CN212588281U - 一种电机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种电机驱动系统，用于驱动两相或三相及以上电励磁双凸极电机。本申请的发明构思为在现有技术基础上通过外加由功率管和储能电感组成的升降压变换器电路，通过该升降压变换器电路与主电源之间进行配合，在升压模式下可实现应用于输入电压较宽、波动大的场合，能够给逆变器提供稳定可调的母线电压，从而可实现电机的宽调速范围，在降压模式下则可以增大逆变器调制比调节范围，从而可以减小逆变器输出电流谐波对电机性能的影响，另外，升降压变换器电路的储能电感与电励磁电机励磁绕组集成，能进一步提高电机驱动系统的功率密度。

Description

一种电机驱动系统

技术领域

本实用新型涉及交流电机驱动控制领域，尤其涉及一种可变磁通磁阻电机驱动系统。

背景技术

目前，永磁电机因在转矩密度、效率和功率因数等指标上具有显著的优势，被广泛应用于电动汽车、数控机床、风力发电、伺服驱动等场合。永磁电机成为了研究人员关注的热点，各种拓扑结构和性能优越的永磁电机被提出并深入研究，尤其是三相永磁电机在实际应用中得到了广泛的应用。但是永磁电机存在失磁和短路故障无法灭磁的问题。此外，永磁材料价格偏贵，永磁电机在对成本敏感的场合应用受到限制。传统开关磁阻电机虽然结构简单、成本低廉，但是其特有的运行方式决定了电机的噪声、振动较大，而且转矩脉动也很大。这些缺陷影响了开关磁阻电机的应用。

近年来，有学者提出一种可变磁通磁阻电机，省去了昂贵的稀土永磁材料或其他永磁材料，因此具有较低成本。目前对于该可变磁通磁阻电机电机驱动系统需要满足以下两个条件：

①需要宽调速范围。传统电机驱动系统直流母线电压一般恒定，电机的速度调节范围受到逆变器的直流电压利用率约束，常规半桥逆变器拓扑最高只能提供1.15倍直流电压利用率。而全桥逆变器拓扑可提供2倍的直流母线电压利用率，但该拓扑桥臂较多，成本高。电机在调速运行时，希望调速范围不会受到逆变器利用率的影响，因此需要驱动系统能提供可以调节的直流母线电压。

②需要控制器结构简单。与传统电机不同，譬如可变磁通磁阻电机、电励磁双凸极电机中包含了电枢绕组和励磁绕组，电枢绕组主要提供旋转磁场，励磁绕组主要形成励磁磁场，要求该驱动控制器需要满足电枢绕组中交流电流控制以及励磁绕组中直流量的控制，因此需要电机控制系统的成本、体积受到一定限制。

因此，目前大多数可变磁通磁阻电机控制器分为电枢绕组控制器和励磁绕组控制器，控制单元共用直流母线电压，电枢绕组控制器一般采用传统半桥式或全桥式逆变器，励磁绕组控制器采用了桥式结构，控制器结构较复杂，大大提高了电机驱动系统的成本、体积，且电机的调速范围有限。

图1所示为传统的两相电励磁双凸极电机的结构示意图，包括定子1、转子2、励磁绕组 3、电枢绕组4以及转轴、机壳、端盖、位置编码器等电机的其他通用结构件。

该电机的特点为：定子绕组包含交流电枢绕组4和直流励磁绕组3，其中交流电枢绕组4 中通入互为正交(互差90°)的正弦交流电流，直流励磁绕组3中通入直流电流，正弦交流电流用于产生旋转磁势，直流电流用于产生励磁磁场。

传统的驱动电路如图2所示，用于驱动电励磁双凸极电机104，包括桥式电路101、励磁绕组控制器105；桥式电路101由功率管M1、功率管M2、功率管M3和功率管M4组成，电励磁双凸极电机104的两个电枢绕组串联后的两端分别和桥式电路的两个桥臂的中点对应相连；励磁绕组控制器105为功率管V1、功率管V2、功率管V3和功率管V4组成的桥式电路, 电励磁双凸极电机104的励磁绕组的两端与励磁绕组控制器105桥式电路的两个桥臂的中点对应相连；两相电励磁双凸极电机所需要的直流电流分量需要单独的直流电源提供，故桥式电路101的输入端和输出端需要连接外部的主电源100。另外，为了得到更平滑的直流母线电压，在主电源100的正输出端和负输出端之间还连接有电容C；为了减小开关谐波对电机性能的影响，在桥式电路101的输入端和输出端之间还连接有滤波电路103，滤波电路103由电容Cx和电容Cy串联组成。

图2所示电路存在的不足为：需要增加额外励磁电源，用于提供励磁电流，且不能提供可调节的直流母线电压。

申请号为201910189038.8的发明专利《一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统》，公开了一种一种电励磁双凸极电机驱动充电一体化系统及其方法，利用双凸极电机分裂式励磁绕组与DC/DC变换器电感相集成，将电励磁双凸极电机的励磁控制电路和系统升压电路结合到一起，减小系统体积和重量，使其结构更加紧凑，但本身系统升压电路结构复杂，增加了故障发生率和成本。另外，对于电动汽车以及工业应用的其他领域，电机驱动系统的体积、成本和可靠性提出更高要求，因此有必要提供一种低成本小体积的电机驱动系统。

术语含义说明：

桥臂：由两个或多个功率管串联，其串联节点连接控制对象的结构；

桥臂的中点：桥臂中的串联节点，也可称为桥式电路的输出端；

桥式电路的正输入端：桥臂用于输入正电源电压的一端；

桥式电路的负输入端：桥臂用于输入负电源电压的一端。

实用新型内容

针对现有技术缺陷，本实用新型所要解决的技术问题是提供一种电机驱动系统，在实现宽输入电压范围的同时可以灵活调节电机系统所需的直流母线电压，使得电机具有超宽调速范围，并且通过采用集成的思想，使得电机驱动系统结构更加紧凑，进一步提高电机系统的功率密度。

本申请的发明构思为通过外加由功率管和储能电感组成的升降压变换器电路，不仅能提供电机桥式电路101电路的输入侧直流母线电压，实现可宽范围调节桥式电路101的母线电压大小，使得电机可实现更宽调速范围，还能灵活控制逆变器调制比调节范围，使得逆变器输出电流谐波含量最小，另外，将储能电感集成于电机的励磁绕组，能进一步提高电机驱动系统的功率密度。

基于上述实用新型构思，本实用新型为解决上述技术问题而提出的一种电机驱动系统及其控制技术方案如下：

一种电机驱动系统，用于驱动两相或三相及以上电励磁双凸极电机，其特征在于：包括升降压变换器电路和桥式电路；

升降压变换器电路的组成和连接关系为如下两种情况之一：

(1)升降压变换器电路包括功率管S1、功率管S2和电感L，功率管S1的一端为升降压变换器电路的正输入端，功率管S1的另一端同时连接功率管S2的一端和电感L的一端，功率管S2的另一端为升降压变换器电路的正输出端，电感L的另一端同时为升降压变换器电路的负输入端和负输出端；

(2)升降压变换器电路包括功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4和电感L，功率管Q1的一端为升降压变换器电路的正输入端，功率管Q1的另一端同时连接功率管Q2的一端和电感L的一端，功率管Q4的一端为升降压变换器电路的正输出端，功率管Q4的另一端同时连接功率管Q3的一端和电感L的另一端，功率管Q2的另一端和功率管Q3的另一端连接在一起后同时为升降压变换器电路的负输入端和负输出端；

升降压变换器电路的正输入端引出用于连接主电源的正输出端，升降压变换器电路的正输出端连接桥式电路的正输入端，升降压变换器电路的负输入端、升降压变换器电路的负输出端和桥式电路的负输入端连接在一起后引出用于连接主电源的负输出端，桥式电路各桥臂的中点分别引出用于与电机各电枢绕组一端连接。

作为上述技术方案的改进，其特征在于：电感L复用电机的励磁绕组。

作为上述技术方案的改进，其特征在于：升降压变换器电路还包括电容C，电容C的一端连接升降压变换器电路的正输出端，电容C的另一端连接升降压变换器电路的负输出端。

优选地，桥式电路为N相半桥或全桥逆变器，其中N≥2。

优选地，功率管S1为MOSFET或者IGBT。

优选地，功率管S2为功率二极管、MOSFET或者IGBT。

优选地，当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(1)种情况时，功率管S1和功率管S2互补驱动；当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(2)种情况时，功率管Q1与功率管Q2互补驱动，功率管Q3与功率管Q4互补驱动。

优选地，当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(1)种情况时，升降压变换器电路工作在CCM模式；当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(2)种情况时，升降压变换器电路工作在CCM模式，且升降压变换器电路的输出电流Io与电感L中流过的电流临界值Ic 之间的关系式为：

本实用新型的工作原理在实施例进行分析说明，在此不赘述，本实用新型有益效果如下：

(1)本实用新型提供的电机驱动系统由升降压变换器电路和桥式电路组成，相对于传统电机驱动系统来说，桥式电路的直流母线电压可以通过升降压变换器电路进行宽范围调节，使得电机实现宽调速范围，可适应宽输入电压范围场合；

(2)本实用新型提供的电机驱动系统，在电机低速运行时，可通过升降压变换器电路降低桥式电路的直流母线电压，拓宽桥式电路在低压条件下调制比调节范围，减小桥式电路输出电流谐波含量对电机性能的影响；

(3)本实用新型提供的电机驱动系统中的升降压变换器电路的电感不仅作为储能电感，还作为电机的励磁绕组，相对于传统可变磁通磁阻电机的驱动系统来说，使得电机系统结构变得更加紧凑，提高了电机驱动系统的功率密度；

(4)本实用新型提供的电机驱动系统，相对于传统的驱动拓扑，在满足减小系统体积和调压功能的同时，能够减少成本，且控制简单、可靠性。

附图说明

图1为传统的的两相电励磁双凸极电机的结构示意图；

图2为传统的两相电励磁双凸极电机驱动电路的结构示意图；

图3为本实用新型第一实施例的电机驱动系统的应用原理图；

图4为本实用新型第一实施例半桥变换器电路关键波形图；

图5为本实用新型第二实施例的电机驱动系统的应用原理图；

图6为本实用新型第二实施例四开关变换电路关键波形；

图6a为本实用新型第二实施例四开关变换电路在同步Buck模式下的关键波形；

图6b为本实用新型第二实施例四开关变换电路在同步Boost模式下的关键波形；

图6c为本实用新型第二实施例四开关变换电路在输入电压高于输出电压模式下的关键波形；

图6d为本实用新型第二实施例四开关变换电路在输入电压低于输出电压模式下的关键波形；

图7为本实用新型第二实施例桥式电路关键波形。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

第一实施例

图3为本实用新型第一实施例的电机驱动系统的应用原理图图，本实施例的电机驱动系统包括：桥式电路101、升降压变换器电路102；图2中还绘制了本实施例在应用时相关的外接组件，包括主电源100、电机104和滤波电路103。

本实施例驱动的电机104是两相电励磁双凸极电机，包括的电枢绕组1有两个，即图3 中的电枢绕组La和电枢绕组Lb。

本实施例的升降压变换器电路102为半桥变换器电路，包括功率管S1、功率管S2、电感 L和电容C，其连接关系为：功率管S1的一端为半桥变换器电路的正输入端，功率管S1的另一端同时连接电感L的一端和功率管S2的一端，电感L的另一端同时为半桥变换器电路的负输入端和负输出端，功率管S2的另一端为半桥变换器电路的正输出端，电容C连接在半桥变换器电路的正输出端和负输出端之间。

半桥变换器电路的正输入端连接主电源的正输出端，半桥变换器电路的正输出端连接桥式电路的正输入端，半桥变换器电路的负输入端、半桥变换器电路的负输出端和桥式电路的负输入端连接在一起后连接主电源的负输出端，桥式电路各桥臂的中点分别引出后与电机电枢绕组La和电枢绕组Lb一端连接。

桥式电路101用于驱动电机104，电机电枢绕组La和电枢绕组Lb中的交流电流由桥式电路101提供，用于产生电机旋转所需旋转磁场，电机励磁绕组中的直流电流由半桥变换器电路102提供，用于产生电机所需励磁磁场。

桥式电路101，包括：功率管M1、功率管M2、功率管M3、功率管M4；

滤波电路103，包括：电容Cx、电容Cy；

功率管M1与功率管M2串联后连接在DC-DC调压电路102的的正输出端和负输出端之间，功率管M3与功率管M4串联后连接在DC-DC调压电路的正输出端和负输出端之间，电容Cx与电容Cy串联后连接在DC-DC调压电路102的的正输出端和负输出端之间，电枢绕组La的一端连接功率管M1与所述功率管M2的连接点，电枢绕组La的另一端连接在电容Cx与电容Cy的连接点，电枢绕组Lb的一端连接在功率管M3与功率管M4的连接点，电枢绕组Lb的另一端连接在电容Cx与电容Cy的连接点。

由于电机104绕组本身具有储能作用，故电机104中的励磁绕组3可与半桥变换器电路 102中的电感L复用，即电机104中的励磁绕组3兼作半桥变换器电路102中的电感，图3中无需单独设计半桥变换器电路102的电感L，从而使得电机驱动系统的功率密度得到提高。

以下结合图3中电机驱动电路来讲述本实施例的工作原理：

主电源100电压Vin经过半桥变换器电路102变换后形成桥式电路101的直流母线电压 Vo，通过桥式电路101的调制形成电机104的驱动电流信号，其中半桥变换器电路102为同步半桥电路，为了提高电路的整体效率和控制简单，功率管S1与功率管S2互补驱动，图4 为半桥变换器电路102关键波形；桥式电路101中功率管M1与功率管M2驱动互补，功率管M3与功率管M4驱动互补，且两桥臂调制波为相互正交(互差90°)的正弦波，图7为所述桥式电路101关键波形。

具体地，由主电源100与半桥变换器电路102构成的升降压变换器电路，功率管S1导通时，S1为低电阻Rds(on)，从漏极到源极，只有很小的电压降。同时电感L的直流电阻RL上的电压降也很小。在功率管S1导通Ton时，功率管S2处于截止状态，即功率管S2为高阻态，此时电感L中流过的电流IL从主电源流出，经过功率管S1，到地。同时，由于加在电感上的电压为恒定值，所以电感L中流过的电流线性增加。此时电感电流增量为：

同理可得，当功率管S1关断、功率管S2导通时，也就是Toff时间内，电感L中流过的电流IL处于减小状态，而且由于加在电感上的电压是一个恒定值，所以电感L中流过的电流IL线性减小。此时电感L中流过的电流减小量为：

在稳态条件下，电感L中流过的电流增加量与减小量必须相等。否则，在一个周期到下一个周期，电感L中流过的电流就会有一个净的增加量或者减小量，就会破坏稳定状态，所以在连续导通条件下能量转换关系为：

具体地，电机104中励磁绕组3直流电流需要为连续状态，故半桥变换器电路102需要工作在CCM模式。

由上述推导可知，当桥式电路101调制比达到最大值时，可以通过调节半桥变换器电路 102的PWM波占空比使之工作在升压模式，提高桥式电路101直流母线电压Vo，提高其输出电压Uv，从而使得电机104实现超宽调速范围。当桥式电路101调制比达到最小值时，输出电流谐波会增大，会影响电机运行性能，此时可以通过调节半桥变换器电路102的PWM波占空比使之工作在降压模式，从而降低桥式电路101直流母线电压Vo，使得桥式电路100的调制比在合适范围调节，减小桥式电路100因调制比过低造成输出电流谐波含量增高的影响，从而使得电机104实现稳定运行。

本实施例的桥式电路为两相半桥逆变器，可驱动两相电励磁双凸极电机。桥式电路也可以为两相全桥逆变器，可以进一步提高逆变器的直流电压利用率，但增加了功率管，使得电机系统体积、成本都增加。

同样本实施例也可适用于三相及以上电励磁双凸极电机，桥式电路可更改为三相及以上电机驱动逆变器。

本实施例的半桥变换器电路中包括电容C，该电容也可以外接，或者由应用场合设置的其它电容复用。

本实施例的功率管S1可以选择MOSFET或者IGBT，当功率管S1为MOSFET管时,功率管 S1的一端为MOSFET管的源极，功率管S2的一端为MOSFET管的漏极；当功率管S1为IGBT时,功率管S1的一端为IGBT的源极，功率管S2的一端为IGBT的漏极。功率管S2可以选择功率二极管、MOSFET或者IGBT，当功率管S2为二极管时,功率管S1的一端为二极管的阴极，功率管S2的另一端为二极管的阳极；当功率管S2为MOSFET管时,功率管S1的一端为MOSFET 管的源极，功率管S2的一端为MOSFET管的漏极；当功率管S2为IGBT时,功率管S1的一端为IGBT的源极，功率管S2的一端为IGBT的漏极。

第二实施例

图5为本实用新型第二实施例的电机驱动系统的应用原理图，与第一实施例的不同之处在于第一实施例中的升降压变换器电路采用的是四开关变换器电路，本实施例四开关变换器电路的组成和连接方法如下：

四开关变换器电路包括功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4、电感L和电容C，功率管Q1的一端为四开关变换器电路的正输入端，功率管Q1的另一端同时连接功率管Q2的一端和电感L的一端，功率管Q4的一端为四开关变换器电路的正输出端，功率管Q4的另一端同时连接功率管Q3的一端和电感L的另一端，功率管Q2的另一端和功率管Q3的另一端连接在一起后同时为四开关变换器电路的负输入端和负输出端，电容C连接在四开关变换器电路的正输出端和负输出端之间。

本实施例的工作原理较第一实施例不同之处在于：

主电源100电压Vin经过四开关变换器电路102变换后形成桥式电路101的直流母线电压Vo，通过桥式电路101的调制形成电机104的驱动电流信号，其中四开关变换器电路102 中，功率管Q1与功率管Q2互补驱动，功率管Q3与功率管Q4互补驱动，图6为四开关变换器电路102关键波形；桥式电路101中功率管M1与功率管M2驱动互补，功率管M3与功率管M4驱动互补，且两桥臂调制波为相互正交(互差90°)的正弦波，图7为本实施例桥式电路关键波形。

具体地，四开关变换器电路102具有两桥臂、四个功率管结构，具有四种工作状态：

模式一：同步Buck

功率管Q4保持常开，功率管Q3保持常关，功率管Q1和功率管Q2工作于同步BUCK模式。对应图6a所示四开关变换器关键波形，其工作原理为本领域技术人员的公知常识。

模式二：同步Boost

功率管Q1保持常开，功率管Q2保持常关，功率管Q3和功率管Q4工作于同步Boost模式。对应图6b所示四开关变换器关键波形，其工作原理为本领域技术人员的公知常识。。

模式三：四开关变换器电路的输入电压Vin高于输出电压Vo

当功率管PWM周期起始时，功率管Q2、功率管Q4先同时导通，然后功率管Q1、功率管Q3同时导通，最后功率管Q1、功率管Q4同时导通，即开关管导通顺序为：功率管Q2，功率管Q4→功率管Q1，功率管Q3→功率管Q1，功率管Q4。

功率管Q2、功率管Q4同时导通，则导通时间为T2,4，电感L去磁，则电感L中流过的电流纹波为：

同理可得，若功率管Q1、功率管Q3同时导通，则导通时间为T1,3，电感L激磁，则电感L中流过的电流纹波为：

同理，若功率管Q1、功率管Q4同时导通，则导通时间为T1,4，电感L继续激磁，则电感L中流过的电流纹波为：

考虑到磁通在每个开关周期必须复位，则需满足：|Δi_L2,4|＝|Δi_L1,3|+|Δi_L1,4|；

可以得到：

在模式三条件下，调节T1,3小于T2,4，就可以控制四开关变换器电路的输出电压Vo，电路控制波形请参考图6c所示。

模式四：四开关变换器电路的输入电压Vin低于输出电压

当功率管PWM周期起始时，功率管Q1、功率管Q3先同时导通，然后功率管Q2、功率管Q4同时导通，最后功率管Q1、功率管Q4同时导通，即开关管导通顺序为：功率管Q1，功率管Q3→功率管Q2，功率管Q4→功率管Q1，功率管Q4。

模式四各个环节推导过程与模式三思路一致，也需满足：

在此不再赘述。

在模式四条件下，调节T1,3小于T2,4，就可以控制四开关变换器电路的输出电压Vo，电路控制波形请参考图6d所示。

具体地，电机104中励磁绕组3直流电流需要为连续状态，故四开关变换器电路102需要工作在CCM模式下，四开关变换器电路的输出电流Io与电感L中流过的电流临界值Ic需要满足

其中，电感L不同时刻电流临界值为：

由上述推导可知，本实用新型实施例在工作在升压模式时能够为电机调速提供所需的直流母线电压大小，从而使电机能够实现超宽的调速范围，另一方面本实施例提供的四开关变换器电路可以灵活控制PWM周期内电感电流纹波的幅值，此时四开关变换器电路工作在降压模式，可以减小电流纹波对电机励磁磁场的影响，提高电机工作特性。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的实用新型构思，并不用以限制本实用新型，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本实用新型原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种电机驱动系统，用于驱动两相或三相及以上电励磁双凸极电机，其特征在于：包括升降压变换器电路和桥式电路；

升降压变换器电路的组成和连接关系为如下两种情况之一：

(1)升降压变换器电路包括功率管S1、功率管S2和电感L，功率管S1的一端为升降压变换器电路的正输入端，功率管S1的另一端同时连接功率管S2的一端和电感L的一端，功率管S2的另一端为升降压变换器电路的正输出端，电感L的另一端同时为升降压变换器电路的负输入端和负输出端；

(2)升降压变换器电路包括功率管Q1、功率管Q2、功率管Q3、功率管Q4和电感L，功率管Q1的一端为升降压变换器电路的正输入端，功率管Q1的另一端同时连接功率管Q2的一端和电感L的一端，功率管Q4的一端为升降压变换器电路的正输出端，功率管Q4的另一端同时连接功率管Q3的一端和电感L的另一端，功率管Q2的另一端和功率管Q3的另一端连接在一起后同时为升降压变换器电路的负输入端和负输出端；

升降压变换器电路的正输入端引出用于连接主电源的正输出端，升降压变换器电路的正输出端连接桥式电路的正输入端，升降压变换器电路的负输入端、升降压变换器电路的负输出端和桥式电路的负输入端连接在一起后引出用于连接主电源的负输出端，桥式电路各桥臂的中点分别引出用于与电机各电枢绕组一端连接。

2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其特征在于：电感L复用电机的励磁绕组。

3.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其特征在于：升降压变换器电路还包括电容C，电容C的一端连接升降压变换器电路的正输出端，电容C的另一端连接升降压变换器电路的负输出端。

4.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其特征在于：桥式电路为N相半桥或全桥逆变器，其中N≥2。

5.根据权利要求1至4任一项所述的电机驱动系统，其特征在于：功率管S1为MOSFET或者IGBT。

6.根据权利要求1至4任一项所述的电机驱动系统，其特征在于：功率管S2为功率二极管、MOSFET或者IGBT。

7.根据权利要求1至4任一项所述的电机驱动系统，其特征在于：当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(1)种情况时，功率管S1和功率管S2互补驱动；当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(2)种情况时，功率管Q1与功率管Q2互补驱动，功率管Q3与功率管Q4互补驱动。

8.根据权利要求1至4任一项所述的电机驱动系统，其特征在于：当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(1)种情况时，升降压变换器电路工作在CCM模式；当升降压变换器电路的组成和连接关系为第(2)种情况时，升降压变换器电路工作在CCM模式，且升降压变换器电路的输出电流Io与电感L中流过的电流临界值Ic之间的关系式为：

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