CN101976963A

CN101976963A - 高功率因数双馈三相整流器

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Publication number: CN101976963A
Application number: CN2010102995764A
Authority: CN
Inventors: 王玉富
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2010-10-08
Filing date: 2010-10-08
Publication date: 2011-02-16

Abstract

本发明公开了一种高功率因数双馈三相整流器，由三相电输入，3个输入升降压电感，6个IGBT开关管，滤波电容和直流输出端组成，6个IGBT开关管每两个一组构成3个半桥电路，上IGBT开关管的发射极与下IGBT开关管集电极连接，连接点分别与3个输入升降压电感的一端连接，3个输入升降压电感的另一端分别与三相电输入的A、B、C三相连接，三个半桥电路上IGBT开关管的集电极相连接形成整流器的正极，下IGBT开关管的发射极相连接形成整流器的负极，滤波电容和整流器的输出端的两端分别于与整流器的正极和负极连接，电路的拓扑与通常的三相PWM器相同。任意时刻，只有与三相电处于中间电位相相连的半桥和电感工作于PWM状态，控制该相电流的大小和方向，能量前馈时，电流的大小和方向与所述的处于中间电位相该时刻的-π/6到π/6相角对应的正弦数值，方向是由三相电流向整流器输出，能量反馈时，电流的大小和方向与所述的处于中间电位相该时刻的-π/6到π/6相角对应的正弦数值，方向是由整流器输出流向三相电。三相电处于最高电位的相相连的半桥的下IGBT开关管一直处于关断状态，上IGBT开关管在能量前馈时可以一直导通或是由其体二极管维持所述最高电位的相与整流器正极的持续导通，在能量反馈时必须一直导通维持所述最高电位的相与整流器正极的持续导通，与三相电处于最低电位的相相连的半桥的上IGBT开关管一直处于关断状态，下IGBT开关管在能量前馈时可以一直导通或是由其体二极管维持所述最低电位相与整流器负极的持续导通，在能量反馈时必须一直导通维持所述最低电位的相与整流器负极的持续导通。

Description

高功率因数双馈三相整流器

技术领域

本发明涉及三相整流器电路，尤其是一种高功率因数能量双馈三相整流器电路。

背景技术

直流负荷在电网中占有越来越大的比重，二极管式整流器产生很大的电流谐波失真，对电网的稳定以及网上的用电器危害很大。通常认为有源功率因数校正(APFC)技术才能最终解决这一问题，然而经过全世界工程技术人员的多年努力，结果并不理想，尤其是三相电整流。在过去的几年产生了一些专利，如中国专利CN1949645A，CN101001053A，美国专利US20050093501，PCT专利PCT/JB2006/003334，PCT/US2005/033565等。其中很多的是在探索解决系统的稳定问题。三相PWM整流技术可以实现无谐波的高功率因数整流，同时也可实现能量的双向传送，但近年来并没有得到广泛的应用，普遍接受的原因是电路复杂、成本高。更为重要的原因是三相整流器的三相电流只有两个自由度，三相PWM整流技术的控制方式造成的控制条件多余，对系统稳定性的影响是根本的，更何况用于变频调速时同一系统中多至6个以上PWM调制的互相影响。另一个更重要的原因是三相PWM整流器高频和工频共模电压输出对电器设备的影响，尤其是变频调速、风力发电机等领域。

中国专利CN200910157448.3提出的三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器的整流电路部分三相桥由6只连接成三相桥形式的IGBT或其它可实现电流逆向流通的半导体开关器件取代，3个半导体组合双向开关组成的阻断相选择开关将电压高的相和电压低的相关断，将阻断相连接至高频电感，由半桥形式的IGBT控制电流的方向和大小，与主整流器连通。较好的解决了前述问题。但电路比较复杂，并且尽管三相PWM技术存在很大的问题，在一些谐波影响很大的领域，如风力发电，已经有一定量的应用，急需与专利CN200910157448.3相同的从电路的控制上解决方法。

发明内容

本发明的目的是基于世界上用量最多的三相PWM电路拓扑，从控制方法上加以改进，实现阻断相填补整流技术。

为解决上述任务，本发明采用的解决方案是：将常规三相电源的整流电路中的桥式连接的6只二极管由IGBT或其它可实现电流双向流通的半导体开关器件取代，即每两只IGBT串联，上管的发射极与下管得集电极相连，连结点通过一个升压电感与三相电中的一相相连，三个上管的集电极相连作为整流器的正极，三个下管的发射极相连作为整流器的负极。

能量前向流通时，该6只IGBT中，对于确定的相位区间常规三相桥式整流器中两只导通的二极管位置的两只IGBT可被控制导通，其余的四只必须IGBT保持关断。体内并联的体二极管正向导通的IGBT被控制导通或可降低管压降。能量反向流通时，该6只IGBT中，对于确定的相位区间常规三相桥式整流器中在正向能量流动两只导通的二极管位置的两只IGBT一定要被控制导通，其余的四只必须IGBT保持关断，导通的IGBT体内并联的体二极管反向，电流通道由导通的IGBT维持。整流器滤波电容容量取值应很小，完全不影响由三相电中电压高的相和电压低的相所决定的整流器输出电压波形，并且该电压波动对所述的滤波电容的充放电电流要远小于工作电流。如此主整流器输出的电压波形应如图3所示，正常直流输入三相PWM输出的电机变频调速控制电路由于电机是典型的对称线性负载，根据瞬态功率平衡原理，是恒定功率负载，电流波形应如图4所示，无论是前向的还是后向的。

三相电中处于中间电位的相在通常的整流器中被阻断，故称其为阻断相，如图2中的C相在bc和cd段。此时，当能量前馈时让与之相连半桥电路的2个IGBT和电感工作于升压电路状态，并控制调节该相电流，使电流具有与该相电压相同的波形，当能量反馈时让与之相连半桥电路的2个IGBT和电感工作于降压电路状态，使电流与该相电压波形相同方向相反。如此即可以在恒定功率的负载下三相电流都获得完美的正弦波。

能量前馈时：如图1所示，对应于起始点相位为零的A相，在0至π/6相位区间被阻断，C相具有最高的电位，控制与之相连的半桥电路的下管处于常断状态，B相具有最低的电位，控制与之相连的半桥电路的上管处于常断状态，与A相相连的半桥电路工作于升压方式，强制A相的电流入主整流器的正极，大小为：

Ia = \frac{Sin (ωt)}{Sin (π / 3)}

原先流入主整流器的C相电流将减小为：

I_{c} = \frac{1}{Sin (ωt + π / 2)} - \frac{Sin (ωt) Sin (ωt + π / 6)}{Sin (π / 3) Sin (ωt + π / 2)} = \frac{Sin (t + 4 π / 6)}{Sin (π / 3)}

而B相电流的大小则为

I_{b} = I_{a} + I_{c} = \frac{Sin (ωt + π / 3)}{Sin (π / 3)}

因此，在此区间内我们获得了三相完美的波形。对于-π/6至0的相位区间，差别仅在于电流的方向是由主整流器流出至A相，减小的是C相负电流的绝对值，整个的工作过程如此类推。

能量反馈时的处理方式和结果完全相同，仅半桥电路工作于降压状态，控制电流方向相反。

由此，由恒功率负载规范整流器的输出电流，辅助的阻断相填补(BPCP)方法，得到了一个不使用任何储能元件完美的有源功率因数校正(APFC)，而高频方式处理的功率仅仅为：

P_{a} = (π / 6) Sin (π / 3) {&Integral;}_{0}^{π / 6} Sin (ωt) Sin (ωt + π / 6) dt = 0.224

电路维持了将整流过程中用高频开关方式处理功率的装置容量与通常的PWM整流器相比和平均功率的大幅度降低，更为重要的是系统稳定，无大的共模干扰输出，同时可实现能量的双向传输。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的说明：图1：是本发明之能量双馈三相电机变频调速驱动器电路原理图，图2：是三相电之电压波形，图3：是三相整流后的电压波形，图4：是有源恒定功率负荷规范的整流器电流波形，

具体实施方式

图1为本发明之实施例高功率因数双馈整流器电路原理图。由三相电输入101，输入升降压电感111，112，113，半导体IGBT开关管121、122、123、124、125、126，滤波电容131和直流输出端151组成。半导体IGBT开关管121的发射极与122的集电极连接，123的发射极与124的集电极连接，125的发射极与126的集电极连接，这三个连接点分别与3个输入升降压电感111，112，113的一端连接，3个输入升降压电感111，112，113的另一端分别与三相电输入101的A、B、C三相连接，半导体IGBT开关管121，123，125的集电极相连接形成整流器的正极141，半导体IGBT开关管122，124，126的发射极相连接形成整流器的负极142，滤波电容131和整流器的输出端151的两端分别于与整流器的正极141，负极142连接。

电路工作于能量前向传输过程。

半导体IGBT开关管在如图2所示在相位区间ab，可让IGBT125、124常导通，123和126必须关断；在相位区间bd，可让IGBT121、124常导通，122和123必须关断；在相位区间df，可让IGBT121、126常导通，122和125必须关断；在相位区间fh，可让IGBT123、126导通，124和125必须关断；在相位区间hj，可让IGBT123、122导通，121和124必须关断；在相位区间jl，可让IGBT125、122导通，121和126必须关断；在相位区间lm，可让IGBT125、124导通，123和126必须关断。

以下的分析中电流大小为按功率归一化的数值，相角按电源的角频率规范。

IGBT121和122组成的半桥电路在如图2所示在相位区间ab内，IGBT122为升压功率器件，IGBT121起续流二极管的作用，控制电感111中的电流，电感中的电流波形为相角0到π/6的正弦波，方向为由三相电的A相注入整流器的正极141；IGBT125和126组成的半桥电路在相位区间bc内，IGBT126为升压功率器件，IGBT125起续流二极管的作用，控制电感113中的电流，电感中的电流波形为相角5π/6到π正弦波，方向为由三相电的C相注入整流器的正极141；IGBT125和126组成的半桥电路在相位区间cd内，IGBT125为升压功率器件，IGBT126起续流二极管的作用，控制电感113中的电流，电感中的电流波形为相角的0到π/6正弦波，方向为由三相电的整流器的负极142注入C相；IGBT123和124组成的半桥电路在相位区间de内，IGBT123为升压功率器件，IGBT124起续流二极管的作用，控制电感112中的电流，电感中的电流波形为相角5π/6到π正弦波，方向为由三相电的整流器的负极142注入C相；IGBT123和124组成的半桥电路在相位区间ef内，IGBT124为升压功率器件，IGBT123起续流二极管的作用，控制电感112中的电流，电感中的电流波形为相角的0到π/6正弦波，方向为由三相电的C相注入整流器的正极141；……滤波电容131容量的取值应完全不影响由三相电中电压高的相和电压低的相所决定的主整流器输出电压波形，并且该电压波动对所述的滤波电容131的充放电电流远小于工作电流。整流器输出的电压波形应如图3所示，三相PWM输出的电机变频调速控制电路由于电机是典型的对称线性负载，根据瞬态功率平衡原理，应是恒定功率负载，一般的直流负荷也以恒功率负荷为多，如此电流波形应如图4所示，无论是前向的还是后向的。如此，即可在三相电的输入得到与相电压相同的正弦波电流。

电感111，112，113由于仅在其电流为其最大电流的0到0.5期间作为升压电感，其磁饱和电流设计为最大工作电流的二分之一即可，可以降低电感的成本和损耗。当电感相连的相电工作于π/6到5π/6，7π/6到11π/6区间时，电感的饱和可以减小其交流压降，即便是在此相位区间电感不饱和，由于升降压变换器PWM的工作频率远高于三相电的频率，设计合理的电感工频交流压降也是完全可以忽略的，这一压降导致的谐波失真也是微小的。

电路工作于能量反馈传输过程。

整流器中的IGBT和阻断相选择开关的选通时段与前述能量前馈完全相同，差别仅在于整流器中的IGBT的可以导通的应是必须导通。与处于中间电位的相连的半桥仍起PWM调制控制该相电流的作用，相当于一个降压控制器，每个π/6相位区间的电流波形形状与前述能量前馈相同，但方向刚好相反，前述气续流作用的IGBT成为降压控制管，原先起升压功率管的IGBT成为续流管。

当然，本发明之高功率因数能双馈三相整流器并不拘限于所举的事施例，如采用其它形式的功率器件、升降压变换器模式，这些变化均落在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种高功率因数双馈三相整流器，由三相电输入，3个输入升降压电感，6个IGBT开关管，滤波电容和直流输出端组成，6个IGBT开关管每两个一组构成3个半桥电路，上IGBT开关管的发射极与下IGBT开关管集电极连接，三个连接点分别与3个输入升降压电感的一端连接，3个输入升降压电感的另一端分别与三相电输入的A、B、C三相连接，三个半桥电路上IGBT开关管的集电极相连接形成整流器的正极，下IGBT开关管的发射极相连接形成整流器的负极，滤波电容和整流器的输出端的两端分别于与整流器的正极和负极连接，其特征在于与三相电处于最高电位的相相连半桥的下IGBT开关管一直处于关断状态，上IGBT开关管在能量前馈时可以一直导通或是由其体二极管维持所述最高电位的相与整流器正极的持续导通，在能量反馈时必须一直导通维持所述最高电位的相与整流器正极的持续导通，与三相电处于最低电位的相相连半桥的上IGBT开关管一直处于关断状态，下IGBT开关管在能量前馈时可以一直导通或是由其体二极管维持所述最低电位相与整流器负极持续导通，在能量反馈时必须一直导通维持所述最低电位的相与整流器负极持续导通；

2.根据权利要求1所述的高功率因数双馈三相整流器，其特征在于任意时刻，只有与三相电处于中间电位相相连的半桥和电感工作于PWM状态，控制该相电流的大小和方向，能量前馈时，电流的大小与所述的处于中间电位相该时刻的-π/6到π/6相角对应的正弦数值，方向是由三相电流向整流器输出，能量反馈时，电流的大小与所述的处于中间电位相该时刻的-π/6到π/6相角对应的正弦数值，方向是由整流器输出流向三相电。

3.根据权利要求1所述的高功率因数双馈三相整流器，其特征在于所述的升降压电感只有在与三相电处于中间电位相相连时工作于PWM状态，处于该状态的最大电流只有最大相电流的一半，电感的设计饱和磁通工作电流也只需最大相电流的一半，当升降压电感所连接的相处于三相电的最高或最低电位时，电感可以进入磁饱和状态。