CN101378227B

CN101378227B - 一种级联装置的功率单元

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Publication number: CN101378227B
Application number: CN2008101565403A
Authority: CN
Inventors: 赵剑锋; 倪喜军; 郑良广; 孙仪; 闫安心
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2008-09-28
Filing date: 2008-09-28
Publication date: 2010-08-11
Anticipated expiration: 2028-09-28
Also published as: CN101378227A

Abstract

级联装置的新型功率单元包括直流电压激励部分、升压斩波部分和逆变部分。功率单元的直流电压激励采用三相桥式不控整流方式，直流侧增加两个可控功率管IGBT以及两个快速二极管，由此组成直流升压斩波电路，可以控制直流环节的电压及扩宽交流输出电压幅值的范围。逆变器采用IGBT单相全桥可控输出，并在其输出端加入了故障旁路电路。整流变压器为普通接线多绕组型，各个次级绕组接线方式相同。升压半桥、滤波电容器组的中性点与谐波电流注入电路的中性点相连，可为注入零序电流提供通道，以实现高功率因数整流和输入电流的正弦化。

Description

一种级联装置的功率单元

技术领域

本发明涉及级联装置的一种功率单元，尤其涉及一种可控制直流电压和实现高功率因数整流的功率单元。本发明属于电力电子技术领域。

背景技术

在大功率变流的应用场合，人们希望大功率、耐压高的电力电子装置能够工作在尽可能高的开关频率下，以更好的滤除谐波，提高输出波形的质量。但太高的开关频率会导致大的开关损耗，故难以将PWM技术应用于传统大容量变流器来达到改善其性能的目的。因此，人们通过对大功率变流器的电路拓扑和控制策略两方面进行研究，力图在提高电力电子变流装置容量的同时改善其变流的性能。一个好的电路拓扑再配合较佳的控制策略往往能提高大功率变流器系统的性价比。在所研究的这些拓扑中，级联型多电平变流器通过多个功率单元的级联能够直接输出高压(无需连接变压器)、提高整个变流器的等效开关频率，因而在大功率场合中受到越来越多的重视。同时，它还具有所需元器件少、开关负荷平衡、易实现直流侧均压、有利于模块化等优点。但是现有级联型多电平变流器的实现和运用存在着技术难点，即直流电压的平衡控制，诸如变压器制作引起的电压不对称、电容电压的波动等，这些都会影响装置的整体性能。

级联型变流装置的直流电压控制，主要分两类：(1)半自励方式；(2)他励方式。半自励方式通过合适的算法控制可控性绝缘栅双极晶体管(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)的导通角，实时补偿电容器的电压跌落，主电路简单，无外加的控制电路和功率器件，但控制复杂，各功率单元的电容器电压平衡控制难。他励方式虽然增加成本，占用更大空间，但采用与逆变电路分开的供电电源，可避免上电时的电流冲击，同时可解决电容器电压平衡问题，故该方式还是一种比较好的方案。

级联型变流装置他励式功率单元主电路拓扑主要有：

(1)多脉冲移相变压器加三相全波整流桥，如图1所示。功率单元直流电压激励采用三相桥式不控整流方式，而逆变器采用IGBT单相桥式可控输出。整流变压器是延边移相多重化变压器，同相上下相邻绕组之间相互移相60°/N，构成移相多重化整流电路，以达到降低输入谐波电流的目的。

(2)普通多绕组变压器加三相桥式高功率因数Boost型PWM整流器，如图2所示。功率单元直流电压激励采用三相桥式Boost型PWM整流方式，而逆变器是采用IGBT单相全桥可控输出，整流变压器是普通接线多绕组的，次级绕组之间是相同的接线方式。此结构在合适的算法下可实现高功率因数的输入，同时可对直流环节的电压进行控制。

但上述两种拓扑存在着难以克服缺陷：拓扑(1)无法直接控制直流环节的电压，而且整流变压器的制造复杂，难以克服制作引起的电压不对称问题；拓扑(2)的整流桥采用六个全控器件IGBT，不但使得成本上升，同时也增加了测量和控制的难度。

发明内容

技术问题：本发明的目的是克服现有级联装置的功率单元实现方案的不足，提出一种运用于级联装置，可对直流环节的电压进行控制，实现高功率因数整流，整流变压器制作简单，滤波电容器组容量要求低的新型功率单元。

技术方案：本发明的级联装置的功率单元，包括以下组成：六个整流二极管即第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管、第四整流二极管(D4)、第五整流二极管、第六整流二极管组成三相不可控整流桥，其输入端分别通过第一电感、第二电感、第三电感连接到熔断器上，而熔断器则直接连接到三相变压器二次侧的三相输出端Ua、Ub、Uc。整流桥输出端则连接到第一升压功率管、第二升压功率管组成的升压半桥上；升压半桥的正、负极分别通过第一限流二极管、第二限流二极管连接到第一滤波电容、第二滤波电容、第三滤波电容、第四滤波电容组成的滤波电容器组的正、负极上，每个滤波电容都分别并联有均压电阻，升压半桥两个绝缘栅双极晶体管IGBT即第一IGBT、第二IGBT的公共点和滤波电容器组的中性点即整个电容器组容量的1/2位置处连接在一起，并由此点引出中性线连到谐波电流注入电路的中性点上；四个绝缘栅双极晶体管IGBT即第三IGBT、第四IGBT、第五IGBT、第六IGBT组成逆变H桥，其输入连接在滤波电容器组的正、负极上，输出端接有四个二极管即第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管和晶闸管组成的旁路电路；在旁路电路中第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管组成旁路整流桥，该旁路整流桥的输入端与逆变H桥的输出相连，该旁路整流桥的输出的正、负极分别连在晶闸管(K)的阳极和阴极上。

有益效果：

(1)可以对级联装置直流环节的电压进行控制，提升其直流电压稳定性；

(2)某个功率单元故障时即被旁路掉，可通过增加其它功率单元的电压输出来保证整个级联装置的电压稳定性；

(3)直流环节采用升压电路，可以扩宽交流输出电压幅值的范围，同时减小直流环节的电流，降低损耗；

(4)谐波电流注入电路为注入零序电流提供了通道，可以实现级联装置的高功率因数整流和输入电流的正弦化；

(5)直流环节电压稳定，对滤波电容器组的容量要求较低，可节省成本；

(6)整流变压器制作简单，可大大减轻变压器的不对称问题，同时也降低了装置成本；

(7)结构比较简单，器件较少，控制较方便。

附图说明

图1多脉冲移相变压器加三相全波整流桥的级联功率单元示意图，

图2普通多绕组变压器加三相桥式高功率因数Boost型PWM整流器的级联功率单元示意图，

图3本发明的级联功率单元示意图，

图4a相电压处于正半周时电路工作示意图，

图5a相电压处于负半周时电路工作示意图，

图6三相整流输入电压波形示意图，

图7谐波电流注入电路具体实施方案一示意图，

图8谐波电流注入电路具体实施方案二示意图。

具体实施方案

本发明的功率单元直流电压激励采用三相桥式不控整流方式，直流侧增加两个可控功率管IGBT以及两个快速二极管，由此组成直流升压斩波电路，可以控制直流环节的电压及扩宽交流输出电压幅值的范围。逆变器采用IGBT单相全桥可控输出，并在其输出端加入了故障旁路电路。整流变压器为普通接线多绕组型，各个次级绕组接线方式相同。升压半桥IGBT的公共点、滤波电容器组的中性点与谐波电流注入电路的中性点相连，可为注入零序电流提供通道，使输入电流最大程度跟踪输入电压波形，实现高功率因数整流。

如图3所示，Ua、Ub、Uc为三相交流电压输入端，N1、N2、N分别为升压半桥IGBT的公共点、滤波电容器组的中性点、谐波电流注入电路的中性点，Fa、Fb、Fc为熔断器，La、Lb、Lc为输入升压电感，D1~D6为整流二极管，G1~G2为升压功率管(使用IGBT)，D7~D8为快速二极管，C1~C4为滤波电容，R1~R4为均压电阻，Q1~Q4为逆变功率管(使用IGBT)，二极管D9~D12及晶闸管K组成故障旁路电路。

其连接关系是：六个二极管D1~D6组成三相不可控整流桥，其输入端通过电感连接到熔断器Fa、Fb、Fc上，而熔断器则直接连接到三相整流变压器的二次侧，输出则连接到两个升压功率管G1~G2组成的双开关升压半桥上。升压半桥的正、负极分别通过二极管D7、D8连接到滤波电容C1~C4组成的滤波电容器组(或采用耐压值足够高的混合电容器组)的正、负极上。均压电阻R1~R4分别并联到滤波电容C1~C4上，以防止电容器电压不平衡。升压半桥的正、负极分别与D7的正极、D8的负极相连。升压桥两个IGBT-G1~G2的公共点N1和滤波电容器组的中性点N2(整个电容器组容量的1/2位置处)连接在一起，并由此点引出中性线连到谐波电流注入电路的中性点N上。四个IGBT-Q1~Q4组成逆变H桥，其输入连接在滤波电容器组的正、负极上，输出端还接有四个二极管D9~D12和晶闸管K组成的旁路电路。在旁路电路中D9~D12组成旁路整流桥，此整流桥的输入端与逆变H桥的输出相连，输出的正、负极分别与晶闸管K的正、负极相连。一旦功率单元发生故障，即导通晶闸管K将该单元旁路掉。

以a相为例，对本发明的电路进行直流电压升压和直流电压控制的实施方案说明如下(b相、c相的升压和电压控制原理相同)：

当a相电压处于正半周时二极管D1导通，D4关断，由于开关频率相对于工频很高，电路工作原理图可简化为如图4所示，此电路即为升压斩波电路(BoostCopper)。当G1处于通态时，电源Ua向电感La充电；当G1处于断态时Ua和La共同向C1和C2充电，这样输出电压的幅值就高于了Ua的幅值。

当a相电压处于负半周时二极管D4导通，D1关断，电路工作原理图可简化为图5示，此电路仍为升压斩波电路。其工作过程同a相电压处于正半周时类似，输出电压的幅值也高于Ua的幅值。

由以上的两个过程可知，电路相当于对直流电压进行了升压(相对于仅用二极管进行整流而言)。对G1、G2的通断占空比进行调节，即可以控制电感La充电的时间，最终达到控制直流电压的目的。

直流电压得到控制的直接好处即是使装置的整体性能得到了提升，改善了输出波形的质量。而且在某个功率单元故障被旁路掉后，可通过增加其它功率单元的电压输出来保证整个级联装置的电压稳定性。另一方面，使直流环节的电压更加稳定，降低了对滤波的要求，所以滤波电容器组的容量也可相应降低，以节省成本。

本发明的电路实现高功率因数整流(即功率因数校正整流)的控制原理如下：

根据三相三线制中三相电流瞬时和为零，可知3个相电流共有2个自由度，即在某个时刻，控制其中的两个相电流，另外的那相电流就等同控制了。这种控制方法就是通过开关G1和G2分别控制正向电压最大相和负向电压最大相的电流来实现的，即控制G1和G2的通断就可以控制三相的瞬时电流，使其跟踪各相电压，以达到提高功率因数的目的。

三相整流输入电压波形示意图如图6所示，仍以a相为例。ωt＝π/6～π/2时，a相电压达到正向最大值，即进入图4所示的工作过程，此时即可以通过控制G1的通断使输入a相电流波形跟踪a相电压波形。在此时间段考虑其它两相的电流情况：ωt＝π/6～π/2时，b相电压达到负向最大值，即进入图5所示的工作过程，此时即可以通过控制G2的通断使输入b相电流波形跟踪b相电压波形，根据三相电流瞬时和为零可知c相电流自动跟踪c相电压波形；而在时间段ωt＝π/2～5π/6时，c相电压达到负向最大值，进入图5所示的工作过程，此时即可以通过控制G2的通断使输入c相电流波形跟踪c相电压波形，根据三相电流瞬时和为零可知b相电流自动跟踪b相电压波形。类似的，在其他时间段，三相电流也可按照这种方法得到控制。

由于输入电流为近似正弦，降低了输入到交流电网的谐波电流。可避免传统级联装置输入变压器采用多重化的设计结构，而采用普通接线多绕组变压器，其次级绕组的接线方式相同，这样简化了整流变压器的制作，节约了成本。

注入零序电流的原因如图6所示，当仅采用三相整流桥整流时，各相电流波形为正弦波的i_max、i_min部分(即实线部分)。要实现输入电流的正弦化则必须注入电流i_har，即图6中的虚线部分。经频谱分析可知：i_har这部分谐波电流分布在3次的奇数倍工频频率上，也即谐波电流只包含零序电流。基于这个原因，本发明采用了谐波电流注入电路，其中性点连接到升压半桥IGBT公共点N1、滤波电容器组的中性点N2上，这样可以为零序电流提供通路。而这部份谐波电流只能在本发明功率单元的内部流通(通过整流环节、直流环节和谐波电流注入环节形成谐波电流回路)，不会流入交流电源侧，故最终可达到注入i_har实现相电流正弦化的目的。

谐波电流注入电路的两个具体实施方案分别如图7、图8所示。图7采用的是Y-Δ型四芯柱三相变压器(带有中性线)，并将Y形侧的绕组接入功率单元；图8则是直接将三组电容接成Y形，并引出三相端子Ua、Ub、Uc以及中性点N分别对应接入功率单元。

Claims

1.一种级联装置的功率单元，其特征在于在该单元中，六个整流二极管即第一整流二极管(D1)、第二整流二极管(D2)、第三整流二极管(D3)、第四整流二极管(D4)、第五整流二极管(D5)、第六整流二极管(D6)组成三相不可控整流桥，其输入端分别通过第一电感(La)、第二电感(Lb)、第三电感(Lc)对应连接到熔断器(Fa、Fb、Fc)上，而熔断器则直接连接三相变压器二次侧的三相输出端(Ua、Ub、Uc)；整流桥输出端则连接到第一升压功率管(G1)、第二升压功率管(G2)组成的升压半桥上；升压半桥的正、负极分别通过第一限流二极管(D7)、第二限流二极管(D8)连接到第一滤波电容(C1)、第二滤波电容(C2)、第三滤波电容(C3)、第四滤波电容(C4)组成的滤波电容器组的正、负极上，每个滤波电容都分别并联有均压电阻(R1、R2、R3、R4)，升压半桥两个绝缘栅双极晶体管IGBT即第一IGBT(G1)、第二IGBT(G2)的公共点(N1)和滤波电容器组的中性点(N2)即整个电容器组容量的1/2位置处连接在一起，并由此点引出中性线连到谐波电流注入电路的中点(N)上；四个绝缘栅双极晶体管IGBT即第三IGBT(Q1)、第四IGBT(Q2)、第五IGBT(Q3)、第六IGBT(Q4)组成逆变H桥，其输入连接在滤波电容器组的正、负极上，输出端接有四个二极管即第一二极管(D9)、第二二极管(D10)、第三二极管(D11)、第四二极管(D12)和晶闸管(K)组成的旁路电路；在旁路电路中第一二极管(D9)、第二二极管(D10)、第三二极管(D11)、第四二极管(D12)组成旁路整流桥，该旁路整流桥的输入端与逆变H桥的输出相连，该旁路整流桥的输出的正、负极分别连在晶闸管(K)的阳极和阴极上。