CN117118212A - Mmc型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法及系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法及系统，方法包括对子模块的电容二倍频纹波进行抑制和对基频电容电压纹波进行抑制。本发明提出的上下桥臂隔离级高频耦合的拓扑与偶次谐波环流注入控制相结合的方法，可及时消除由子模块电容传递到低压直流侧波动功率的基频和二倍频谐波成分，降低了隔离级DAB开关管电流应力，并且平抑了电容纹波，降低了装置成本，提高了装置的效率。本发明系统中还提出了一种结构紧凑的MMC型多端口电力电子变压器拓扑，该拓扑仅在同相的上下桥臂对应子模块隔离级进行高频互联，既解决了MMC子模块电容体积过大问题，而且减少了全桥模块数，提高了装置的功率密度。
Description
技术领域
本发明属于能量路由器技术领域，更具体地，涉及一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法及系统。
背景技术
基于电力电子变压器的新能源机组电力电子能量互联变换器（能量路由器）是实现100%可再生能源独立电网的多电压等级交直流柔性互联及多端口电能控制的核心装备，对大幅提升能源利用效率和柔性互联交直流电网具有重大意义。
考虑到在子模块电容纹波抑制策略中，电力电子变压器子模块功率波动传递到低压直流侧，导致隔离级DAB（dual active bridge）高频电流幅值呈现相应波动，且过大波动将会增加隔离级开关器件导通损耗和电流应力。开关管损耗占比较大，已成为工程中能量路由器效率提高的主要障碍。优化DAB变换器的调制策略可以减小电流应力，一些文献提出了拓展移相控制或双重移相控制下的DAB移相角优化选取方法，大都在建立所有运行模态的电感电流应力与电压调节比、传输功率及移相角之间的数学关系，然后推导得出所有模态下变换器工作在最优电流应力状态的移相角条件。也有文献通过对内外移相角之间的关系重新约束，将影响电流应力最大的调制系数设置为0来减小电流应力。但是以上所需控制方法复杂，未有效利用好能量路由器这一装置的拓扑优势。因此，如何结合该装置的拓扑设计一种简单易行的子模块电容电压纹波抑制方法已成为能量路由器体积优化设计、降低成本的关键问题。
发明内容
为解决该问题，本发明以优化高频电流有效值为目标，提出一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法及系统，采用上下桥臂高频耦合与偶次谐波环流注入控制相结合的策略，该策略可同时消除传递到低压直流侧波动功率的基频和二倍频谐波成分，大大减小了隔离级功率模块中开关管的电流应力。
本发明第一方面提供了一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，采用以下方法对子模块的电容二倍频纹波进行抑制：
（1）将MMC型电能路由器的MMC拓扑结构中的子模块的电容电压参考值UC_ref与单相的子模块的电容电压平均值做差，得到子模块的电容电压二倍频纹波分量；
（2）将所述子模块的电容电压二倍频纹波分量进行PI调节得到所需注入的二倍频环流参考值ic2ref_j；
（3）将所述二倍频环流参考值ic2ref_j与直流环流参考值Idcref_j及交流侧电流参考值is_ijref叠加，得到MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref；
（4）将MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref与实际值iij做差后进行比例-重复控制，输出桥臂附加调制信号△uij；
（5）将桥臂附加调制信号△uij与桥臂平均调制信号叠加后得到桥臂的实际调制信号，进而通过载波移相调制得到桥臂上每个子模块的开关信号。
本发明第二方面提供一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，采用以下方法对基频电容电压纹波进行抑制：
（1）控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，得到MMC型电能路由器中的所有的DAB模块的平均移相角Φ；
（2）将MMC型电能路由器的MMC拓扑结构中的全部子模块的电容电压平均值Vsm_avg与j相h桥臂的子模块的电容电压平均值Vsm_avg_jh作差，以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh；其中，j=a，b，c；h代表上、下桥臂；
（3）将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行比例-重复控制，输出附加移相角△Φjh；
（4）将所述平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjh作差，得到j相h桥臂的DAB模块的实际移相角Φjh，从而通过DAB模块将上、下桥臂子模块的直流电容的基频波动功率传递到DAB模块的二次侧耦合母线，实现MMC拓扑结构的子模块的基频电容电压纹波的全抑制。
基于上述，将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行比例-重复控制，输出附加移相角△Φjh的方法包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行计算，得到第一控制信号；
将所述第一控制信号与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到附加移相角△Φjh。
基于上述，所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模G(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
补偿环节S(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，Kr为补偿环节的增益，zk为补偿环节的超前相位补偿，F(z)为补偿环节的补偿器。
本发明第三方面提供一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，包括MMC型电能路由器；
处理器；
存储器；
以及计算机程序，其中，所述处理器控制连接所述MMC型电能路由器；所述计算机程序存储在所述存储器上，当所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述MMC型电能路由器执行所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法。
基于上述，所述MMC型电能路由器包括模块化多电平变流器和DAB模块；
所述模块化多电平变流器为MMC拓扑结构，分为三相，每相含有上、下两个桥臂，每个桥臂含有N个串联连接的子模块与一个桥臂电感；
所述DAB模块采用多端口DC-DC变换器；
所述模块化多电平变流器每相配置N个DAB模块，其中，第k个DAB模块的输入侧连接该相的上桥臂的第k个子模块，第k个DAB模块的输出侧连接该相的下桥臂的第k个子模块，k=1,2，…，N。
基于上述，每相的上、下桥臂的各个子模块的交流端口及桥臂电感串联后形成中压交流端口MVAC；每相的直流端口并联到中压直流母线，作为中压直流端口MVDC；各相的各个DAB模块的输出侧并联到低压直流母线，作为低压直流端口LVDC；所述低压直流母线与作为低压逆变级的三相逆变器相连，所述三相逆变器的输出端作为低压交流端口LVAC。
基于上述，所述多端口DC-DC变换器包括两个双绕组变压器和三个全桥电路；每个双绕组变压器的一次侧和二次侧绕组的变比为nt:1；两个双绕组变压器的一次侧分别与一个全桥模块相连，作为所述多端口DC-DC变换器的输入侧，两个双绕组变压器的二次侧通过高频母线耦合连接一个全桥电路，作为所述多端口DC-DC变换器的输出侧。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明提出一种上下桥臂隔离级高频耦合的拓扑与偶次谐波环流注入控制相结合的方法，该方法可及时消除由子模块电容传递到低压直流侧波动功率的基频和二倍频谐波成分，降低了隔离级DAB开关管电流应力，并且平抑了电容纹波，降低了装置成本，提高了装置的效率。
本发明提供的基于比例-重复控制的高压级MMC桥臂电流控制与基于比例-重复控制的子模块纹波功率传递的方法，能够实现多频次信号的准确跟踪或抑制，控制方法简单，计算量小，易于实现。
本发明还提出了一种结构紧凑的MMC型多端口电力电子变压器拓扑，该拓扑仅在同相的上下桥臂对应子模块隔离级进行高频互联，既解决了MMC子模块电容体积过大问题，而且减少了全桥模块数，提高了装置的功率密度。
附图说明
图1是本发明实施例提供的MMC型电能路由器的单相结构示意图。
图2是本发明实施例提供的MMC型电能路由器的三相结构示意图。
图3是本发明实施例中MMC型电能路由器的上、下桥臂耦合的多端口DC-DC变换器结构示意图。
图4是本发明实施例中MMC型电能路由器MMC侧的单相电路等效模型示意图。
图5是本发明实施例中MMC型电能路由器MMC侧加入谐波环流注入的桥臂电流控制框图。
图6是本发明实施例中低压侧引入基于比例重复控制的纹波功率传递的控制框图。
图7是本发明实施例中MMC型能量路由器引入功率传递策略的基础上，环流注入前后子模块电容电压纹波抑制仿真示意图。
图8是本发明实施例中，改进拓扑在引入功率传递策略的基础上，环流注入前后DAB二次侧开关管电流应力仿真示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本实施例提供了一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，包括MMC型电能路由器；
处理器；
存储器；
以及计算机程序，其中，所述处理器控制连接所述MMC型电能路由器；所述计算机程序存储在所述存储器上，当所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述MMC型电能路由器执行MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法。
如图1和图2所示，为本实施例的MMC型电能路由器，包括模块化多电平变流器和DAB模块。
所述模块化多电平变流器为MMC拓扑结构，分为三相，每相含有上、下两个桥臂，每个桥臂含有N个串联连接的子模块与一个桥臂电感。
所述DAB模块采用多端口DC-DC变换器；
如图3所示，所述多端口DC-DC变换器包括两个双绕组变压器和三个全桥电路；每个双绕组变压器的一次侧和二次侧绕组的变比为nt:1；两个双绕组变压器的一次侧分别与一个全桥模块相连，作为所述多端口DC-DC变换器的输入侧，两个双绕组变压器的二次侧通过高频母线耦合连接一个全桥电路，作为所述多端口DC-DC变换器的输出侧。
所述模块化多电平变流器每相配置N个DAB模块，其中，第k个DAB模块的输入侧连接该相的上桥臂的第k个子模块，第k个DAB模块的输出侧连接该相的下桥臂的第k个子模块，k=1,2，…，N。
每相的上、下桥臂的各个子模块的交流端口及桥臂电感串联后形成中压交流端口MVAC；每相的直流端口并联到中压直流母线，作为中压直流端口MVDC；各相的各个DAB模块的输出侧并联到低压直流母线，作为低压直流端口LVDC；所述低压直流母线与作为低压逆变级的三相逆变器相连，所述三相逆变器的输出端作为低压交流端口LVAC。
具体的，所述子模块采用全桥模块。
具体的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，如图4和图5所示，采用以下方法对子模块的电容二倍频纹波进行抑制：
（1）将MMC拓扑结构中的子模块的电容电压参考值UC_ref与单相的子模块的电容电压平均值做差，得到子模块的电容电压二倍频纹波分量；
（2）将所述子模块的电容电压二倍频纹波分量进行PI调节得到所需注入的二倍频环流参考值ic2ref_j；
（3）将所述二倍频环流参考值ic2ref_j（方向与直流环流参考值方向相同）与直流环流参考值Idcref_j及交流侧电流参考值is_ijref叠加，得到MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref（参考值iijref的流向与图4中标示的实际值的参考方向一致）；
（4）将MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref与实际值iij做差后进行比例-重复控制，输出桥臂附加调制信号△uij；
（5）将桥臂附加调制信号△uij与桥臂平均调制信号叠加后得到桥臂的实际调制信号，进而通过载波移相调制得到桥臂上每个子模块的开关信号。
MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，如图6所示，采用以下方法对基频电容电压纹波进行抑制：
（1）控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，得到所有的多端口DC-DC变换器的平均移相角Φ；
（2）将MMC拓扑结构中的全部子模块的电容电压平均值Vsm_avg与j相h桥臂的子模块的电容电压平均值Vsm_avg_jh作差，以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh；其中，j=a，b，c；h代表上、下桥臂；
（3）将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行比例-重复控制，输出附加移相角△Φjh；
具体的，利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行计算，得到第一控制信号；
将所述第一控制信号与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到附加移相角△Φjh。
所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模G(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
补偿环节S(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，Kr为补偿环节的增益，zk为补偿环节的超前相位补偿，F(z)为补偿环节的补偿器。
（4）将所述平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjh作差，得到j相h桥臂的多端口DC-DC变换器的实际移相角Φjh，从而通过多端口DC-DC变换器将上、下桥臂子模块的直流电容的基频波动功率传递到所述多端口DC-DC变换器的二次侧耦合母线，实现MMC拓扑结构的子模块的基频电容电压纹波的全抑制。
仿真验证
基于图1所示的拓扑结构，在MATLAB中搭建模型对本发明进行验证，在MMC型电能路由器的中压交流端口接入中压交流配电网，其余端口接入电阻负载，具体仿真参数为：中压交流端口线电压有效值为10kV，中压直流端口电压为20kV，低压直流母线电压为750V，模块化多电平变流器每个桥臂由10个全桥子模块，子模块电容容值为500uF，开关频率为1kHz，桥臂电感为40mH，DAB变换器采用附图3结构，多端口DC-DC变换器的开关频率为5kHz，中压交流端口向中压直流端口和低压直流端口各传输1MW有功功率。
图7-图8给出了本发明实施例中MMC型电能路由器仿真结果及对应的分析。由图7可知，所提拓扑在t=0.9s引入功率传递策略之后，电容纹波由之前的320V降为4.5V，同时隔离级二次侧开关管电流峰值由之前的115A升为170A。在t=1.2s加入环流注入控制后，电容纹波进一步降为3V，隔离级二次侧开关管电流峰值降为108A。由此可知，本发明方法在有效抑制子模块电容纹波的同时不会导致隔离级二次侧开关管电流应力的增加。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，采用以下方法对子模块的电容二倍频纹波进行抑制：
（1）将MMC型电能路由器的MMC拓扑结构中的子模块的电容电压参考值UC_ref与单相的子模块的电容电压平均值做差，得到子模块的电容电压二倍频纹波分量；
（2）将所述子模块的电容电压二倍频纹波分量进行PI调节得到所需注入的二倍频环流参考值ic2ref_j；
（3）将所述二倍频环流参考值ic2ref_j与直流环流参考值Idcref_j及交流侧电流参考值is_ijref叠加，得到MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref；
（4）将MMC拓扑结构的桥臂电流的参考值iijref与实际值iij做差后进行比例-重复控制，输出桥臂附加调制信号△uij；
（5）将桥臂附加调制信号△uij与桥臂平均调制信号叠加后得到桥臂的实际调制信号，进而通过载波移相调制得到桥臂上每个子模块的开关信号。
2.一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，采用以下方法对基频电容电压纹波进行抑制：
（1）控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，得到MMC型电能路由器中的所有的DAB模块的平均移相角Φ；
（2）将MMC型电能路由器的MMC拓扑结构中的全部子模块的电容电压平均值Vsm_avg与j相h桥臂的子模块的电容电压平均值Vsm_avg_jh作差，以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh；其中，j=a，b，c；h代表上、下桥臂；
（3）将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行比例-重复控制，输出附加移相角△Φjh；
（4）将所述平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjh作差，得到j相h桥臂的DAB模块的实际移相角Φjh，从而通过DAB模块将上、下桥臂子模块的直流电容的基频波动功率传递到DAB模块的二次侧耦合母线，实现MMC拓扑结构的子模块的基频电容电压纹波的全抑制。
3.根据权利要求2所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行比例-重复控制，输出附加移相角△Φjh的方法包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行计算，得到第一控制信号；
将所述第一控制信号与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jh进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到附加移相角△Φjh。
4.根据权利要求3所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于：
所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模G(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
补偿环节S(z)的离散域传递函数表达式为：
其中，Kr为补偿环节的增益，zk为补偿环节的超前相位补偿，F(z)为补偿环节的补偿器。
5.一种MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，其特征在于：包括MMC型电能路由器；
处理器；
存储器；
以及计算机程序，其中，所述处理器控制连接所述MMC型电能路由器；所述计算机程序存储在所述存储器上，当所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述MMC型电能路由器执行如权利要求1至4任一项所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制方法。
6.根据权利要求5所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，其特征在于：
所述MMC型电能路由器包括模块化多电平变流器和DAB模块；
所述模块化多电平变流器为MMC拓扑结构，分为三相，每相含有上、下两个桥臂，每个桥臂含有N个串联连接的子模块与一个桥臂电感；
所述DAB模块采用多端口DC-DC变换器；
所述模块化多电平变流器每相配置N个DAB模块，其中，第k个DAB模块的输入侧连接该相的上桥臂的第k个子模块，第k个DAB模块的输出侧连接该相的下桥臂的第k个子模块，k=1,2，…，N。
7.根据权利要求6所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，其特征在于：每相的上、下桥臂的各个子模块的交流端口及桥臂电感串联后形成中压交流端口MVAC；每相的直流端口并联到中压直流母线，作为中压直流端口MVDC；各相的各个DAB模块的输出侧并联到低压直流母线，作为低压直流端口LVDC；所述低压直流母线与作为低压逆变级的三相逆变器相连，所述三相逆变器的输出端作为低压交流端口LVAC。
8.根据权利要求7所述的MMC型电能路由器子模块电容电压纹波抑制系统，其特征在于：所述多端口DC-DC变换器包括两个双绕组变压器和三个全桥电路；每个双绕组变压器的一次侧和二次侧绕组的变比为nt:1；两个双绕组变压器的一次侧分别与一个全桥模块相连，作为所述多端口DC-DC变换器的输入侧，两个双绕组变压器的二次侧通过高频母线耦合连接一个全桥电路，作为所述多端口DC-DC变换器的输出侧。
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