f串联构成滤波电路。

本发明还公开了上述单相单级式升压逆变器的控制方法，所述控制方法包括：

将正弦交流调制信号u_rac与双极性对称三角载波u_c交截，同时产生第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号；

将所述第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号取反，得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的SPWM驱动信号；

将所述直流调制信号u_rdc1与双极性对称三角载波u_c交截，产生第六开关管S₆的PWM驱动信号；

将所述直流调制信号u_rdc1反向，得到直流调制信号u_rdc2，将所述直流调制信号u_rdc2与双极性对称三角载波u_c交截，产生第三开关管S₃的PWM驱动信号；

其中，调节直流调制信号u_rdc1、u_rdc2的幅值U_rdc，可同时改变第三开关管S₃和第六开关管S₆占空比，实现所述单相单级式升压逆变器的升压控制；调节正弦交流调制信号u_rac的幅值U_rm，可以改变调制比M，以实现所述单相单级式升压逆变器的交流输出调节和波形控制，同时可实现对共模电流的抑制。

进一步的，所述单相单级式升压逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下6个模态：

(1)模态1，t₀-t₁：t₀时刻，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃、第五开关管S₅、第六开关管S₆。直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电。此时第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升。到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻，关断第一开关管S₁、第五开关管S₅，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升。到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻，关断第六开关管S₆。第二升压电感L₂承受反向压降U_dc-U_in，经第五开关管S₅的反并二极管和第四开关管S₄，和交流负载侧同时向直流母线电容C_dc充电，电流i_L2线性下降。第一升压电感L₁承受正向压降U_in，电流i_L1线性上升；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻，开通第六开关管S₆，与模态2类似，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升；

(5)模态5，t₄-t₅：t₄时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第五开关管S₅。与模态1类似，直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电。此时电感L₁、L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升。到t₅时刻，模态5结束；

(6)模态6，t₅-t₆：t₅时刻，关断第三开关管S₃。第一升压电感L₁承受反向压降U_dc-U_in，经第二开关管S₂的反并二极管，和直流母线电容C_dc同时向交流负载侧供电，电流i_L1线性下降。第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L2线性上升。到t₆时刻，模态6结束。

进一步的，所述单相单级式升压逆变器的电压增益

式中D为第三开关管S₃和第六开关管S₆的PWM驱动信号占空比，M＝U_rm/U_cm为调制比，U_cm为双极性对称三角载波u_c的幅值，

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

本发明提出的单相单级式升压逆变器及控制方法，相比于传统交错并联Boost+VSI两级式方案，不但同样实现了系统等效开关频率的一倍提升，减小了输入电流脉动率，从而减小了所需滤波器件的尺寸，而且减少了两个功率二极管的使用，仅通过一级功率变换便同时实现了升压和逆变控制，使系统具有更高的集成度和系统效率，此外具有输入电流连续、结构简单、成本低等优点，并兼具对共模电流的抑制能力。

附图说明

图1为传统交错并联Boost+VSI的两级式升压逆变器的电路结构示意图；

图2为本申请实施例提供的单相单级式升压逆变器的电路结构示意图；

图3为本申请实施例提供的控制方法下调制策略示意图；

图4(a)到(f)为图2所示单相单级式升压逆变器在一个开关周期内的6种工作模态等效图；

图5为图2所示单相单级式升压逆变器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图6(a)到(b)为图2所示单相单级式升压逆变器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2示出本申请实施例单相单级式升压逆变器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该逆变器包括直流母线电容C_dc、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、第五开关管S₅、第六开关管S₆、输入电源U_in、第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、滤波电容C_f、滤波电感L_f。该单相单级式升压逆变器的输入端与直流电源U_in连接，输出端与交流负载连接。

第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃构成第一桥臂，第四开关管S₄、第五开关管₅和第六开关管S₆构成第二桥臂；第一桥臂和第二桥臂并联形成全桥电路；

直流母线电容C_dc的正极与第一开关管S₁的漏极、第四开关管S₄的漏极相连；直流母线电容C_dc的负极与第三开关管S₃的源极、第六开关管S₆的源极共同接入输入电源U_in负极；第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极、滤波电感L_f的第一端相连，连接点记为a；第二开关管S₂的源极与第三开关管S₃的漏极、第一升压电感L₁的第一端相连；第一升压电感L₁的第二端与第二升压电感L₂的第一端一起接入输入电源的正极；第二升压电感L₂的第二端与第五开关管S₅的源极、第六开关管S₆的漏极相连；第四开关管S₄的源极与第五开关管S₅的漏极、第一滤波电容C_f的第一端、交流负载的第一端相连，连接点记为b；

滤波电感L_f的第二端与滤波电容C_f的第二端、交流负载的第二端连接；滤波电感L_f与滤波电容C_f串联构成滤波电路。

下面对图2所示的单相单级式升压逆变器的控制方法进行说明。图3为本申请实施例提供的控制方法下调制策略示意图。图中：

将正弦交流调制信号u_rac与双极性对称三角载波u_c交截，同时产生第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号；

将第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号取反，得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的SPWM驱动信号；

将直流调制信号u_rdc1与双极性对称三角载波u_c交截，产生第六开关管S₆的PWM驱动信号；

将直流调制信号u_rdc1反向得到直流调制信号u_rdc2，将所述直流调制信号u_rdc2与双极性对称三角载波u_c交截，产生第三开关管S₃的PWM驱动信号；

为了保证直流调制信号u_rdc1、u_rdc2与三角载波u_c的有效交截，需满足直流调制信号u_rdc1、u_rdc2的幅值U_rdc小于双极性对称三角载波u_c的幅值U_cm，即第三开关管S₃和第六开关管S₆的驱动信号占空比D<1；为避免系统过调制，需保证正弦交流调制信号u_rac的幅值U_rm小于直流调制信号的幅值U_rdc，即有M+1<2D，M＝U_rm/U_cm为调制比。

调节直流调制信号u_rdc1、u_rdc2的幅值U_rdc，可同时改变第三开关管S₃和第六开关管S₆占空比，实现单相单级式升压逆变器的升压控制；调节正弦交流调制信号u_rac的幅值U_rm，可以改变调制比M，以实现单相单级式升压逆变器的交流输出调节和波形控制，同时可实现对共模电流的抑制。

下面结合图2、图3对本发明的逆变器的工作过程进行说明。

一个开关周期内，本发明的逆变器的工作过程可分为6种模态，所有元件均为理想器件，直流母线电容C_dc足够大，可忽略其电压纹波，系统工作在升压电感电流连续模式(CCM,Continuous Conduction Mode)下，且交流负载为纯阻性，各模态的等效电路分别如图4(a)～图4(f)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图5所示。

分述如下：

模态1：等效电路如图4(a)所示，[t₀-t₁]阶段。

在t₀时刻，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃、第五开关管S₅、第六开关管S₆。直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电。此时第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝U_dc。

到t₁时刻，模态1结束。

模态2：等效电路如图4(b)所示，[t₁-t₂]阶段。

t₁时刻，关断第一开关管S₁、第五开关管S₅，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝-U_dc。

到t₂时刻，模态2结束。

模态3：等效电路如图4(c)所示，[t₂-t₃]阶段。

t₂时刻，关断第六开关管S₆。第二升压电感L₂承受反向压降U_dc-U_in，经第五开关管S₅的反并二极管和第四开关管S₄，和交流负载侧同时向直流母线电容C_dc充电，电流i_L2线性下降。第一升压电感L₁承受正向压降U_in，电流i_L1线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝-U_dc。

到t₃时刻，模态3结束。

模态4：等效电路如图4(d)所示，[t₃-t₄]阶段。

t₃时刻，开通第六开关管S₆，与模态2类似，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电。第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝-U_dc。

到t₄时刻，模态4结束。

模态5：等效电路如图4(e)所示，[t₄-t₅]阶段。

t₄时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第五开关管S₅。与模态1类似，直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电。此时电感L₁、L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝U_dc。

到t₅时刻，模态5结束。模态1到模态5持续时间：

Δt₁＝DT_s (3)

模态6：等效电路如图4(f)所示，[t₅-t₆]阶段。

t₅时刻，关断第三开关管S₃。第一升压电感L₁承受反向压降U_dc-U_in，经第二开关管S₂的反并二极管，和直流母线电容C_dc同时向交流负载侧供电，电流i_L1线性下降。第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L2线性上升。a、b两点间电压：u_ab(t)＝U_dc。

到t₆时刻，模态6结束。模态6持续时间：

Δt₂＝(1-D)T_s (4)

基于以上对本发明的逆变器的工作过程的分析，下面对其电压增益进行分析

根据电感L₁、L₂的伏秒平衡，可得：

U_inDT_s＝(U_dc-U_in)(1-D)T_s (5)

即：

若输入直流电源U_in的负端为零电位，则结合图2、图4与模态分析，a点电位在一个开关周期内的平均值可表示为：

b点电位在一个开关周期内的平均值可表示为：

因此，可得输出电压基波分量：

即

由此可推得，理想条件下本发明所提逆变器的电压增益为：

根据式(11)可知，M＝0.78，D＝0.9时，本发明所提逆变器的电压增益值G＝7.8。

为了验证上述理论分析的正确性，使用saber仿真软件对本发明的逆变器进行仿真验证。其设计指标如下：开关频率为f_s＝20kHz，直流输入电压U_in＝40V，输出功率P_o＝1kW。此外，升压电感L₁＝L₂＝720uH，直流母线电容C_dc＝2mF，输出滤波电容C_f＝200μF，输出滤波电感L_f＝470uH，输出电压U_o＝220V，频率为f＝50Hz，占空比D＝0.9，调制比M＝0.78，直流母线电压控制目标值为U_dc＝400V。

仿真实验波形图如图6所示。

图6(a)中给出了逆变器的调制信号u_rac和u_c、输入电压u_in、共模电流i_m、直流母线电压u_dc以及输出电压u_o的波形；图6(b)中给出了电感电流i_L1和i_L2、输入电流i_in和开关管S₃驱动信号的波形。可以看出，占空比D＝0.9，调制比M＝0.78，电压增益实测值G＝U_om/U_in≈7.7，与理论值G＝M/(1-D)＝7.8基本吻合，实现了较高增益的升压与逆变；共模电流i_m被抑制在了mA级别，确实实现了对共模电流的抑制；i_L1和i_L2均连续，波形互差180°，使得输入电流i_in的等效开关频率提升了一倍，并降低了其脉动率，由此验证了理论分析的正确性。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种单相单级式升压逆变器，其特征在于，包括第一桥臂、第二桥臂，所述第一桥臂包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃，所述第二桥臂包括第四开关管S₄、第五开关管S₅、第六开关管S₆，其特征在于，所述单相单级式升压逆变器还包括直流母线电容C_dc、输入电源U_in、第一升压电感L₁、第二升压电感L₂、滤波电容C_f、滤波电感L_f；

所述直流母线电容C_dc的正极与所述第一开关管S₁的漏极、所述第四开关管S₄的漏极相连；

所述直流母线电容C_dc的负极与所述第三开关管S₃的源极、所述第六开关管S₆的源极共同接入输入电源U_in的负极；

所述第一开关管S₁的源极与所述第二开关管S₂的漏极、所述滤波电感L_f的第一端相连；

所述第二开关管S₂的源极与所述第三开关管S₃的漏极、所述第一升压电感L₁的第一端相连；

所述第一升压电感L₁的第二端与所述第二升压电感L₂的第一端一起接入输入电源U_in的正极；

所述第二升压电感L₂的第二端与所述第五开关管S₅的源极、所述第六开关管S₆的漏极相连；

所述第四开关管S₄的源极与所述第五开关管S₅的漏极、所述第一滤波电容C_f的第一端、交流负载的第一端相连；

所述滤波电感L_f的第二端与所述滤波电容C_f的第二端、交流负载的第二端连接。

2.根据权利要求1所述的一种单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：

将正弦交流调制信号u_rac与双极性对称三角载波u_c交截，同时产生第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号；

将所述第一开关管S₁和第五开关管S₅的SPWM驱动信号取反，以得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的SPWM驱动信号；

将所述直流调制信号u_rdc1与双极性对称三角载波u_c交截，产生第六开关管S₆的PWM驱动信号；

将所述直流调制信号u_rdc1反向，得到直流调制信号u_rdc2，将所述直流调制信号u_rdc2与双极性对称三角载波u_c交截，产生第三开关管S₃的PWM驱动信号。

3.根据权利要求2所述的一种单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述单相单级式升压逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下6个模态：

(1)模态1，t₀-t₁：t₀时刻，开通第一开关管S₁、第三开关管S₃、第五开关管S₅、第六开关管S₆，直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电，此时第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升，到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻，关断第一开关管S₁、第五开关管S₅，开通第二开关管S₂、第四开关管S₄，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电感电流i_L1、i_L2线性上升，到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻，关断第六开关管S₆，第二升压电感L₂承受反向压降U_dc-U_in，经第五开关管S₅的反并二极管和第四开关管S₄，和交流负载侧同时向直流母线电容C_dc充电，电流i_L2线性下降，第一升压电感L₁承受正向压降U_in，电流i_L1线性上升；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻，开通第六开关管S₆，与模态2类似，交流负载侧通过第二开关管S₂和第四开关管S₄对直流母线电容C_dc充电，第一升压电感L₁、第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升；

(5)模态5，t₄-t₅：t₄时刻，关断第二开关管S₂、第四开关管S₄，开通第一开关管S₁、第五开关管S₅，与模态1类似，直流母线电容C_dc通过第一开关管S₁、第五开关管S₅对交流负载侧进行供电，此时电感L₁、L₂承受正向压降U_in，电流i_L1、i_L2线性上升，到t₅时刻，模态5结束；

(6)模态6，t₅-t₆：t₅时刻，关断第三开关管S₃。第一升压电感L₁承受反向压降U_dc-U_in，经第二开关管S₂的反并二极管，和直流母线电容C_dc同时向交流负载侧供电，电流i_L1线性下降，第二升压电感L₂承受正向压降U_in，电流i_L2线性上升，到t₆时刻，模态6结束。

4.根据权利要求2所述的一种单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于，所述单相单级式升压逆变器的电压增益

式中，D为第三开关管S₃和第六开关管S₆的PWM驱动信号占空比，M＝U_rm/U_cm为调制比，U_rm为正弦交流调制信号u_rac的幅值，U_cm为双极性对称三角载波u_c的幅值，

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