CN114649953A - 一种混合功率器件三相三电平anpc-dab变换器及其调制方法 - Google Patents

一种混合功率器件三相三电平anpc-dab变换器及其调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种混合功率器件三相三电平ANPC‑DAB变换器及其调制方法，属于直流‑直流变换器技术领域。本发明考虑变换器拓扑结构的特殊性，提出了适用于本发明变换器拓扑的驱动调制方法，不仅有效规避了时域下的电流条件分析，而且实现了将全部开关损耗集中在SiC MOSFET，充分利用了SiC器件优势，有效降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的效率。本发明采用基波分析法，借助其傅里叶级数展开结果，得到本发明变换器传输功率的表达式，为后续对该变换器进行电压电流调制提供了基础。

Description

一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器及其调制方法
技术领域
本发明属于直流-直流变换器技术领域，更具体地，涉及一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器及其调制方法。
背景技术
作为直流配网的关键设备，双有源桥直流变换器(Dual Active Bridge,DAB)在实现电压变换、电气隔离的同时，能够满足能量双向流动的电能输送需求，且具备单移相控制下的固有软开关能力，得到广泛应用。为提高单相拓扑的功率等级，三相DAB拓扑由于相数耦合，变换器功率等级更高、功率密度更大，且降低的直流侧电流纹波，使得滤波电容体积小、成本低，显著减小了变换器的尺寸和重量，提高变换器的效率和可靠性，延长寿命。
为提高变换器的电压等级，多电平电路拓扑可以采用较低电压等级的开关器件，更适用于较高直流母线电压的应用场合，其中三电平拓扑的应用最为广泛。与两电平电路拓扑相比，三电平电路拓扑具有功率器件电压应力低、电压变化率小、等效开关频率高的优点。有源中点箝位型(Active Neutral Point Clamped，ANPC)三电平电路采用全有源器件，不仅为所有开关管提供了可靠的电压箝位，还提供了冗余的零电压开关状态，为更好地提高变换器性能增加了可能性。若将ANPC电路引入三相DAB变换器，能够进一步扩大其电压等级及功率等级优势，与三相两电平DAB变换器相比，三相三电平ANPC-DAB变换器具有电平数更多、电感电流更接近正弦、电流纹波更小、滤波更容易的优势，更加适用于中压直流输电、电动汽车、数据中心等应用场所及中、大功率应用场合。
现有绝大多数的ANPC-DAB变换器拓扑中，均采用统一功率器件，显然在大功率应用场合，Si器件因其固有性质对变换器性能产生限制，SiC器件高开关频率、低开关损耗的优势则更为突出，但全SiC器件无疑极大增加了变换器的成本。综合考虑变换器性能与成本因素，采用Si、SiC混合功率器件的三相三电平ANPC-DAB变换器，具备不可忽视的工业应用价值。然而，混合器件拓扑的驱动调制选取，不仅需要考虑DAB中ANPC驱动原则，更应该考虑三相三电平ANPC-DAB变换器自身的拓扑特点及工作原理，以实现其拓扑优势最大化。因而，提出适宜的驱动调制配合混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器运行，并推导其工作原理及传输功率表达式，是本领域技术人员关心的问题。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器及其调制方法，其目的在于提高变换器的功率密度与电压等级，适用于宽输入输出电压变化范围，大幅提高变换器性能的同时，有效控制变换器的成本。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，包括：输入侧三相半桥ANPC电路、三相辅助电感及变压器、输出侧三相半桥ANPC电路和ANPC电路驱动信号调制单元；
输入侧三相半桥ANPC电路包括三个单相桥臂A1、B1、C1；每个单相桥臂包括六个开关管Si1-Si6，每个开关管反向并联有二极管；其中，第二开关管Si1和第三开关管Si3采用SiCMOSFET器件，剩余开关管均采用相同电压等级的Si IGBT器件；i＝A1、B1、C1；三相桥臂对应开关管的驱动信号之间依次有120°移相角；
输出侧三相半桥ANPC电路包括三个单相桥臂A2、B2、C2，结构与输入侧三相半桥ANPC电路相同；
输入侧每个单相桥臂中第一开关管Si1、第二开关管Si2、第三开关管Si3和第四开关管Si4依次串联在输入侧直流母线正极P1和负极N1之间；第五开关管Si5的一端连接第一开关管Si1和第二开关管Si2连接点，另一端连接输入侧零点O1；第六开关管Si6的一端连接第三开关管Si3和第四开关管Si4连接点，另一端连接输入侧零点O1；第二开关管Si2和第三开关管Si3连接点构成输入侧三相半桥ANPC电路交流侧，通过三相辅助电感与三相变压器原边相连；
输出侧每个单相桥臂中开关管分别连接在输出侧直流母线正极P2、负极N2和零点O2之间，连接方式与输入侧单相桥臂开关管相同；交流侧与三相变压器副边直接相连；
ANPC电路驱动信号调制单元的输出端分别与输入侧三相半桥ANPC电路、输出侧三相半桥ANPC电路的驱动单元控制端连接；
ANPC电路驱动信号调制单元，用于控制输入侧和输出侧三相半桥ANPC电路的开关管开通、关断，使得开关损耗集中在SiC MOSFET器件，同时实现所述变换器的正常工作运行。
进一步地，输入侧直流母线正极P1和负极N1之间连接输入侧电压Vp，以及并联的第一电容Cp1、第二电容Cp1。
进一步地，输出侧直流母线正极P2、负极N2之间连接输出侧电压Vs，以及并联的第三电容Cs1、第四电容Cs2。
进一步地，三相变压器绕组的连接方式为Y-Y连接结构、Y-Δ连接结构或Δ-Δ连接结构。
进一步地，Y-Y连接结构下，所述变换器的有功功率PY-Y、无功功率QY-Y、最大有功传输功率PY-Y_max分别为：
Figure BDA0003560251770000031
Figure BDA0003560251770000032
Figure BDA0003560251770000041
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
进一步地，Y-Δ连接结构下，所述变换器的有功功率PY-Δ、无功功率QY-△、最大有功传输功率PY-Δ_max为：
Figure BDA0003560251770000042
Figure BDA0003560251770000043
Figure BDA0003560251770000044
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
进一步地，Δ-Δ连接结构下，所述变换器的有功功率P△-△、无功功率Q△-△、最大有功传输功率P△-△_max为：
Figure BDA0003560251770000051
Figure BDA0003560251770000052
Figure BDA0003560251770000053
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
按照本发明的另一方面，提供了一种适用于上述变换器的调制方法，包括：
在一个控制周期中，从0UL、0L、P、N、0U状态任选一种作为单相ANPC半桥输出电平起始状态；
如果以0UL作为起始电平，按照0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL，或0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL顺序切换；
如果以0L作为起始电平，按照0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L，或0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L顺序切换；
如果以0U作为起始电平，按照0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U，或0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U顺序切换；
如果以P作为起始电平，按照P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P顺序切换；
如果以N作为起始电平，按照N-0U-0UL-0L-P0L-0UL-0U-N顺序切换；
其中，输出P状态时，开关管Sj1、Sj2、Sj6导通；
输出N状态时，开关管Sj3、Sj4、Sj5导通；
输出0L状态时，开关管Sj1、Sj3、Sj6导通；
输出0U状态时，开关管Sj2、Sj4、Sj5导通；
输出0UL状态时，开关管Sj2、Sj3、Sj5、Sj6导通；j＝A1,B1,C1,A2,B2,C2。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。
(1)本发明提供的变换器电压、电流时域波形变化多样，工作过程与单相三电平ANPC-DAB变换器差异很大，不能直接将单相现有调制方法简单移植。因此，考虑变换器拓扑结构的特殊性，本发明提出了适用于本发明变换器拓扑的驱动调制方法，不仅有效规避了时域下的电流条件分析，而且实现了将全部开关损耗集中在SiC MOSFET，充分利用了SiC器件优势，有效降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的效率。
(2)本发明采用基波分析法，借助其傅里叶级数展开结果，得到本发明变换器传输功率的表达式，为后续对该变换器进行电压电流调制提供了基础。
(3)本发明提供的三相三电平拓扑，一方面，直流侧电容电流纹波显著降低，纹波频率增加，减小了滤波电容尺寸，提高了变换器的功率密度；另一方面，可选用较低电压等级的开关器件，适于直流母线电压较高或宽范围变化的场合，是高压大功率场合变换器的最佳拓扑选择之一。
附图说明
图1为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的总体结构组成图；
图2为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的实施电路拓扑图；
图3(a)-3(c)为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的三相变压器绕组的三种连接方式图，分别对应Y-Y连接、Y-Δ连接和Δ-Δ连接；
图4(a)-4(c)为本发明实施提供的Y-Y连接下混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的中点电压模式图，分别对应内移相比
Figure BDA0003560251770000071
Figure BDA0003560251770000072
和
Figure BDA0003560251770000073
的三种电压运行模式；
图5为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的A相典型电压、电流波形图；
图6为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器中ANPC调制方法开关状态示意图，其中(a)-(i)分别对应P状态、0L状态、0L+状态、0U+状态、N状态、0U状态、0U-状态、0L-状态和0UL状态；
图7为本发明实施提供的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的ANPC电路驱动信号调制波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明提供一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其总体结构组成参考图1，包括：输入侧三相半桥ANPC电路、三相辅助电感及变压器、输出侧三相半桥ANPC电路和ANPC电路驱动信号调制单元。
输入侧三相半桥ANPC电路的直流侧与输入侧直流电源相连，交流侧通过辅助电感与变压器原边相连；输出侧三相半桥ANPC电路的交流侧与变压器副边直接相连，直流侧与输出侧直流负载连接；ANPC电路驱动信号调制单元的输出端分别与输入侧、输出侧三相半桥ANPC电路的驱动单元控制端连接。
ANPC电路驱动信号调制单元根据两侧半桥ANPC电路结构和所述变换器的电压电流调制方法所得控制参数，生成适宜的开关管驱动信号调制，控制输入侧和输出侧三相半桥ANPC电路的开关管开通、关断，实现所述变换器的正常工作运行。
具体地，混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的ANPC驱动信号调制实施电路拓扑，如图2所示。
输入侧三相半桥ANPC电路包括：SA11-SA16六个开关管组成的A1相半桥ANPC电路、SB11-SB16六个开关管组成的B1相半桥ANPC电路、SC11-SC16六个开关管组成的C1相半桥ANPC电路和并联连接的直流侧上下直流稳压电容Cp1、Cp2。
三相变压器，可采用三相集成变压器或由三个相同的单相变压器连接形成的三相变压器，依据三相变压器中绕组的不同连接方式，可分为Y-Y、Y-Δ、Δ-Δ三类，如图3(a)-图3(c)所示。
输出侧三相半桥ANPC电路包括：SA21-SA26六个开关管组成的A2相半桥ANPC电路、SB21-SB26六个开关管组成的B2相半桥ANPC电路、SC21-SC26六个开关管组成的C2相半桥ANPC电路和并联连接的直流侧上下直流稳压电容Cs1、Cs2。
以输入侧A1相桥臂为例，第一开关管SA11、第二开关管SA12、第三开关管SA13和第四开关管SA14依次串联在输入侧直流母线正极P1和负极N1之间，第五开关管SA15的一端连接第一开关管SA11和第二开关管SA12连接点，另一端连接输入侧零点O1，第六开关管SA16的一端连接第三开关管SA13和第四开关管SA14连接点，另一端也连接输入侧零点O1。输入侧的B1、C1相桥臂开关管连接方式与A1相桥臂相同，对应开关管分别表示为开关管SB11-SB16、开关管SC11-SC16；输出侧A2、B2、C2三相桥臂开关管连接方式与输入侧A1、B1、C1三相桥臂类似，对应开关管分别表示为开关管SA21-SA26、开关管SB21-SB26、开关管SC21-SC26，分别连接在输出侧直流母线正极P2、负极N2和零点O2之间。其中，从成本方面考虑，首先选用两个SiC MOSFET器件的混合方式，每相桥臂的第二开关管和第三开关管，如开关管SA12、SA13，采用SiC MOSFET器件，剩余开关管均采用相同电压等级的Si IGBT器件。
各个开关管的开关频率均为fs，开关周期Ts＝1/fs，角频率ω＝2πfs。进一步地，依据三相结构可知，输入侧A1、B1、C1三相桥臂对应开关管的驱动信号之间依次有120°移相角，输出侧A2、B2、C2三相桥臂对应开关管的驱动信号之间也依次有120°移相角。
输入侧电压Vp的一端连接输入侧直流母线正极P1，另一端连接输入侧直流母线负极N1；输出侧电压Vs的一端连接输出侧直流母线正极P2，另一端连接输出侧直流母线负极N2。第一电容Cp1的一端连接输入侧直流母线正极P1，另一端连接输入侧零点O1，第二电容Cp2的一端连接输入侧直流母线负极N1，另一端也连接输入侧零点O1。第三电容Cs1的一端连接输出侧直流母线正极P2，另一端连接输出侧零点O2，第四电容Cs2的一端连接输出侧直流母线负极N2，另一端也连接输出侧零点O2。
具体地，对所述的混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的工作原理进行描述：
所述变换器中的三相磁性结构，当变压器任意一端选用Y连接时，三相共中线使得三相桥臂输出电压间存在一定的耦合关系，共同影响电感端电压，此时，变换器中电感两端电压与桥臂输出电压之间产生差异，进而影响变换器的传输功率特性分析。电压运行模式和ANPC驱动调制需根据该特定拓扑采用对应的分析方法，不能够简单的拆分为三个独立的单相三电平ANPC-DAB变换器分析，电路调制方法的分析与选取和单相拓扑有所区别。
如图3(a)所示的Y-Y连接下，依据三相结构移相关系，三相变压器的中性点连接处电压与三相桥臂输出电压之间，存在如下式所示的耦合关系：
Figure BDA0003560251770000101
同时，考虑三电平桥臂自身输出电压的正负电平状态，每侧ANPC电路开关管驱动信号的内移相比的取值范围不同，中性点电压存在三种不同的模式，以输入侧三相半桥ANPC电路为例，说明如下：
1)第一种电压运行模式：ANPC桥臂的内移相比取值范围为
Figure BDA0003560251770000102
中性点电压高、低电平占空比等于d1，如图4(a)所示。
2)第二种电压运行模式：ANPC桥臂的内移相比取值范围为
Figure BDA0003560251770000103
中性点电压高、低电平占空比等于
Figure BDA0003560251770000104
如图4(b)所示。
3)第三种电压运行模式：ANPC桥臂的内移相比取值范围为
Figure BDA0003560251770000105
中性点电压高、低电平占空比等于
Figure BDA0003560251770000106
如图4(c)所示。
在DAB变换器中，辅助电感端电压直接参与变换器的功率传输与后续电压电流控制方法的分析；
单相三电平ANPC-DAB变换器中桥臂输出电压与辅助电感端电压相同，时域分析过程较为简单；
但是，由图4(a)-(c)所示电压波形可以看出，三相三电平ANPC-DAB变换器中A1相桥臂输出电压vA1O1和辅助电感LA端电压vA1m1的电平数与时域阶数不同，三相三电平ANPC-DAB变换器中辅助电感两端电压的时域波形复杂度增加，如图5所示，使得后续变换器的电压电流控制方法中，输出电平变换时刻电流方向及软开关分析难度增大，时域分析方法适用度降低，会极大增加控制难度。
在如图5所示的三相三电平ANPC-DAB变换器典型电压电流波形中，由于相数的叠加，三相三电平ANPC-DAB变换器中电感电压及电感电流正弦度增加，因此，本发明变换器的功率传输与控制分析更适于采用基波分析法。
总结来说，依据本发明变换器的拓扑结构及工作原理，可知：
1)与三个单相三电平ANPC-DAB变换器的简单叠加不同，本发明混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的工作原理及电压、电流波形分析，需考虑变换器拓扑结构的特殊性，采取适宜的分析方法；
2)本发明变换器当变压器任意一端选用Y连接时，三相共中线使得三相桥臂输出电压间存在一定的耦合关系，本发明变换器将拥有的多种电压模式，以及不同模式下电压的多种电平状态，共同决定了对变换器进行时域分析的复杂性；
3)各相桥臂输出电平状态切换时开关管的开关动作特性，在复杂的时域分析中，与单相ANPC电路调制方法下的开关特性产生差异，无法达到单相调制方法下的优化工作性能，因而不能直接将单相现有ANPC调制方法移植到本发明变换器，需依据三相三电平拓扑的工作特性，结合其中混合功率器件方式，选取最佳的驱动调制方法。
首先，就ANPC电路本身而言，可输出V/2、0、-V/2三种电平，分别定义为P、O、N状态，根据DAB中采用的ANPC电路调制方法，以图3所示的A1相单个ANPC电路为例，ANPC电路输出P状态时，开关管SA11、SA12、SA16导通；输出N状态时，开关管SA13、SA14、SA15导通；由于ANPC电路采用全有源开关管，电路在输出O状态时，具有多种不同的开关管调制方法，分为单电流支路零状态0U、0L，条件性双电流支路零状态0U+、0U-、0L+、0L-和双电流支路零状态0UL三类零状态，各零状态下开关管导通情况如表1所示。
表1
Figure BDA0003560251770000121
同时，考虑每次电平状态切换时，动作开关管不超过2个的开关次数限制，P状态可与单电流支路零状态0L和条件性双电流支路零状态0L+、0U+相切换，N状态可与单电流支路零状态0U和条件性双电流支路零状态0U+、0L-相切换。为保证各O状态之间切换的稳定进行，采取双电流支路零状态0UL为中间过渡零状态，各电平状态开关管导通状态如图6(a)-图6(i)所示。
进一步地，表1给出了非零电平与零电平切换时适宜采用的开关状态，分析了电平切换中的动作开关管及其开关特性，为充分利用SiC混合器件高开关频率、低开关损耗优势，可将所有开关损耗集中在内管开关对SiC MOSFET上，实现混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的开关损耗优化。
以表1中所示的P状态切换单支路零状态0L为例，A1相ANPC电路输出P状态时，开关管SA11、SA12、SA16导通，输出0L状态时，开关管SA11、SA13、SA16导通，因而，由P状态切换为0L状态时，先关断开关管SA12，再导通开关管SA13，此次电平切换动作开关管SA12、SA13，可实现任何电流方向条件下，仅SiC MOSFET动作，承担全部开关损耗。但若由P状态切换单支路零状态0L+时，开关管SA11、SA13动作，依据所述变换器的混合功率器件选取，若要将开关损耗发生在SiCMOSFET开关管SA13上，需满足如表1的电流条件，与所述变换器工作特性不符。A1相其余电平切换开关动作分析，与之类似，均应考虑DAB中ANPC调制方法与变换器的工作特性，且剩余相开关调制方法与A1相相同。
因而，依据变换器的特点，从时域角度对其软开关特性分析及实现较为复杂，结合开关调制下的开关状态切换分析，当选用P状态与单电流支路零状态0L相切换、N状态与单电流支路零状态0U相切换时，无论任何电流条件，开关损耗均能够集中于内开关对SiCMOSFET上。此种ANPC电路驱动信号调制方法，不仅有效规避了时域下的电流条件分析，更利于开关损耗优化提高变换器运行效率。
结合上述分析，本发明提出了一种适用于混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的调制方法：
在一个控制周期中，对于每一相ANPC半桥电路，选用P状态与单电流支路零状态0L相切换，N状态与单电流支路零状态0U相切换，单支路零状态0L与0U之间相切换时，采用为双支路零状态0UL作为中间过渡零状态，即：
在一个控制周期中，从0UL、0L、P、N、0U状态任选一种作为单相ANPC半桥输出电平起始状态；
如果以0UL作为起始电平，按照0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL，或0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL顺序切换；
如果以0L作为起始电平，按照0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L，或0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L顺序切换；
如果以0U作为起始电平，按照0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U，或0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U顺序切换；
如果以P作为起始电平，按照P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P顺序切换；
如果以N作为起始电平，按照N-0U-0UL-0L-P0L-0UL-0U-N顺序切换；
其中，以A1相单个ANPC电路为例，输出P状态时，开关管SA11、SA12、SA16导通；
输出N状态时，开关管SA13、SA14、SA15导通；
输出0L状态时，开关管SA11、SA13、SA16导通；
输出0U状态时，开关管SA12、SA14、SA15导通；
输出0UL状态时，开关管SA12、SA13、SA15、SA16导通。
剩余相各ANPC电路输出电平状态时的开关管导通情况与之相同。
当采用0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL顺序切换时，驱动信号调制波形如图7所示。
本发明进一步阐述了所述变换器的传输功率，从基波分析法角度，通过傅里叶级数展开及功率传输原理进行相关计算，说明如下：
以输入侧A1相和输出侧A2相半桥ANPC电路、三相Y-Y连接结构为例，其典型电压电流波形如图5所示，对电感两端电压进行傅里叶级数展开，得到所述变换器的传输功率计算公式。同时，其余两种变压器绕组连接方式下，依据对应拓扑特点同样可得其传输功率表达式，以三相Y-Y连接为例，给出详细推导过程。
对A1相桥臂输出电压vA1O1进行傅里叶级数展开，展开结果见下式：
Figure BDA0003560251770000141
同理，A2相桥臂输出电压vA2O2的傅里叶级数展开结果为：
Figure BDA0003560251770000142
依据三相桥臂移相关系及Y-Y连接结构，三相变压器两侧中性点m1、m2处电压vO1m1、vO2m2可表示为：
Figure BDA0003560251770000151
Figure BDA0003560251770000152
因而，A相等效电路中，电感两端电压vA1m1、vA2m2的计算及傅里叶级数展开结果分别如下：
Figure BDA0003560251770000153
Figure BDA0003560251770000154
Figure BDA0003560251770000155
Figure BDA0003560251770000156
依据电压矢量关系，A相传输的有功功率、无功功率可计算如下：
Figure BDA0003560251770000157
Figure BDA0003560251770000158
因而，Y-Y连接结构下，所述混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的有功功率、无功功率可表示为：
Figure BDA0003560251770000159
Figure BDA00035602517700001510
当两侧桥臂内移相比d1＝d2＝1且外移相比d＝0.5时，变换器实现的最大有功传输功率可表示为：
Figure BDA00035602517700001511
其中，k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
进一步地，Y-Δ连接结构下，所述混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的有功功率、无功功率、最大有功传输功率可表示为：
Figure BDA0003560251770000161
Figure BDA0003560251770000162
Figure BDA0003560251770000163
Δ-Δ连接结构下，所述混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器的有功功率、无功功率、最大有功传输功率可表示为
Figure BDA0003560251770000164
Figure BDA0003560251770000165
Figure BDA0003560251770000166
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，包括：输入侧三相半桥ANPC电路、三相辅助电感及变压器、输出侧三相半桥ANPC电路和ANPC电路驱动信号调制单元；
输入侧三相半桥ANPC电路包括三个单相桥臂A1、B1、C1；每个单相桥臂包括六个开关管Si1-Si6，每个开关管反向并联有二极管；其中，第二开关管Si1和第三开关管Si3采用SiCMOSFET器件，剩余开关管均采用相同电压等级的Si IGBT器件；i＝A1、B1、C1；三相桥臂对应开关管的驱动信号之间依次有120°移相角；
输出侧三相半桥ANPC电路包括三个单相桥臂A2、B2、C2，结构与输入侧三相半桥ANPC电路相同；
输入侧每个单相桥臂中第一开关管Si1、第二开关管Si2、第三开关管Si3和第四开关管Si4依次串联在输入侧直流母线正极P1和负极N1之间；第五开关管Si5的一端连接第一开关管Si1和第二开关管Si2连接点，另一端连接输入侧零点O1；第六开关管Si6的一端连接第三开关管Si3和第四开关管Si4连接点，另一端连接输入侧零点O1；第二开关管Si2和第三开关管Si3连接点构成输入侧三相半桥ANPC电路交流侧，通过三相辅助电感与三相变压器原边相连；
输出侧每个单相桥臂中开关管分别连接在输出侧直流母线正极P2、负极N2和零点O2之间，连接方式与输入侧单相桥臂开关管相同；交流侧与三相变压器副边直接相连；
ANPC电路驱动信号调制单元的输出端分别与输入侧三相半桥ANPC电路、输出侧三相半桥ANPC电路的驱动单元控制端连接；
ANPC电路驱动信号调制单元，用于控制输入侧和输出侧三相半桥ANPC电路的开关管开通、关断，使得开关损耗集中在SiC MOSFET器件，同时实现所述变换器的正常工作运行。
2.根据权利要求1所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，输入侧直流母线正极P1和负极N1之间连接输入侧电压Vp，以及并联的第一电容Cp1、第二电容Cp1。
3.根据权利要求2所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，输出侧直流母线正极P2、负极N2之间连接输出侧电压Vs，以及并联的第三电容Cs1、第四电容Cs2。
4.根据权利要求1-3任一项所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，三相变压器绕组的连接方式为Y-Y连接结构、Y-Δ连接结构或Δ-Δ连接结构。
5.根据权利要求4所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，Y-Y连接结构下，所述变换器的有功功率PY-Y、无功功率QY-Y、最大有功传输功率PY-Y_max分别为：
Figure FDA0003560251760000021
Figure FDA0003560251760000022
Figure FDA0003560251760000023
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
6.根据权利要求4所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，Y-Δ连接结构下，所述变换器的有功功率PY-Δ、无功功率QY-△、最大有功传输功率PY-Δ_max为：
Figure FDA0003560251760000031
Figure FDA0003560251760000032
Figure FDA0003560251760000033
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
7.根据权利要求4所述的一种混合功率器件三相三电平ANPC-DAB变换器，其特征在于，Δ-Δ连接结构下，所述变换器的有功功率P△-△、无功功率Q△-△、最大有功传输功率P△-△_max为：
Figure FDA0003560251760000034
Figure FDA0003560251760000035
Figure FDA0003560251760000036
k表示所述变换器的电压转换比，k＝nkVs/Vp，nk为所述变压器的匝数比；Vp表示输入侧电压；Vs表示输出侧电压；fs表示各开关管的开关频率；L表示辅助电感；d1表示输入侧的内移相比，即输入侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d2表示输出侧的内移相比，即输出侧各相半桥ANPC电路中第一开关管与第五开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值；d表示外移相比，即两侧对应相半桥ANPC电路中第一开关管驱动信号开通时间差与半开关周期的比值。
8.一种适用于权利要求1-7任一项所述变换器的调制方法，其特征在于，包括：
在一个控制周期中，从0UL、0L、P、N、0U状态任选一种作为单相ANPC半桥输出电平起始状态；
如果以0UL作为起始电平，按照0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL，或0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL顺序切换；
如果以0L作为起始电平，按照0L-P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L，或0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P-0L顺序切换；
如果以0U作为起始电平，按照0U-N-0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U，或0U-0UL-0L-P-0L-0UL-0U-N-0U顺序切换；
如果以P作为起始电平，按照P-0L-0UL-0U-N-0U-0UL-0L-P顺序切换；
如果以N作为起始电平，按照N-0U-0UL-0L-P0L-0UL-0U-N顺序切换；
其中，输出P状态时，开关管Sj1、Sj2、Sj6导通；
输出N状态时，开关管Sj3、Sj4、Sj5导通；
输出0L状态时，开关管Sj1、Sj3、Sj6导通；
输出0U状态时，开关管Sj2、Sj4、Sj5导通；
输出0UL状态时，开关管Sj2、Sj3、Sj5、Sj6导通；j＝A1,B1,C1,A2,B2,C2。
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